單個及多個正弦波調製和解調技術的製作方法

2023-08-03 01:00:36

專利名稱：單個及多個正弦波調製和解調技術的製作方法
技術領域：
本發明涉及通過例如電線、電纜和射頻傳播(陸地和衛星兩者)的媒介來傳輸信息。更明確地說，本發明涉及一種單個及多個正弦波調製技術、用於根據所述調製技術來調製和解調信息的設備，和使用所述調製技術的通信系統。
背景技術：
通常通過利用AC信號的三個特有性質——振幅、頻率和相位——中的一者或一者以上來點到點傳遞數字數據。
使用振幅性質的一些調製方法為OOK(開-關鍵控)和常見的AM(調幅)。在OOK中，數據位由載波的存在或不存在表示。在AM中，數據位由載波的相對振幅中的差異表示，或通過使用表示數字數據的不同音調對載波進行調幅來表示。
使用頻率性質的典型調製方法為FSK(頻移鍵控)和FM(調頻)。對於FSK，數字數據的二元狀態用兩個預定的固定頻率之間的突然頻率變化表示。在FM中，數據位由載波的相對頻率中的差異表示，或通過使用表示數字數據的不同音調對載波進行調頻來表示。
調相也是常見的調製方法，但當單獨使用時難以與FM區分。最近已開發並已利用了更為複雜的調製方法。舉例來說，相對較新且普及的調製方法是QAM(正交調幅)，其使用調幅與調相的組合。視應用而定，QAM存在若干不同的變化形式。
這些調製方法的每一者均為可行的，在適當的通信應用中得以證實並使用。所有這些調製方法共同的幾個不合需要的特性是，其均需要若干循環來傳輸一個位，且這樣做的話會產生顯著的旁帶。這些旁帶對於從載波提取信息是必要的，且在通信信道中佔據顯著帶寬，從而需要鄰近信號之間有顯著間隔。

發明內容
根據本發明的調製技術使用一個或一個以上正弦曲線載波。包括許多數字位的數字數據在每一半的正弦曲線循環內被編碼。n個位中的每一個別位位於循環的預定相角θn處。一個數字表示項(例如，「零」)由在相角θn處正弦曲線波形的振幅Y不發生變化來表示。其它數字表示項(例如，「一」)通過改變相角θn處正弦曲線波形來表示。當前優選的是，通過在相角θn之後短時間間隔Δθ內維持振幅Y＝sinθn來改變正弦曲線波形。或者，可通過增大(或減小)正弦曲線波形的振幅並接著在相角θn之後短時間間隔Δθ內維持振幅Y＝sinθ(n+Δθ)來改變正弦曲線波形。
當前優選但並非必要的是，每隔一個位進行反相(即，「一」反相為「零」，且「零」反相為「一」)。為了許多目的，可適應性地改變或可選擇性地改變位的數目n和相角θn中的任一者或兩者。
在使用複數個正弦曲線載波的實施例中，正弦曲線載波可在頻率上相關使得其可產生為具有某一相位關係，所述相位關係的特徵是，所有載波均周期性地同時為零度(sinθ＝0)。此零度相位一致可用作用於使數據通信的不同方面同步化的組幀事件(framing event)。
根據本發明的一個方面，可使用載波峰值和載波零檢測代替數據開始和停止位，因此減小額外開銷並增大真實數據速率。載波峰值或載波零交叉的任一者可被檢測到並用來組幀數據字，以代替數據字開始和停止位。此技術的使用消除了每數據字使用兩個非數據額外開銷位。
根據本發明的解調技術檢測經調製的載波，並通過對其進行檢查以確定載波的正弦曲線函數是否已以每一相角θn之後的時間間隔Δθ而改變來檢索數字數據。舉例來說，如果已通過在相角θn之後的短時間間隔Δθ內維持振幅Y＝sinθn而調製了載波，那麼檢查經調製的載波以確定相角θn之後的時間間隔Δθ期間是否Y＝sinθn，或每一相角θn之後的時間間隔Δθ期間振幅是否遵循函數Y＝sinθ。此檢查可通過(例如)將檢測到的正弦曲線載波與具有與所述載波相同頻率和相位的參考正弦曲線信號混合以檢測參考正弦曲線信號與經調製的載波之間的相差，或通過對經調製的載波執行快速傅立葉變換(fast-fourier-transform，FFT)分析來實現。接著可對數字數據進行緩衝或以另外的方式處理並如數字數據領域中已知的方式加以利用。
根據本發明的示範性調製設備可用來以數字的方式產生經調製的載波。可如此項技術中已知，使用計數器來通過正弦函數查找表驅動數字到模擬(D/A)轉換器，以便從D/A轉換器產生正弦曲線輸出電壓。如果希望在時間間隔Δθ期間維持D/A轉換器的輸出為值Y＝sinθ，那麼，可將在表示θn的時間點上計數器的輸出鎖存到正弦函數查找表中。在時間間隔Δθ結束時，釋放鎖存，並將計數器的當時的計數輸出提供給查找表。根據本發明的一個實施例，位速率為可適應的。
根據本發明的一個示範性解調設備可用來從經調製的載波提取數字信息。使用經調製的載波來產生與經調製的載波具有相同頻率和相位的參考正弦曲線信號。將經調製的載波與參考正弦曲線信號在雙平衡混合器中混合。數字電路檢查在包含時間間隔Δθ和剛好在時間間隔Δθ之後的時窗期間混合器的輸出，以獲得指示經調製的載波與參考正弦曲線信號之間的相位變化的信號。感應到的信號變成解調器的數字輸出流。
另一示範性解調設備使用光學技術從經調製的載波提取數字信息。這些技術利用在存在編碼位期間LED的亮度將較高的事實。
根據本發明的一個通信系統使用調製器將根據本發明的至少一個經調製的載波插入到電話線或其它線對通信線的一端上。優選地，將通過保護帶數目而在頻率上分離的複數個這樣的經調製的載波注入到線中。解調器耦合到電話線或其它線對通信線的另一端。根據本發明的一個實施例，調製器和解調器可位於線的每一端，且所述通信可為雙向通信。根據本發明的另一實施例，調製器和解調器可協商將要用於通信的位速率。
根據本發明的另一通信系統使用調製器將根據本發明的至少一個經調製的載波插入到配電線上。優選地，將通過保護帶數目而在頻率上分離的複數個這樣的經調製的載波注入到線中。解調器在用戶位置(例如，住宅或商業位置)處在(例如)常規二聯式出口處耦合到配電線。根據本發明的一個實施例，所述通信可為雙向通信。根據本發明的另一實施例，調製器和解調器可協商將要用於通信的位速率。根據本發明的又一實施例，電力公司可使用通信系統來通過在用戶位置處選擇性地開關器具和照明電路來在高負載需求時段期間調節負載。
根據本發明的另一通信系統使用調製器將根據本發明的至少一個經調製的載波插入到同軸電纜通信線的一端上。經調製的載波可在插入到同軸電纜線上之前進行增頻轉換。優選地，將通過保護帶數目而在頻率上分離的複數個這樣的經調製的載波插入到線中。解調器耦合到同軸電纜通信線的另一端。根據本發明的一個實施例，調製器和解調器可位於線的每一端，且所述通信可為雙向通信。根據本發明的另一實施例，調製器和解調器可協商將要用於通信的位速率。
根據本發明的另一通信系統使用調製器來產生根據本發明的至少一個經調製的載波，並用所述至少一個經調製的載波進一步調製射頻(RF)載波以形成無線RF信號。經調製的載波可在進行RF調製之前進行增頻轉換。優選地，對通過保護帶數目而在頻率上分離的複數個這樣的經調製的載波進行RF調製。接著發射經RF調製的信號。所發射的經RF調製的信號接著由陸地RF接收器檢測。解調器耦合到陸地RF接收器。根據本發明的一個實施例，所述通信可為雙向通信。根據本發明的另一實施例，調製器和解調器可協商將要用於通信的位速率。
根據本發明的另一通信系統使用調製器來產生根據本發明的至少一個經調製的載波，並用所述至少一個經調製的載波進一步調製射頻(RF)載波以形成無線RF信號。經調製的載波可在進行RF調製之前進行增頻轉換。優選地，對通過保護帶數目而在頻率上分離的複數個這樣的經調製的載波進行RF調製。接著將經RF調製的信號發射到環地軌道(earth-orbiting)或其它衛星或太空飛行器。解調器耦合到環地軌道或其它衛星或太空飛行器中的RF接收器。環地軌道或其它衛星或太空飛行器接著可將RF信號轉發到另一RF接收器，或可對其進行解調以供本地使用。根據本發明的一個實施例，所述通信可為雙向通信。根據本發明的另一實施例，調製器和解調器可協商將要用於通信的位速率。


圖1A是說明根據本發明技術調製的示範性單個正弦曲線載波的一個半循環(half-cycle)的圖。
圖1B是電壓對時間的曲線圖，其展示根據本發明技術調製的正弦波載波的單個循環、從所述載波檢測到的示範性數據，和通過對正弦波載波的峰值檢測和零交叉檢測任一者的選擇獲得的字開始和字停止同步脈衝。
圖2是說明可根據本發明技術調製的複數個正弦曲線載波的圖。
圖3是用於產生根據本發明技術的經調製的正弦曲線載波的說明性調製器電路的方框圖。
圖4A和4B分別是可用於根據本發明的通信系統的增頻轉換器和降頻轉換器的方框圖。
圖5A是複數個說明性調製器電路的方框圖，所述說明性調製器電路的每一者用於產生經調製的正弦曲線載波，所述經調製的正弦曲線載波的輸出根據本發明技術而混合在一起。
圖5B是包含複數個說明性調製器電路的系統的方框圖，所述說明性調製器電路的每一者用於產生經調製的正弦曲線載波，所述經調製的正弦曲線載波的輸出根據本發明技術而混合在一起。
圖6是用於從根據本發明技術的經調製的正弦曲線載波提取信息的說明性解調器電路的方框圖。
圖7是複數個說明性解調器電路的方框圖，所述說明性解調器電路的每一者用於解調經調製的正弦曲線載波，所述經調製的正弦曲線載波的輸出根據本發明技術而組合成輸出數據流。
圖8是可根據本發明而使用的光學解調器電路的方框圖。
圖9A是說明根據本發明的通信系統的方框圖，所述通信系統通過例如電話線的線對通信線而操作，所述通信系統包含調製器，其在電話線的每一端以便將根據本發明的至少一個經調製的載波插入到線對通信線的一端上；和解調器，其耦合到電話線或其它線對通信線的每一端以便執行雙向通信。
圖9B是說明根據本發明的通信系統的方框圖，所述通信系統通過配電線而操作，所述通信系統包含調製器，其耦合到配電線以便將根據本發明的至少一個經調製的載波插入到配電線的一端上；和解調器，其耦合到配電線的每一端以便執行雙向通信。
圖10是說明根據本發明用於同軸電纜通信線的通信系統的方框圖，所述通信系統使用調製器將根據本發明的至少一個經調製的載波插入到同軸電纜通信線的每一端上，並使用耦合到同軸電纜通信線的每一端的解調器。
圖11是說明根據本發明的另一通信系統的方框圖，所述通信系統在每一端使用調製器來產生根據本發明的至少一個經調製的載波並用所述至少一個經調製的載波進一步調製射頻(RF)載波以形成無線RF信號，並使用耦合到解調器的陸地RF接收器。
圖12是說明根據本發明的另一通信系統的方框圖，所述通信系統在每一端使用調製器來產生根據本發明的至少一個經調製的載波並用所述至少一個經調製的載波進一步調製射頻(RF)載波以形成發射到環地軌道或其它衛星或太空飛行器的無線RF信號，並使用耦合到環地軌道或其它衛星或太空飛行器中的RF接收器的解調器。
圖13是說明數位訊號處理技術可如何用於根據本發明的通信系統中以產生如圖2所示的至少一個經調製的正弦曲線載波的方框圖。
圖14是說明數位訊號處理技術可如何用於根據本發明的通信系統中以解調至少一個經調製的正弦曲線載波的方框圖。
圖15是說明根據本發明的通信系統可如何與現有的數據機協議結合使用的方框圖。
圖16是描繪多頻率正弦波接收器的說明性實施例的方框圖。
具體實施例方式
所屬領域的技術人員將了解，對本發明的以下描述僅為說明性的且在任何情況下均不具有限定性。所述技術人員將很容易了解本發明的其它實施例。
首先參看圖1A，其為說明根據本發明技術調製的示範性單個正弦曲線載波10的圖。圖1A中展示正弦曲線波的正半循環。圖1A的x軸是正弦曲線載波10的從0°到180°的相角，且圖1A的y軸是如此項技術中已知的在相角90°處規格化為峰值1的正弦曲線載波10的瞬時振幅。所屬領域的技術人員通過觀察圖1A將了解如何執行正弦曲線載波10的從180°到360°的第二半循環的編碼。
接著根據本發明，在每一半的正弦曲線循環內編碼n個數字位。n個位中的每一個別位位於循環的預定相角θn處。一個數字表示項(例如，「零」)由在相角θn處正弦曲線波形的振幅Y不發生變化來表示。其它數字表示項(例如，「一」)通過改變相角θn處正弦曲線波形來表示。當前優選的是，通過在相角θn之後短時間間隔Δθ內維持振幅Y＝sinθn來改變正弦曲線波形。當前優選的是，每隔一個位進行反相(即，「一」反相為「零」，且「零」反相為「一」)。所屬領域的技術人員將了解，根據本發明的教示，除了在相角θn之後的時間間隔Δθ期間維持電壓恆定之外，還可能對正弦曲線載波進行變化。舉例來說，可通過增大(或減小)正弦曲線波形的振幅並接著在相角θn之後短時間間隔Δθ內維持振幅Y＝sinθ(n+Δθ)來改變正弦曲線波形。根據本發明，可使用這兩種技術的組合。
在圖1A中，將n選擇為4僅僅是為了方便說明本發明。本發明不限於正弦曲線載波10的每半個循環編碼4個數字位，且所屬領域的技術人員將發現，可在正弦曲線載波10的每半個循環編碼其它數目的位。經編碼的位在載波10上的位置分別展示在相角θ1、θ2、θ3和θ4處。圖1A中展示這些位的位置是對稱地定位的。這樣定位使執行信號的解調較為方便，但根據本發明並非必要的。
為了實現圖1A的目的，「零」數據值由正弦曲線波形的振幅Y不發生變化來表示，且「一」通過改變正弦曲線波形的振幅Y來表示。在圖1A的實例中，在所使用的調製技術中，每隔一個位進行反相(即，「一」反相為「零」，且「零」反相為「一」)。因此，圖1A中展示位2和4被反相。雖然此調製技術(每隔一個位進行反相)當前是優選的，但所屬領域的技術人員將了解，這對於實踐本發明來說並非必要。
圖1A說明編碼四位序列1000，其中位2和4被反相使得經編碼的序列展示為在正弦曲線載波10的第一半個循環內編碼的1101。因此，在相角θ1處開始並在相角θ1之後短時間間隔Δθ內，sinθ函數變得不連續，且Y值保持恆定為值Y＝sinθ1。在時間間隔Δθ結束時，Y值躍升為Y＝sin[θ1+Δθ]。類似地，在相角θ2處開始並在相角θ2之後短時間間隔Δθ內，sinθ函數變得不連續，且函數的Y值保持恆定為值Y＝sinθ1，因為正編碼經過反相的「0」(「1」)。在時間間隔Δθ結束時，Y值升高為Y＝sin[θ2+Δθ]。sinθ函數在緊接著相角θ3之後的角時間間隔Δθ處不存在中斷，因為在所述位置處正編碼零。最後，在相角θ4處開始並在相角θ4之後的短時間間隔Δθ內，函數的Y值保持恆定為值Y＝sinθ4，因為正編碼經過反相的「0」(「1」)。在時間間隔Δθ結束時，Y值降低為Y＝sin[θ2+Δθ]。
通過觀察第一和第四經編碼的位，所屬領域的技術人員將發現，相角θ1和θ4處的經編碼的位處的波形的部分不對稱。在小於90°的相角處，Y值的升高延遲，且在大於90°的相角處，Y值的降低延遲。然而，在兩種情況下，Y值的突然變化(ΔY)發生在時間間隔Δθ結束時，在時間間隔Δθ期間Y一直為恆定的。檢測器將感應到此突然變化以便解調信號並提取數字信息。如先前所述，所屬領域的技術人員將了解，在大於90°的相角處可促使突然變化在時間間隔Δθ開始時發生，或振幅的突然變化可在小於90°的相角處在時間間隔開始時發生，且在大於90°的相角處在時間間隔結束時發生。
圖1A中，用斜紋陰影線識別對稱地定位在90°附近的正弦曲線載波10的中心部分。據信，實踐中，對稱地定位在90°附近的相角存在某一範圍，在所述範圍中，Y值的突然變化ΔY將很難或不可能被檢測到，因為隨著θ從兩個方向接近90°，dsinθ/dθ(即，cosθ)接近零。這可通過將ΔY1與ΔY2進行比較並注意到後者為較小的振幅變化而得知。因此當前優選的是，避免將位的位置定位在相角θ＝90°附近。此禁區的尺寸將取決於例如(但不限於)所使用的檢測方案、所使用的傳輸媒介和傳輸媒介中的環境噪音水平的因素。
所屬領域的技術人員將了解，參看圖1A而揭示的調製技術在不脫離本發明概念的情況下可能存在變化形式。舉例來說，已參照使用恆定相角時間間隔Δθ來產生電壓值Y的突然變化的值所導致的突然變化揭示了本發明的這一方面。同樣預期使用電壓值的恆定的突然變化ΔY，結果使得相角時間間隔Δθ的量值將取決於希望發生電壓值的變化ΔY的角位置。另外，在圖1A的實例中，時間間隔Δθ期間的電壓保持恆定為值Y＝sinθn，但可使用其它函數。
現參看圖1B，其呈現根據本發明技術調製的正弦波載波的單個循環的和從所述載波檢測到的示範性數據的電壓對時間的曲線圖。在第一描記線12中，展示正弦波載波的單個循環以每360°八個位的循環進行調製。為了說明的目的，所有的位均為「一」。任何零位將展示為在位位置相角處不存在從正弦曲線函數的偏移的區域。
在圖1B的第二描記線14中，展示將使用本發明技術從所述載波檢測到的電壓的圖示。注意到，關於90°對稱的區域中不存在經編碼的數據。
在圖1B的第三描記線16中，展示將在峰值檢測器的輸出處產生的同步位的圖示。第四描記線18展示將在零交叉檢測器的輸出處產生的同步位的圖示。當前優選的是，使用峰值檢測器同步位而不是使用零交叉檢測器同步位來組幀字。相信鄰近於相角90°和270°處的波最小值和最大值的數據禁區更好地確保防止數據字組幀錯誤，因為通過一起觀察第二、第三和第四描記線看到，數據位與零交叉同步位之間的時間間隔在相角0°和180°處的正弦波零交叉附近最緊密。數據位與最小和最大同步位之間的間隔在相角90°和270°處的正峰值和負峰值處大很多。
峰值檢測和零檢測技術是眾所周知的，且可用來產生本發明的解調技術的字組幀開始和停止位。舉例來說，可通過使用已知的電壓比較器電路來完成零交叉檢測，且可使用已知的微分器電路來完成峰值檢測。如先前所提及，峰值檢測電路中的時序錯誤與零交叉檢測電路中這樣的錯誤相比是更可以容許的。也可使用鎖相迴路技術來產生峰值和零交叉同步信號。由於零交叉檢測比峰值檢測更易於實施，所以可求得傳入的正弦波載波的微分以從其中獲得從原始正弦波剛好相移90°的餘弦波形。可將產生的餘弦波饋給到零檢測電路。所屬領域的技術人員將了解，餘弦波的零交叉對應於原始正弦波的最小和最大峰值。
所屬領域的技術人員將了解，根據本發明的字開始和字停止位的產生可通過消除在數據流中插入開始位和停止位的需要來顯著地增大數據生產率。舉例來說，組幀有開始位和停止位的八位數據字包括十個位。通過消除開始位和停止位，只需要傳輸所述八個數據位，導致位生產率額外開銷節省20％。在使用十六位字的系統中，需要傳輸十六個位而不是十八個位，導致位生產率額外開銷節省大約9％。
現參看圖2，其為說明本發明的另一方面的圖，其中根據本發明技術可用相同的通信信道中的不同的數字數據來調製複數個正弦曲線載波。在圖2的說明性實例中，可以看到，展示七個正弦曲線載波的若干部分在40mS「幀」內，其中所有載波在每一幀開始時處於相角零處。所屬領域的技術人員將了解，這可通過選擇頻率在算術上相關的載波頻率而容易地完成。在圖2的說明性實例中，已選擇開始於400Hz處且間隔開25Hz的載波頻率(即，250Hz、275Hz、300Hz、325Hz、350Hz、375Hz和400Hz)。如圖2說明的特定實例中所示，每循環使用16個位導致數據速率為每幀1,456個位，或每循環36,400個位。
從圖2可知，載波在算術上相關，使得幀內含有第一載波的十個完整循環、第二載波的十一個完整循環、第三載波的十二個完整循環、第四載波的十三個完整循環、第五載波的十四個完整循環、第六載波的十五個完整循環和第七載波的十六個完整循環。這樣組幀(其中所有載波在每一幀開始時處於相角零處)對於使用多個載波實踐本發明並非必要，但其可有利地用於根據本發明的通信系統中的數據恢復和其它同步活動。舉例來說，圖2中說明的幀開始定相可用於同步目的等。
本發明的多個載波方面可用來擴展在給定的通信信道中可用的總帶寬。舉例來說，如本文將揭示，典型的雙絞線電話線的帶寬約為3KHz。根據本發明，複數個正弦曲線載波每一者可在此頻率範圍內在頻率上間隔開約50-100Hz，並在相同的電話線上傳輸。可利用此來顯著地增大其中可使用本發明的任何通信信道中的有用帶寬。所屬領域的技術人員從本揭示案將了解，可在其它頻率下使用其它頻率間隔。舉例來說，在約100MHz的頻率下，複數個正弦曲線載波可彼此間隔開約500KHz。所屬領域的技術人員將了解，在根據本發明而實行的任何給定系統中，所需的載波間隔僅僅是在檢測期間有必要用來避免來自鄰近的載波頻率的幹擾的載波間隔，且將取決於所利用的頻率範圍以及所使用的檢測技術。
根據本發明的另一方面，可通過選擇兩個或兩個以上載波頻率的組合來完成安全通信。此系統中的經授權的傳輸可由經配置以檢測選定的載波頻率組合的存在的接收器來識別。根據本發明的一個方面，通信系統可為適應性的，且可使用在控制信道上發送的信息或由接收器檢測到的用以移位一個或一個以上載波的頻率的頻移，用於以下目的(例如)噪音的避免或最小化、安全目的、啟用多個通信模式、識別希望供選定的接收器使用的消息、識別事件等。可實施本發明的這一方面所為的目的將相差很大，且主要是設計選擇的問題。
現參看圖3，其為描繪用於產生根據本發明技術的經調製的正弦曲線載波的說明性調製器電路的方框圖。圖3的調製器僅為說明性的，且所屬領域的技術人員將了解，可使用例如經編程的微處理器和數位訊號處理(DSP)技術、狀態機等其它方案來執行此功能。
已知通過使用驅動D/A轉換器的正弦函數查找表來產生正弦曲線電壓。將從0°到360°的相角量化為許多離散值。多位計數器以恆定的時鐘速率連續地對這些離散值從頭到尾進行計數。多位計數器的輸出尋址提供每一量化的相角的數字編碼的正弦函數值的正弦函數查找表。D/A轉換器輸出與查找表的輸入處的離散相角的正弦成比例的電壓。
所述兩個變量是相角解析度和A/D轉換器的解析度。在圖3的說明性調製器電路中，展示0°到360°的相角範圍分辨為9個位，或512分之一，使每一增量為θ＝0.703125°。所屬領域的技術人員將了解，可使用其它解析度，儘管可在正弦曲線載波的半個循環中編碼的位的數目對於較小解析度來說可能有限。舉例來說，使用θ為9位解析度，那麼每半個循環分辨為256個離散角。據信，可使用此角解析度實現64位的實踐限度。
類似地，D/A轉換器的解析度應選擇成使得步距(step size)足夠小，以便在由此產生的未經調製的正弦曲線載波中提供相對較低的失真量。當前優選的是，D/A轉換器的解析度為約10個位。所屬領域的技術人員將了解，D/A轉換器的解析度將影響使用FFT解調技術的能力，因為希望預期的最小ΔY顯著大於D/A步距。
圖3中描繪離散邏輯元件。所屬領域的技術人員將了解，這些元件可使用例如雙極技術、CMOS技術等不同技術製造，且可依據據以設計電路的操作頻率所規定的速度要求來選擇例如TTL、ECL等邏輯系列。此外，所述技術人員將了解，可將這些元件集成到單個集成電路上，或可將這些元件編程到可編程集成電路(例如，場可編程門陣列)中，或可將所執行的邏輯功能實行為狀態機。
圖3中，展示時鐘產生器20驅動9位二進位計數器22。通過延遲元件24將來自計數器22的9位計數輸出提供到鎖存器26。鎖存器26配置成當其時鐘輸入為低時為透明的，且當其時鐘輸入為高時在其輸出處鎖存出現在其輸入處的9位值。鎖存器26的輸出用來驅動正弦查找表28。正弦查找表28的輸出驅動D/A轉換器30。圖3中展示D/A轉換器30在圖3中解析度為10個位，但所屬領域的技術人員從本揭示案將了解，可使用不同的解析度。圖1A的經調製的正弦曲線載波出現在D/A轉換器30的輸出處。所屬領域的技術人員將了解，在圖3的9位計數器實例中，將時鐘產生器20的頻率選擇為期望的正弦曲線載波頻率的512倍。
可通過在許多時鐘脈衝期間暫時凍結對於正弦查找表28的輸入來對正弦曲線載波施加調製，所述許多時鐘脈衝的周期合起來等於對應於Δθ的期望的時間間隔。有經驗的數字設計者將了解，存在完成此目的的多種方式。
圖3中展示執行此調製技術的極其靈活的方法的一個說明性實例，其使用非易失性存儲器32。非易失性存儲器32可為任何一種非易失性存儲器，例如掩模型只讀存儲器(mask ROM)、PROM、EPROM、EEPROM、快閃記憶體等。
來自計數器22的9位計數輸出也提供到非易失性存儲器32的9個最低有效位，於是非易失性存儲器32具有對應於正弦曲線載波被分辨成的每一離散相角的一個位置。在圖3的電路中，非易失性存儲器32中的對應於範圍[θ1+Δθ]、[θ2+Δθ]、[θ3+Δθ]和[θ4+Δθ]內的相角的存儲器位置含有值「1」，且非易失性存儲器32中的對應於在這些範圍外的相角的存儲器位置含有值「0」。
將要編碼的數據傳遞到數據輸入寄存器34。數據輸入寄存器34是併入串出(parallel-in serial-out)寄存器。數據輸入寄存器34裝載有n個位數據，n為可編碼到正弦曲線載波的一半循環中的位位置的數目。數據輸入寄存器34由非易失性存儲器32的數據輸出進行下降沿計時。在第一時鐘脈衝之前，第一數據位出現在數據輸入寄存器34的串行輸出處。當9位計數器22的輸出計數達到對應於將要編碼的第一數據位的相角位置的值時，非易失性存儲器32的輸出如先前所揭示呈現「1」值。如果出現在數據輸入寄存器34的串行輸出處的第一數據位的值也為「1」值，那麼AND門36的輸出變為真(true)(值「1」)。此將9位計數器22的計數鎖存在鎖存器26的輸出處，從而導致D/A轉換器30的輸出保持恆定。所屬領域的技術人員通過觀察圖3將了解，延遲元件24內插在計數器22的輸出路徑中以允許非易失性存儲器32的輸出和AND門36的輸出在新的計數到達鎖存器26之前安定下來。
在此時間期間，9位計數器22繼續計數，且其輸出依次尋址非易失性存儲器32的內容。只要非易失性存儲器32的輸出向AND門36呈現「1」值，鎖存器26的輸出保持被鎖存。當非易失性存儲器32的輸出下降為「0」值時，AND門36釋放鎖存器26，且9位計數器22的當前輸出計數呈現給查找表28，從而導致D/A轉換器30的輸出立即升高(或降低)為值Y＝sinθ，以用於由9位計數器22的當前輸出計數表示的θ的當前值。
如先前所述，存在通過在許多時鐘脈衝期間暫時凍結對於正弦查找表28的輸入來調製正弦曲線載波的多種方式，所述許多時鐘脈衝的周期合起來等於對應於Δθ的期望的時間間隔。利用圖3所示的使用非易失性存儲器32的方案的一個優點是，相角θ1、θ2、θ2和θ4處的數據位的位置以及時間間隔Δθ可簡單地通過編程非易失性存儲器32的內容而全體或個別地進行調節。舉例來說，如本文中先前所揭示，可個別地調節時間間隔Δθ的長度以使導致用於表示「1」值位的大體上相等的ΔY變化。
通過使用非易失性存儲器32獲得的另一優點是(如圖3所示)，可選擇性地改變調製的位速率。圖示非易失性存儲器32包含由位速率控制器42控制的較高級別位地址輸入38和40。此實例允許尋址非易失性存儲器32的四個單獨的段。可用表示不同數目的位編碼相角、對於Δθ的不同時間間隔或兩個參數的不同組合的數據來編程每一段。
如所屬領域的技術人員將了解，位速率控制器42可經配置以響應於其中使用本發明調製器的通信信道內變化的狀態，來適應性地且動態地改變位速率和/或對於Δθ調製的時間間隔。舉一非限定性實例，此技術可用來如現今撥號數據機中所進行而協商雙絞線電話線上的連接速度。類似地，此技術可用來改變本發明調製技術的在其被使用的任何通信信道中的位速率，以便補償通信信道中動態變化的狀態，例如噪音等。
同樣如所屬領域的技術人員將了解，可通過使用位速率控制器42和附加的地址線來轉變位速率和/或Δθ調製的相角位置中的一者或一者以上，以便為了其它目的而訪問其它存儲器位置。這些目的包含識別同步幀、識別用於IP或其它包協議系統的包標題，或識別其它事件或狀態。以此方式，可向對接收到的載波中「出位(out-of-position)」的位的檢測分配例如識別事件、提供附加數據等含義。這些含義可依據此活動在「幀」中發生的位置而變化。
位速率控制器42的性質在很大程度上將取決於安置有調製器的系統的性質和結構，並取決於將用來改變位速率或位相角位置的狀態。舉例來說，位速率控制器42可配置成狀態機、微控制器或微處理器。狀態機的配置和/或微控制器或微處理器的編程當然將取決於正執行的準確過程，且對於所屬領域的技術人員來說是一個例行的任務。
然而，舉一個一般的實例，位速率控制器可經調整以感應狀態、請求、中斷、事件或類似情況的存在，且對存儲器32中的含有用以產生期望數目的位且/或在正弦曲線載波的期望的相角處設定一個或一個以上位位置的數據的某一位置確立一地址，以便實現對於狀態、請求、中斷、事件或類似情況的特定響應。如果正編碼附加的數據，那么正弦曲線載波中位位置的一個相角設定可表示第一數字狀態(例如，「零」)，且正弦曲線載波中位位置的第二相角設定可表示第二數字狀態(例如，「一」)。
用於解調本發明的經調製的正弦波的接收器可經調整以檢測一個或一個以上載波中的一個或一個以上「出位」的位，並基於所述檢測和分配於狀態的含義來執行不同動作。使用根據本發明技術的一個優點是，此可在仍然利用檢測到的數據的同時完成，意味著可在不會使通信信道的帶寬降級的情況下獲得功能的增加。舉例來說，呈現「出位」的經編碼的位的載波可用來發出系統即將增大或減小信道中載波的數目的信號。所屬領域的技術人員將了解，本發明的這一附加的智能能力的用途本質上是沒有限制的，且適於使用其的系統的特定配置和最終用途。
D/A轉換器30的輸出可被緩衝，且/或與來自如本文揭示的其它調製器的D/A轉換器的輸出混合，且可以另外的方式進行進一步調整，例如通過進一步進行為了將信號插入到各種通信信道中作準備所必要的進一步調製或頻率轉換。圖4A和4B中說明本發明的這一方面，現關注此方面。
圖4A是可用於為根據本發明經調製的載波在通信系統中傳輸作準備的增頻轉換器的方框圖。本地振蕩器40驅動平衡RF混合器42的一個輸入。經調製的正弦波載波集合提供到平衡RF混合器42的另一輸入。平衡RF混合器42的輸出通過帶通濾波器44。圖4A的用作增頻轉換器的配置在RF技術中是眾所周知的。
圖4B是可用於根據本發明對通信系統中接收到的經調製的載波信號進行降頻轉換的降頻轉換器的方框圖。與圖4A中一樣，本地振蕩器40驅動平衡RF混合器42的一個輸入。將接收到的RF輸入通過帶通濾波器46提供到平衡RF混合器42的另一輸入。平衡RF混合器42的輸出遞送到本文所揭示的類型的檢測器。圖4B的用作降頻轉換器的配置在RF技術中也是眾所周知的。
舉例來說，關於本發明情境中增頻轉換器和降頻轉換器的用途，可將在1MHz範圍內的頻率處的載波頻率轉換為100MHz範圍以供在同軸電纜通信信道上傳輸，且可將100MHz範圍頻率轉換為千兆赫範圍以供在例如陸地點到點鏈路或衛星鏈路的微波鏈路通信信道上傳輸。此信號調整和頻率轉換的技術在此項技術中是眾所周知的。
圖5A中說明本發明的另一方面，其為複數個說明性調製器電路的方框圖，所述說明性調製器電路的每一者均用於產生經調製的正弦曲線載波，所述經調製的正弦曲線載波的輸出根據本發明技術而混合在一起。所有的調製器電路50-1、50-2、50-3和50-4可如圖3中所說明而配置，或可以另外的方式配置。每一調製器的經調製的正弦曲線載波輸出饋給到混合電路52。混合電路52可如此項技術中已知而簡單地配置成與加法放大器一樣，或可以另外的方式配置。
混合電路52的輸出是含有來自調製器電路50-1、50-2、50-3和50-4的個別經調製的正弦曲線載波的全部的複合波形。混合電路52的輸出處的複合波形可以另外的方式進行進一步調整，例如通過進一步進行為將信號插入到各種通信信道中作準備所必要的進一步調製或頻率轉換。此信號調整和轉換的技術在此項技術中是眾所周知的。
現參看圖5B，其為展示包含複數個說明性調製器電路的系統60的方框圖，所述說明性調製器電路的每一者均用於產生經調製的正弦曲線載波，所述經調製的正弦曲線載波的輸出根據本發明技術而添加在一起。此處描述的多頻率基元相移數據發射器是使用載波(或多個載波)的基元相移來傳達數字數據的方法的許多實現方式中的一種。
控制器62提供對系統的監督和控制。數據緩衝器64存儲從其來源進入的數據。從外部來源對輸入數據進行時鐘輸入。其在格式上可為串行的或並行的。在控制器62的監督下的數據緩衝器64剛好在如上所述的基元相位變化的確立(assertion)(如果為一)或取消確立(de-assertion)(如果位為零)的適當時間輸出特定的數據位。
複數個序列器狀態機66-1到66-6如名稱所暗示，每一者是當計時時分別定序所有地址輸出來驅動複數個相應的正弦波查找表(LUT)68-1到68-6的狀態機。所屬領域的技術人員將了解，本發明的實際實現方式中使用的這種序列器狀態機的數目為任意的，且僅作為說明性實例而展示六個。狀態機66-1到66-6的每一者用來根據本發明原理產生正弦波載波，且可經配置以(例如)執行參看圖3而揭示的過程或產生圖1A和1B的經調製的正弦波載波的等效過程。
正弦波LUT 68-1到68-6是類似於只讀存儲器(ROM)的固定預編程存儲器。這些存儲器每一者經編程使得對於每一輸入地址位置，數據寄存器保存波位置一的特定相位或角處的正弦波的振幅的特定數字值。在常見的實施方案中，隨著地址依次被激勵，數據輸出輸出正弦波的數字表示項。峰值振幅為固定的，且正弦波的頻率直接對應於地址被定序的速率和組成一完整波的地址步(address step)的數目。
序列器狀態機66-1到66-6每一者具有三個輸入時鐘、數據和復位。時鐘促使序列器狀態機66-1到66-6定序所有地址以便從LUT 68-1到68-6產生正弦波信號。當數據位存在並處於正弦波的正確相位位置處時，序列器將促使其關聯的LUT延遲其輸出引起其輸出中的基元相位變化。當復位被確立時，其使每一序列器狀態機返回已知的狀態。
LUT 68-1到68-6每一者基本上是類似於只讀存儲器(ROM)的固定預編程存儲器。此存儲器經編程使得對於每一輸入地址位置，數據寄存器保存波位置的一特定相位或角處的正弦波的振幅的特定數字值。在常見的實施方案中，隨著地址依次被激勵，數據輸出輸出正弦波的數字表示項。峰值振幅為固定的，且正弦波的頻率直接對應於地址被定序的速率和組成一完整波的地址步的數目。
可使用多種方案來分配來自數據緩衝器64的數據以便將數據分配到序列器狀態機66-1到66-6。如先前所述，序列器狀態機66-1到66-6的每一者的數據速率將各不相同。
分配數據的一種示範性方式是輪流將每一位分配到序列器狀態機66-1到66-6中即將編碼下一位的一個序列器狀態機。本文中此方法可稱為「流式」，且其優點是不需要在接收器處重新組合數據，因為數據為簡單的串行數據流的形式。一旦指定了系統設計且確定載波的數目和頻率，即可依據簡單的算術獲得此時序。根據已知序列將數據從數據分配器選通到序列器狀態機66-1到66-6中一個適當的序列器狀態機的細節是例行數字電路設計事宜。再次舉例參看圖2，且假定將把4個位編碼到每一正弦波載波的每半個循環中，對於單個幀中每一正弦波載波來說，可容易地計算相角θ1、θ2、θ2和θ4的每一角位置的時間絕對位置。控制器62可使用這些時間的每一者和正弦波載波中的與其關聯的一個正弦波載波將下一數據位分配到序列器狀態機66-1到66-6中一個適當的序列器狀態機。
分配數據的另一示範性方式是，對於每一幀來說，向序列器狀態機66-1到66-6的每一者分配一組數據，所述數據具有與序列器將在當前幀中進行編碼的位的數目相等數目的位。一旦指定了系統設計且確定載波的數目和頻率，即可知曉此信息。在圖2的實例中，表1展示對於每一載波來說，每一幀將使用的位的數目。

所屬領域的技術人員將了解，依據分配在編碼端的數據的複雜性，此數據分配方案可能受到限制，因為其可能無法適應接收端上極其快的數據速率，而這是因為數據分配器必須等待在數據組準備釋放之前每一載波的所述數據組被填充。
LUT 68-1到68-6的輸出分別提供到D/A轉換器70-1到70-6。D/A轉換器70-1到70-6線性地且連續地將來自LUT 68-1到68-6的並行8位數字字節轉換為加法放大器72的輸入。加法放大器72是電路的常規配置，其使用運算放大器線性地將若干個別模擬信號加在一起以產生一個複合信號。
根據本發明的解調技術檢測經調製的載波，並對其進行檢查以確定載波的正弦曲線函數是否已以每一相角θn之後的時間間隔Δθ而改變。舉例來說，如果已通過在相角θn之後的短時間間隔Δθ內維持振幅Y＝sinθn而調製了載波，那麼檢查經調製的載波以確定相角θn之後的時間間隔Δθ期間是否Y＝sinθn，或每一相角θn之後的時間間隔Δθ期間振幅是否已遵循函數Y＝sinθ。此檢查可通過(例如)將檢測到的正弦曲線載波與具有與所述載波相同頻率和相位的參考正弦曲線信號混合以檢測參考正弦曲線信號與經調製的載波之間的相差，或通過對經調製的載波執行快速傅立葉變換分析來實現。此解調器也可含有用以檢測安置在載波中的一者或一者以上中的「出位」的位的電路。
圖6是用於從根據本發明技術的經調製的正弦曲線載波提取信息的說明性解調器電路的方框圖。首先，將傳入的經調製的正弦曲線載波提供到信號輸入調整方框80。信號輸入調整方框80內部的電路的性質將取決於通信信道中使用的傳輸媒介。舉例來說，如果傳輸媒介是例如電話網絡中會遇到的雙絞線電纜，那麼信號輸入調整方框80可由差動線接收器形成。如果傳輸媒介是例如無線或衛星通信系統中可遇到的無線電或微波發射器，那麼信號輸入調整方框80可由通常的RF和IF前端電路組成，包含天線、RF放大器、降頻轉換器和RF檢測器(如果適用於所使用的RF系統)。
信號輸入調整方框80的輸出提供到窄帶通濾波器82。窄帶通濾波器82的Q應約為至少100。窄帶通濾波器82的中心頻率選擇為經調製的正弦曲線載波的頻率。來自窄帶通濾波器82的信號在放大器84中放大，並提供到雙平衡混合器86的一側。雙平衡混合器86的另一側由數控振蕩器(NCO)88的輸出饋給。NCO 88的頻率和相位設定為帶通濾波器82的通頻帶內的經調製的正弦波的一者的頻率和相位。
在根據本發明的使用通信信道內複數個經調製的載波的通信系統中，規定單獨地解調載波的每一者以提取經編碼的數據。現參看圖7，其為展示驅動複數個說明性平衡混合器92、94、96、98、100和102的輸入線90的方框圖。圖7中展示六個平衡混合器，但所屬領域的技術人員將容易了解，視圖5A的調製器電路產生多少個經不同頻率調製的正弦波而定，可使用任何數目的平衡混合器。
平衡混合器92、94、96、98、100和102也由NCO多正弦波產生器104的輸出而得以驅動。每一輸出為將從其中提取數字編碼的信息的經正弦波調製的載波頻率的一者處的正弦波形。平衡混合器92、94、96、98、100和102的輸出根據已知技術在數據卷積器(data convoluter)106中組合成串行或並行輸出數據流。
數據卷積器106重新組合來自個別經調製的正弦波的數字數據。因為個別經調製的正弦波處於不同頻率處，所以來自每一者的n個位的數據將達到不同速率。舉例來說，在使用3KHz以下的電話線帶寬的系統中，載波頻率可能為1KHz、1.2KHz、1.4KHz...3KHz。1Khz載波中的數據將達到每lmSec n個位的速率。3Khz載波中的數據將達到所述速率的三倍。來自不同載波的數據的重新組合與重新組合IP包網絡中的包數據沒有很大不同。可使用各種已知的技術。所屬領域的技術人員將了解，重新組合過程的細節將作為數據被劃分在多載波系統中若干載波中的方式的函數而變化。
根據本發明的一個方面，可使用一個載波來承載對於通信的一個或一個以上方面來說必要的控制信息，或控制信息與數據的組合。視通信信道中需要的控制信息的量而定，可在具有最低數據速率(即，上述實例中1KHz載波)、最高數據速率(即，上述實例中3KHz載波)的載波中，或在其它載波的一者中編碼控制信息。
現參看圖8，其展示用於解調根據本發明原理而調製的正弦曲線載波的替代電路和方法。解調器通過驅動一移動點LED顯示器而操作，其中照亮的點表示接收到的經調製的正弦波的電平。因為正弦波載波的未經調製的部分和載波的用零位調製的部分(例如圖1A的相角θ4處所展示)的電壓相當快速地變化，而載波的用一位調製的部分處(例如圖1A的相角θ4處所展示)的電壓電平在較長周期內保持恆定，所以對應於開始於圖1A的相角θ4處的電壓電平的LED將在較長時間內更亮。此亮度差異被感應並解碼。這是沒有根據的。沒有人會這樣做。
圖8的解調器電路將經調製的正弦波中的一者輸出到邏輯和LED驅動器電路110。在本發明的一個實施例中，邏輯和LED驅動器電路110可為點條式顯示器(dot bardisplay)集成電路，例如可從加州聖克拉拉的National Semiconductor Corporation購得的LM3914集成電路。LM3914是單片式集成電路，其感應模擬電壓電平並具有用於驅動複數個LED的輸出，因此提供線性模擬顯示器。所述顯示器可配置成移動點顯示器。圖示邏輯和LED驅動器電路110的輸出驅動五個光絕緣體電路112-1到112-5。每一光絕緣體電路含有光學上耦合到光電電晶體的LED。LED的陽極耦合到正電位，且其陰極耦合到邏輯和LED驅動器電路110的輸出中的一者。圖8中展示光電電晶體的發射極接地，且集電極耦合在一起並通過電阻器114耦合到正電壓電位，但所屬領域的技術人員將了解，可使用其它電路配置。
「零」位與「一」位之間的差異是，對於「一」位來說，電阻器114的底部處的電壓較低，因為光電電晶體中正導電的一者所汲取的電流較高。從在特定系統中可得到的可用的電壓、相位和幀信息中容易獲得用以確定哪一位正被感應的電壓電平的時序。
所屬領域的技術人員將了解，圖8的配置將在較寬頻率範圍操作，且應注意選擇希望在較高頻率下使用的此電路的組件以確保其響應時間對期望用途的頻率來說是足夠的。
根據本發明的一個通信系統使用調製器將根據本發明的至少一個經調製的載波插入到電話線或其它線對通信線的一端上。優選地，將通過保護帶數目而在頻率上分離的複數個這樣的經調製的載波注入到線中。解調器耦合到電話線或其它線對通信線的另一端。根據本發明的一個實施例，調製器和解調器可位於線的每一端，且所述通信可為雙向通信。根據本發明的另一實施例，調製器和解調器可協商將要用於通信的位速率。
現參看圖9A和9B，其為說明根據本發明的雙向通信系統120的方框圖，所述雙向通信系統120使用電線作為通信媒介。圖9A展示根據本發明的使用電話線或其它線對通信線作為通信媒介的通信系統。用戶站122-1和122-2分別包含輸入裝置124-1和124-2(例如，計算機)。所屬領域的技術人員將了解，用戶站122-1和122-2中的一者可為例如網際網路服務提供者(ISP)的提供者，且如此項技術中已知的，許多用戶站可連接到單個ISP。
每一站還分別包含調製器/解調器以及I/O信號調整單元126-1和126-2。調製器/解調器可如本文所揭示而配置。所屬領域的技術人員將了解，如此項技術中已知的，I/O信號調整單元用來為經調製的信號作準備，以便在線對通信線128上發送到電話公司中央局130。
圖9B展示根據本發明的使用電力線寬帶(broadband-over-power-line，BPL)技術的通信系統140，所述技術利用電力線作為通信媒介。用戶站142-1和142-2分別包含輸入裝置144-1和144-2(例如，計算機)。所屬領域的技術人員將了解，用戶站142-1和142-2中的每一者可彼此點到點通信，或可為包含其它用戶站(未圖示)的區域網(LAN)環境中的用戶站或伺服器。
每一站還分別包含調製器/解調器以及I/O信號調整單元146-1和146-2。調製器/解調器可如本文所揭示而配置。所屬領域的技術人員將了解，I/O信號調整單元用來將用戶站耦合到商業或住宅區中的電出線口以便在電力線148上發射和接收經調製的信號，所述經調製的信號如此項技術中已知地(通過降壓變壓器)饋給到4.8KV配電變壓器150。去往由配電變壓器150服務的配電樹外部的位置或來自所述位置的數據可如BPL技術中已知的，在(例如)光纖電纜152上通過I/O耦合電路154而耦合到配電變壓器150並從中進出。如通信領域中已知的，光纖電纜152可耦合到ISP或其它伺服器實體。
根據本發明的另一通信系統使用調製器將根據本發明的至少一個經調製的載波插入到同軸電纜通信線的一端上。經調製的載波可在插入到同軸電纜線上之前進行增頻轉換。優選地，將通過保護帶數目而在頻率上分離的複數個這樣的經調製的載波插入到線中。解調器耦合到同軸電纜通信線的另一端。根據本發明的一個實施例，調製器和解調器可位於線的每一端，且所述通信可為雙向通信。根據本發明的另一實施例，調製器和解調器可協商將要用於通信的位速率。圖10中概略地展示本發明的這一方面。
現參看圖10，其為說明根據本發明的雙向通信系統160的方框圖，所述雙向通信系統160使用例如可在電纜電視(CATV)系統中出現的同軸電纜通信線作為通信媒介。用戶站162-1和162-2分別包含輸入裝置164-1和164-2(例如，計算機)。所屬領域的技術人員將了解，用戶站162-1和162-2中的一者可為例如網際網路服務提供者(ISP)的提供者。
每一站還分別包含調製器/解調器以及I/O信號調整單元166-1和166-2。調製器/解調器可如本文所揭示而配置。所屬領域的技術人員將了解，如此項技術中已知的，I/O信號調整單元用來為經調製的信號作準備，以便在同軸電纜通信線168上發送到CATV首端(head end)170。
根據本發明的另一通信系統使用調製器來產生根據本發明的至少一個經調製的載波，並用所述至少一個經調製的載波來進一步調製射頻(RF)載波以形成無線RF信號。經調製的載波可在進行RF調製之前進行增頻轉換。優選地，對通過保護帶數目而在頻率上分離的複數個這樣的經調製的載波進行RF調製。接著發射經RF調製的信號。所發射的經RF調製的信號接著由陸地RF接收器檢測。解調器耦合到陸地RF接收器。根據本發明的一個實施例，所述通信可為雙向通信。根據本發明的另一實施例，調製器和解調器可協商將要用於通信的位速率。圖11中概略地展示本發明的這一方面。
現參看圖11，其為說明根據本發明的雙向通信系統180的方框圖，所述雙向通信系統180使用陸地RF無線通信線作為通信媒介。用戶站182-1和182-2分別包含輸入裝置184-1和184-2(例如，計算機)。所屬領域的技術人員將了解，用戶站182-1和182-2中的一者可為例如網際網路服務提供者(ISP)的提供者。
每一站還分別包含調製器/解調器以及I/O信號調整單元186-1和186-2。調製器/解調器可如本文所揭示而配置。所屬領域的技術人員將了解，如此項技術中已知的，I/O信號調整單元用來為經調製的信號作準備，以便進行無線發射和接收。RF收發器188-1和188-2用來進行RF調製並傳輸經調製的正弦曲線載波，以及接收和解調從另一站傳輸的RF信號。此RF設備在RF發射和接收技術中是眾所周知的。如本文所使用，術語「RF」希望涵蓋約500KHz一直到頻譜的VHF和UHF部分以及頻譜的微波部分之間、並包含頻譜的VHF和UHF部分以及頻譜的微波部分的頻譜。
根據本發明的又一通信系統使用調製器來產生根據本發明的至少一個經調製的載波，並用所述至少一個經調製的載波來進一步調製射頻(RF)載波以形成無線RF信號。經調製的載波可在進行RF調製之前進行增頻轉換。優選地，對通過保護帶數目而在頻率上分離的複數個這樣的經調製的載波進行RF調製。接著將經RF調製的信號傳輸到環地軌道或其它衛星或太空飛行器。解調器耦合到環地軌道或其它衛星或太空飛行器中的RF接收器。環地軌道或其它衛星或太空飛行器接著可將RF信號轉發到另一RF接收器，或可對其進行解調以供本地使用。根據本發明的一個實施例，所述通信可為雙向通信。根據本發明的另一實施例，調製器和解調器可協商將要用於通信的位速率。圖12中概略地展示本發明的這一方面。
現參看圖12，其為說明根據本發明的雙向通信系統190的方框圖，所述雙向通信系統190使用衛星無線通信線作為通信媒介。用戶站192-1和192-2分別包含輸入裝置194-1和194-2(例如，計算機)。所屬領域的技術人員將了解，用戶站192-1和192-2中的一者可為例如網際網路服務提供者(ISP)的提供者。
每一站還分別包含調製器/解調器以及I/O信號調整單元196-1和196-2。調製器/解調器可如本文所揭示而配置。所屬領域的技術人員將了解，如此項技術中已知，I/O信號調整單元用來為經調製的信號作準備，以便進行無線發射和接收。衛星站198-1和198-2用來對經調製的正弦曲線載波進行微波調製並將其傳輸到衛星200，以及接收和解調通過衛星200從另一站傳輸的微波信號。此衛星設備在微波發射和接收技術中是眾所周知的。
如先前所揭示，圖3到8中展示的調製器和解調器電路僅為說明性的，且其它調製和解調解決方案包含在本發明範圍內。所屬領域的技術人員將了解，根據本發明的通信系統中可使用數位訊號處理技術來產生如圖2所示的至少一個經調製的正弦曲線載波並解調所述至少一個正弦曲線載波。圖13和14中分別展示此DSP調製器和解調器。
快速傅立葉變換(FFT)是一種將時域中的信號轉換成頻域中的表示項的算術方法。快速傅立葉逆變換(IFFT)通過獲取並行數字數據格式的頻率係數並將其重新轉換成時域中的連續周期信號來逆轉所述過程。IFFT可用來產生根據本發明的經調製的正弦波信號，且FFT可用來解調根據本發明的所述經調製的正弦波信號。所屬領域的技術人員將了解，根據本發明用於解調和調製的FFT和IFFT技術至多可用於其中處理引擎時鐘速度以及A/D和D/A轉換速度約為將要調製和解調的經最高頻率調製的正弦波載波頻率的6倍的頻率。
現參看圖13，將頻率係數提供到IFFT方框210。使用已知的DSP技術來配置IFFT方框210。IFFT將每一音頻載波的數字表示項調製成所需要的精確的基元相移信號。從IFFT方框210輸出的時域數據接著饋給到數字到模擬(D/A)轉換器212以產生時域信號。IFFT方框210和D/A轉換器212的典型解析度大於約8個位。D/A轉換器212應足夠快以便每秒執行至少100K的轉換。
D/A轉換器的輸出由低通濾波器214過濾。對輸出信號的過濾限於去除高頻噪音而不損害每一載波的信息內容。為達成此目的，可將低通濾波器214實施成(例如)6極巴特沃思濾波器(6-pole butterworth filter)或實施成具有60分貝/倍頻程下降的零群延遲(zero-group-delay)實現結果。
現參看圖14，其揭示根據本發明的解調器電路的FFT DSP實施例。FFT技術在此項技術中是眾所周知的。解調器電路包括A/D轉換器216和FFT方框218。
現參看圖15，其為說明根據本發明的通信系統可如何與現有的數據機協議結合使用的方框圖。雖然圖15展示此系統220使用V.90數據機協議，但所屬領域的技術人員通過觀察圖15和所附的揭示內容將了解，可將其它數據機協議集成到本發明中。
電話混合電路(Phone hybrid)222提供數據機與物理電話網絡之間的接口。混合電路也提供數據機的發射與接收側之間的隔離以便通過匹配阻抗並減小本地發射器在接收器中造成的噪音成份(noise contribution)來增強操作。
交換器224將混合電路的連接轉向標準V.90數據機226或由圖19的其餘元件配置的多頻率數據機。交換器的狀態處於微控制器228的控制下。微控制器228控制系統的總體操作。其為自含式微處理單元，包含RAM、ROM和CPU。其提供10/100乙太網或通用串行總線(USB)230與V.90數據機226或由圖15的其餘元件配置的多頻率數據機之間的接口。V.90數據機是此項技術中眾所周知的標準「56K」數據機。V.90數據機提供使數據機在轉變為由上述單元提供的高速鏈路之前在標準低速度下通信的能力。
微控制器228還命令並控制到達IFFT和FFT方框232和234的接口。微控制器228從10/100和USB總線230接收數據並將其格式化為對IFFT 232的適當輸出，以便產生供輸出到電話線的必要的信號。微控制器228還從FFT方框234接收數字字並在將其傳送到10/100和USB總線230之前翻譯這些數字字以獲得數據內容。微控制器的系統時鐘由時序產生器236提供。時序產生器236為系統操作提供時鐘和系統同步。
快速傅立葉逆變換(IFFT)方框232是將表示頻域中的信號的數字字轉換成時域中的信號的數位訊號處理(DSP)過程。表示頻域參數的數字字並行地饋給到IFFT 232。IFFT 232輸出表示將在時域中產生的模擬信號的並行數字字的連續流。IFFT 232的數據流饋給到D/A轉換器238，D/A轉換器238進而將並行數字數據的序列轉化為模擬電平的序列，所述模擬電平的序列隨著時間的過去產生表示輸入到IFFT 232的頻率參數的連續的模擬信號。IFFT轉換的轉換時鐘和同步由時序產生器236提供。
16位D/A轉換器238將來自快速傅立葉逆變換(IFFT)方框232的輸出的並行的16位數字字線性地且連續地轉換成代表性模擬電平。模擬輸出樣本的連續依次流隨著時間的過去產生複合輸出模擬信號，所述複合輸出模擬信號通過交換器224和混合電路222而饋給到電話線。用於構造模擬信號的取樣速率由時序產生器236確定。
16位A/D方框240將來自混合電路222的模擬輸出通過交換器224線性地轉換成作為每一取樣模擬電平的表示項的16位數字字。16位樣本並行地饋給到快速傅立葉變換(FFT)234的輸入。模擬信號到數字字的取樣速率由時序產生器236確定。
傅立葉變換(FFT)234是將時域中的模擬信號轉換成頻域中的信號的數字表示項的數位訊號處理(DSP)過程。表示來自A/D轉換器240的時域樣本的數字字並行地饋給到FFT 234。FFT 234隨後將表示取樣的時域(模擬)信號的頻率分量的並行數字字輸出到微控制器228。FFT轉換的轉換時鐘和同步由時序產生器236提供。
系統220使用V.90數據機協商連接。如果另一站指示其可使用本發明技術通信，那麼微控制器228促使交換器224將D/A轉換器238和A/D轉換器240連接到混合電路222而不是V.90數據機。
現參看圖16，其為描繪多頻率正弦波接收器250的說明性實施例的方框圖。此附圖和關聯的描述內容是關於多頻率系統中使用的許多載波中的一者的接收。實際的系統將具有在不同頻率上一起工作的這些接收器中的若干者以便使用此調製技術來傳遞大量數據。
前置放大器252放大傳入的信號以補償帶通濾波器254的插入損失(insertion loss)。帶通濾波器254過濾信號以減小帶外幹擾。後置放大器256放大過濾的信號以補償帶通濾波器254的插入損失，並將信號電平升高到平衡混合器258所需要的電平。
雙平衡混合器258將傳入的信號與本地振蕩器的輸出混合，從而產生兩種信號的和與差。本地振蕩器可由零交叉檢測器260形成，所述零交叉檢測器260當傳入的信號跨越零伏電平時產生輸出。零交叉檢測器260用來產生用於充當本地振蕩器的載波再生器262和產生數據時鐘的鎖相迴路264的參考。載波再生器262獲取零交叉檢測器的輸出，並產生具有與傳入的信號相同頻率和相位的本地振蕩器輸出。鎖相迴路264使用零交叉檢測器260的輸出來產生用來對比較器268的輸出處的檢索到的數據進行計時的高頻時鐘。
低通濾波器266從混合器258的輸出中去除和頻率分量，從而留下表示輸入信號與離開本地振蕩器的參考信號之間的絕對相差的差分量。比較器268將來自混合器258的差信號與固定的參考進行比較，從而當輸入信號高於參考信號時產生輸出。輸出指示輸入與本地振蕩器之間存在相差，從而指示存在值為「一」的數據位。
處於微控制器272的控制下的時鐘對準方框270通過可變延遲電路來對準數據時鐘。通過使用數據位存在於信號的相位中的何處的已有知識，此電路過濾出不與出自比較器的已知的有效數據位對準的數據時鐘脈衝。將所述數據時鐘輸入到多級移位寄存器274中，所述多級移位寄存器274用作從比較器268的輸出時鐘輸入的數據位的收集庫。微控制器272是監視並控制接收器的操作的預編程裝置。微控制器272將存儲在移位寄存器中的所接收到的數據傳遞出並傳到其它區域。
微控制器272還檢測「出位」的位，並將其檢測作為可由如本文揭示的系統使用的事件來報告。
雖然已參照示範性實施例描述了本發明，但所屬領域的技術人員將了解，在不脫離本發明範圍的情況下，可對本發明的元件作出各種變化並可用等效物代替本發明的元件。
權利要求
1.一種用於從一大體上正弦曲線波形中解碼信息的方法，所述大體上正弦曲線波形含有選定相角θn處的經編碼的數字數據，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域外部，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第一值的數據，所述波形具有一在相角處的由一不同於Y＝sinθ的函數界定的振幅Y，所述相角位於具有一與每一相角θn關聯的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第二值的數據，所述方法包括接收含有經編碼的數字數據的所述正弦曲線波形；從含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形中產生一參考正弦曲線波形，所述參考正弦曲線波形與含有經編碼的數字數據的所述正弦曲線波形具有一恆定相位關係；將所述參考正弦曲線波形與含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形在一平衡混合器中混合；從所述正弦曲線波形的最小值和最大值中產生同步脈衝；從所述平衡混合器中提取所述經編碼的數字數據；和使用所述同步脈衝將所述提取到的數字數據組合成字。
2.一種用於從一大體上正弦曲線波形中解碼信息的方法，所述大體上正弦曲線波形含有選定相角θn處的經編碼的數字數據，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域外部，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第一值的數據，所述波形具有一在相角處的由一不同於Y＝sinθ的函數界定的振幅Y，所述相角位於具有一與每一相角θn關聯的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第二值的數據，所述方法包括接收含有經編碼的數字數據的所述正弦曲線波形；將含有經編碼的數字數據的所述正弦曲線波形數位化；產生一數字參考正弦曲線波形，所述數字參考正弦曲線波形與含有經編碼的數字數據的所述正弦曲線波形具有一恆定相位關係；從所述正弦曲線波形的最小值和最大值中產生同步脈衝；對所述參考正弦曲線波形和含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形執行快速傅立葉逆變換數位訊號處理以提取所述數字數據；和使用所述同步脈衝將所述提取到的數字數據組合成字。
3.一種用於在一通信媒介中通信的通信系統，其包括一第一站，其包含一編碼器，其用於產生含有選定相角θn處的經編碼的數字數據的至少一個大體上正弦曲線波形，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域外部，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第一值的數據，所述波形具有一在相角處的由一不同於Y＝sinθ的函數界定的振幅Y，所述相角位於具有一與每一相角θn關聯的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第二值的數據；和一發射器，其用於通過所述媒介發射含有經編碼的數字數據的所述至少一個大體上正弦曲線波形；一第二站，其通過所述通信媒介而耦合到所述第一站，且包含一接收器，其用於通過所述媒介從所述第一站接收含有經編碼的數字數據的所述至少一個大體上正弦曲線波形；一電路，其用於從所述至少一個正弦曲線波形的最小值和最大值中產生同步脈衝；一解碼器，其用於從含有經編碼的數字數據的所述至少一個大體上正弦曲線波形中提取所述數字數據；一電路，其用於使用所述同步脈衝將所述提取到的數字數據組合成字。
4.根據權利要求3所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電線系統。
5.根據權利要求3所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電話系統。
6.根據權利要求3所述的通信系統，其中所述通信媒介是一配電系統。
7.根據權利要求3所述的通信系統，其中所述通信媒介是一同軸電纜。
8.根據權利要求7所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電纜電視系統。
9.根據權利要求3所述的通信系統，其中所述通信媒介是一陸地無線信道。
10.根據權利要求9所述的通信系統，其中所述通信媒介是一射頻信道。
11.根據權利要求9所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電視信道。
12.根據權利要求3所述的通信系統，其中所述通信媒介是一微波鏈路。
13.根據權利要求12所述的通信系統，其中所述第一站是一地球站，且所述第二站是地球外的。
14.根據權利要求13所述的通信系統，其中所述第二站在一太空飛行器上。
15.根據權利要求13所述的通信系統，其中所述第二站是一衛星。
16.根據權利要求3所述的通信系統，其進一步包含一第三站，其通過所述通信媒介而耦合到所述第二站，且包含一接收器，其用於通過所述媒介接收含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形；和一解碼器，其用於從含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形中提取所述數字數據；且其中所述第二站進一步包含一發射器，其用於通過所述媒介將含有所述經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形發射到所述第三站。
17.根據權利要求3所述的通信系統，其中每一波形的選定的相角θn的數目是可變的。
18.根據權利要求3所述的通信系統，其中每一波形的選定的相角θn的數目在響應於來自一接收所述每一波形的接收設備的反饋的一通信期間是動態可變的。
19.根據權利要求3所述的通信系統，其中每一波形的選定的相角θn的數目在響應於與一接收所述每一波形的接收設備的協商的一通信期間是動態可變的。
20.根據權利要求3所述的通信系統，其中所述波形的至少一者中的所述選定相角θn的至少一者的值在一時間間隔期間經改變以識別一事件。
21.根據權利要求3所述的通信系統，其中所述波形的至少一者中的所述選定相角θn的至少一者的值在一時間間隔期間經改變以編碼一附加的數據位。
22.一種用於在一通信媒介中通信的通信系統，其包括一第一站；一第二站，其通過所述通信媒介而耦合到所述第一站其中所述第一和第二站每一者包含一編碼器，其用於產生含有選定相角θn處的經編碼的數字數據的至少一個大體上正弦曲線波形，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域外部，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第一值的數據，所述波形具有一在相角處的由一不同於Y＝sinθ的函數界定的振幅Y，所述相角位於具有一與每一相角θn關聯的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第二值的數據；一發射器，其用於通過所述媒介發射含有經編碼的數字數據的所述至少一個大體上正弦曲線波形；一接收器，其用於通過所述媒介接收含有經編碼的數字數據的所述至少一個大體上正弦曲線波形；和一解碼器，其用於從所述至少一個大體上正弦曲線波形的最小值和最大值中產生同步脈衝，用於從含有經編碼的數字數據的所述至少一個大體上正弦曲線波形中提取所述數字數據，且用於使用所述同步脈衝將所述提取到的數字數據組合成字。
23.根據權利要求22所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電線系統。
24.根據權利要求22所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電話系統。
25.根據權利要求22所述的通信系統，其中所述通信媒介是一配電系統。
26.根據權利要求22所述的通信系統，其中所述通信媒介是一同軸電纜。
27.根據權利要求26所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電纜電視系統。
28.根據權利要求22所述的通信系統，其中所述通信媒介是一陸地無線信道。
29.根據權利要求28所述的通信系統，其中所述通信媒介是一射頻信道。
30.根據權利要求28所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電視信道。
31.根據權利要求22所述的通信系統，其中所述通信媒介是一微波鏈路。
32.根據權利要求31所述的通信系統，其中所述第一站是一地球站，且所述第二站是地球外的。
33.根據權利要求32所述的通信系統，其中所述第二站在一太空飛行器上。
34.根據權利要求32所述的通信系統，其中所述第二站是一衛星。
35.根據權利要求22所述的通信系統，其進一步包含一第三站，其通過所述通信媒介而耦合到所述第二站，且包含一接收器，其用於通過所述媒介接收含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形；和一解碼器，其用於從含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形提取所述數字數據；且其中所述第二站進一步包含一發射器，其用於通過所述媒介將含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形發射到所述第三站。
36.根據權利要求22所述的通信系統，其中每一波形的選定的相角θn的數目是可變的。
37.根據權利要求22所述的通信系統，其中每一波形的選定的相角θn的數目在響應於來自一接收所述每一波形的接收設備的反饋的一通信期間是動態可變的。
38.根據權利要求22所述的通信系統，其中每一波形的選定的相角θn的數目在響應於與一接收所述每一波形的接收設備的協商的一通信期間是動態可變的。
39.根據權利要求22所述的通信系統，其中所述波形的至少一者中的所述選定相角θn的至少一者的值在一時間間隔期間經改變以識別一事件。
40.根據權利要求22所述的通信系統，其中所述波形的至少一者中的所述選定相角θn的至少一者的值在一時間間隔期間經改變以編碼一附加的數據位。
41.一種用於從一大體上正弦曲線波形中解碼信息的方法，所述大體上正弦曲線波形含有選定相角θn處的經編碼的數字數據，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域外部，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第一值的數據，所述波形具有一在相角處的由一不同於Y＝sinθ的函數界定的振幅Y，所述相角位於具有一與每一相角θn關聯的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第二值的數據，所述方法包括接收含有經編碼的數字數據的所述正弦曲線波形；從含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形中產生一參考正弦曲線波形，所述參考正弦曲線波形與含有經編碼的數字數據的所述正弦曲線波形具有一恆定相位關係；將所述參考正弦曲線波形與含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形在一平衡混合器中混合；從所述正弦曲線波形的零交叉中產生同步脈衝；從所述平衡混合器中提取所述經編碼的數字數據；和使用所述同步脈衝將所述提取到的數字數據組合成字。
42.一種用於從一大體上正弦曲線波形中解碼信息的方法，所述大體上正弦曲線波形含有選定相角θn處的經編碼的數字數據，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域外部，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第一值的數據，所述波形具有一在相角處的由一不同於Y＝sinθ的函數界定的振幅Y，所述相角位於具有一與每一相角θn關聯的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第二值的數據，所述方法包括接收含有經編碼的數字數據的所述正弦曲線波形；將含有經編碼的數字數據的所述正弦曲線波形數位化；產生一數字參考正弦曲線波形，所述數字參考正弦曲線波形與含有經編碼的數字數據的所述正弦曲線波形具有一恆定相位關係；從所述正弦曲線波形的零交叉中產生同步脈衝；對所述參考正弦曲線波形和含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形執行快速傅立葉逆變換數位訊號處理以提取所述數字數據；和使用所述同步脈衝將所述提取到的數字數據組合成字。
43.一種用於在一通信媒介中通信的通信系統，其包括一第一站，其包含一編碼器，其用於產生含有選定相角θn處的經編碼的數字數據的至少一個大體上正弦曲線波形，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域外部，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第一值的數據，所述波形具有一在相角處的由一不同於Y＝sinθ的函數界定的振幅Y，所述相角位於具有一與每一相角θn關聯的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第二值的數據；和一發射器，其用於通過所述媒介發射含有經編碼的數字數據的所述至少一個大體上正弦曲線波形；一第二站，其通過所述通信媒介而耦合到所述第一站，且包含一接收器，其用於通過所述媒介從所述第一站接收含有經編碼的數字數據的所述至少一個大體上正弦曲線波形；一電路，其用於從所述至少一個正弦曲線波形的零交叉中產生同步脈衝；一解碼器，其用於從含有經編碼的數字數據的所述至少一個大體上正弦曲線波形中提取所述數字數據；一電路，其用於使用所述同步脈衝將所述提取到的數字數據組合成字。
44.根據權利要求43所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電線系統。
45.根據權利要求43所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電話系統。
46.根據權利要求43所述的通信系統，其中所述通信媒介是一配電系統。
47.根據權利要求43所述的通信系統，其中所述通信媒介是一同軸電纜。
48.根據權利要求47所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電纜電視系統。
49.根據權利要求43所述的通信系統，其中所述通信媒介是一陸地無線信道。
50.根據權利要求49所述的通信系統，其中所述通信媒介是一射頻信道。
51.根據權利要求49所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電視信道。
52.根據權利要求43所述的通信系統，其中所述通信媒介是一微波鏈路。
53.根據權利要求52所述的通信系統，其中所述第一站是一地球站，且所述第二站是地球外的。
54.根據權利要求53所述的通信系統，其中所述第二站在一太空飛行器上。
55.根據權利要求53所述的通信系統，其中所述第二站是一衛星。
56.根據權利要求43所述的通信系統，其進一步包含一第三站，其通過所述通信媒介而耦合到所述第二站，且包含一接收器，其用於通過所述媒介接收含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形；和一解碼器，其用於從含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形中提取所述數字數據；且其中所述第二站進一步包含一發射器，其用於通過所述媒介將含有所述經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形發射到所述第三站。
57.根據權利要求43所述的通信系統，其中每一波形的選定的相角θn的數目是可變的。
58.根據權利要求43所述的通信系統，其中每一波形的選定的相角θn的數目在響應於來自一接收所述每一波形的接收設備的反饋的一通信期間是動態可變的。
59.根據權利要求43所述的通信系統，其中每一波形的選定的相角θn的數目在響應於與一接收所述每一波形的接收設備的協商的一通信期間是動態可變的。
60.根據權利要求43所述的通信系統，其中所述波形的至少一者中的所述選定相角θn的至少一者的值在一時間間隔期間經改變以識別一事件。
61.根據權利要求43所述的通信系統，其中所述波形的至少一者中的所述選定相角θn的至少一者的值在一時間間隔期間經改變以編碼一附加的數據位。
62.一種用於在一通信媒介中通信的通信系統，其包括一第一站；一第二站，其通過所述通信媒介而耦合到所述第一站其中所述第一和第二站每一者包含一編碼器，其用於產生含有選定相角θn處的經編碼的數字數據的至少一個大體上正弦曲線波形，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域外部，所述波形具有一在相角處的振幅Y＝sinθ，所述相角位於具有一開始於每一相角θn處的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第一值的數據，所述波形具有一在相角處的由一不同於Y＝sinθ的函數界定的振幅Y，所述相角位於具有一與每一相角θn關聯的範圍Δθ的區域內部，其中將編碼具有第二值的數據；一發射器，其用於通過所述媒介發射含有經編碼的數字數據的所述至少一個大體上正弦曲線波形；一接收器，其用於通過所述媒介接收含有經編碼的數字數據的所述至少一個大體上正弦曲線波形；和一解碼器，其用於從所述至少一個大體上正弦曲線波形的零交叉中產生同步脈衝，用於從含有經編碼的數字數據的所述至少一個大體上正弦曲線波形中提取所述數字數據，且用於使用所述同步脈衝將所述提取到的數字數據組合成字。
63.根據權利要求62所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電線系統。
64.根據權利要求62所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電話系統。
65.根據權利要求62所述的通信系統，其中所述通信媒介是一配電系統。
66.根據權利要求62所述的通信系統，其中所述通信媒介是一同軸電纜。
67.根據權利要求66所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電纜電視系統。
68.根據權利要求62所述的通信系統，其中所述通信媒介是一陸地無線信道。
69.根據權利要求68所述的通信系統，其中所述通信媒介是一射頻信道。
70.根據權利要求68所述的通信系統，其中所述通信媒介是一電視信道。
71.根據權利要求62所述的通信系統，其中所述通信媒介是一微波鏈路。
72.根據權利要求61所述的通信系統，其中所述第一站是一地球站，且所述第二站是地球外的。
73.根據權利要求62所述的通信系統，其中所述第二站在一太空飛行器上。
74.根據權利要求62所述的通信系統，其中所述第二站是一衛星。
75.根據權利要求62所述的通信系統，其進一步包含一第三站，其通過所述通信媒介而耦合到所述第二站，且包含一接收器，其用於通過所述媒介接收含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形；和一解碼器，其用於從含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形中提取所述數字數據；且其中所述第二站進一步包含一發射器，其用於通過所述媒介將含有經編碼的數字數據的所述大體上正弦曲線波形發射到所述第三站。
76.根據權利要求62所述的通信系統，其中每一波形的選定的相角θn的數目是可變的。
77.根據權利要求62所述的通信系統，其中每一波形的選定的相角θn的數目在響應於來自一接收所述每一波形的接收設備的反饋的一通信期間是動態可變的。
78.根據權利要求62所述的通信系統，其中每一波形的選定的相角θn的數目在響應於與一接收所述每一波形的接收設備的協商的一通信期間是動態可變的。
79.根據權利要求62所述的通信系統，其中所述波形的至少一者中的所述選定相角θn的至少一者的值在一時間間隔期間經改變以識別一事件。
80.根據權利要求62所述的通信系統，其中所述波形的至少一者中的所述選定相角θn的至少一者的值在一時間間隔期間經改變以編碼一附加的數據位。
全文摘要
本發明揭示一種用於從一大體上正弦曲線波形(10)中檢測經編碼的數字數據的方法，所述經編碼的數字數據具有選定相角θ
文檔編號H03C1/00GK1943198SQ200580011486
公開日2007年4月4日 申請日期2005年4月14日 優先權日2004年4月16日
發明者福裡斯特·J·布朗, 羅納德·E·孔塞爾, 查爾斯·V·波納爾, 戴維·W·洛爾, 肯尼思·達歷山德羅 申請人:數據流技術公司