聯合IPTS和迭代μ律壓擴變換降CO‑OFDM系統PAPR的方法與流程
2023-11-04 06:55:32 1
(一)技術領域：
本發明屬於光纖通信技術領域，特別是聯合ipts(翻轉迭代部分傳輸序列——iterativepartialtransmitsequences)和迭代μ律壓擴變換降低co-ofdm(相干光正交頻分復用——coherentopticalorthogonalfrequencydivisionmultiplexing)系統papr(峰值平均功率比——peak-to-averagepowerratio)的方法。
(二)
背景技術：
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co-ofdm系統是一種結合ofdm(正交頻分復用——orthogonalfrequencydivisionmultiplexing)系統和相干光通信的新型光纖通信技術，因其具有高頻譜利用率、能有效對抗色散、較強的信道速率與容量的可擴展性、接收靈敏度高、低損耗等優點，使其在解決超高速、大容量、長距離光纖通信系統中有著廣闊的應用前景。但是跟無線ofdm系統一樣，較高的papr也是co-ofdm系統存在的主要問題之一。高papr不僅會導致功率放大器、馬赫增德爾調製器(mzm——mach-zehndermodulator)等器件工作在非線性工作區域，還會增強光纖的非線性效應。
到目前為止，降低papr的方法主要有三大類：第一類是信號的預畸變類技術，其原理是用非線性的處理方法處理信號的峰均，但會引起信號的畸變降低性能；第二類是編碼類技術，其原理是選擇papr較低的碼字作為編碼，但其碼字選擇過程複雜受載波數量的影響，實現起來比較困難；第三類是概率類擾碼技術，其原理是產生多路備選信號，選擇papr最小的一路進行傳輸，該方法具有很高的計算複雜度。
ipts算法屬於概率類擾碼技術，是一種改進的pts算法，能夠降低計算的複雜度，但是由於不是對全部的相位因子進行搜索，所以降低papr的性能受到影響。迭代μ律壓擴變換屬於預畸變類技術，是一種改進的μ律壓擴變換算法，由於是對μ壓擴變換進行多次迭代，雖然能夠降低系統的誤碼率，但是計算複雜度有所提升。本發明通過聯合兩種算法，在計算複雜度較低的情況下，不僅降低了高papr信號出現的概率，而且改善了系統的誤碼率。
(三)
技術實現要素：
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本發明的目的在於針對上述方法存在的問題，提出聯合ipts和迭代μ律壓擴變換降co-ofdm系統papr的方法，是一種簡單易行的方法，且可以降低計算的複雜度，改善了系統的誤碼率性能。
本發明的技術方案：一種聯合ipts和迭代μ律壓擴變換降co-ofdm系統papr的方法，其特徵在於它包括以下步驟：
(1)在co-ofdm系統發射端模塊，通過計算機將高速的數據流經過串並變換得到n路並行的數據，對每路信號採用正交相移鍵控(qpsk——quadraturephaseshiftkeying)映射生成復值信號；
(2)對步驟(1)中得到的復值信號進行ipts運算，在較低的複雜度的條件下降低信號高峰值平均功率比papr出現的概率，也就是說得到低高峰值平均功率比papr的ofdm信號；
(3)對步驟(2)中得到的信號進行迭代μ律壓擴變換，進一步降低信號的高峰值平均功率比papr；
(4)將描述ofdm信號的符號尾部的子載波數據複製到ofdm信號的符號的前面，完成循環前綴的添加，以避免信號不同步和信道色散所引起的符號間幹擾(isi——intersymbolinterference)；
(5)對步驟(4)中得到的時域採樣信號通過數模轉換模塊，將離散的ofdm採樣信號變為連續的ofdm電信號，並經過低通濾波器，濾除信號以外的噪聲幹擾；
(6)通過電光調製模塊，將ofdm電信號轉換為ofdm光信號，並通過光纖信道的傳輸後，將ofdm光信號傳輸給co-ofdm系統的光電調製模塊；
(7)在光電調製模塊利用相干檢測的方式對ofdm光信號進行檢測並通過本地雷射器，混頻器和光電二極體轉換為ofdm電信號；
(8)對步驟(7)中得到的ofdm電信號傳輸給co-ofdm系統接收端模塊進行與發射端相反的操作，就可以恢復原始的數據信號。
所述步驟(1)中所述的計算機是裝有matlab的計算機。
所述步驟(2)中對ofdm時域信號進行ipts運算的過程包括以下步驟：
①將步驟(1)中得到的n路並行的復值信號x＝[x0,x1,…,xn-1]分割為v個子序列每個子序列長度為n/v，或者通過補零使其長為n，並進行n點ifft變換；
②初始化bv＝1,(v＝1,2,…,v)，bv為下標為v的相位因子，計算此時信號的峰均比，記為papr0,且令循環次數index＝1；
③令bindex＝-1，計算此時信號的papr值；
④如果papr<papr0，則papr0＝papr，bindex不變；反之，則bindex＝1；即將使得papr值最小的bindex設為加權係數；
⑤index＝index+1，如果index＜v+1，則返回步驟③，否則執行步驟⑥；
⑥此時即可得到優化的加權係數bv(v＝1,2,…,v)，以及具有最小papr的ofdm信號。
所述步驟(3)中對經過ipts運算選出的具有最小papr的信號進行迭代μ律壓擴變換由以下步驟構成：
①設定迭代次數為m，循環次數m從1開始循環，對步驟(2)產生的信號先經過μ律壓擴變換；
②將步驟①變換後的信號進行fft運算，將信號變換到頻域並進行頻域濾波處理；
③對步驟②的濾波後的信號經ifft運算再次變換到時域中，完成一次循環；
④將一次循環接收後產生的信號作為第二次循環的輸入值，依次循環，直到循環次數為m＝m時，循環結束。
所述步驟①中的迭代次數m可以為0到4之間的任意整數。
所述步驟(6)中電信號到光信號的實現主要是利用射頻信號的實部和虛部作為馬赫-曾德爾調製器的iq調製信號，利用其光電效應，讓光信號隨著電信號的變化而變化，從而得到光ofdm信號。
所述步驟(8)中co-ofdm系統接收端具體操作如下：將接收到的ofdm電信號，首先經過模數轉換，將模擬信號變為數位訊號，接著去掉循環前綴後，得到經過相位擾動的信號，再與步驟(2)中得到的對應的相位因子相除，得到調製後的ofdm信號，接著進行fft運算和qpsk解調，經過並串變換後得到原始的數據信號。
本發明的工作原理：co-ofdm系統主要由五個功能模塊組成：發射端模塊、電光調製模塊、光纖傳輸、光電調製模塊、接收端模塊。各模塊的功能如下：(1)發射端模塊，包括二進位數據的串並轉換，數字的基帶調製，ifft運算實現ofdm調製，ipts算法和迭代μ律壓擴變換，添加循環前綴，數模轉換和低通濾波的功能。(2)電光調製模塊，將ofdm電信號通過馬赫-曾德爾調製器進行電光調製，得到ofdm光信號。(3)光纖傳輸，主要包括光放大器、光濾波器和光纖組成。(4)光電調製模塊，對接收到的光信號利用相干檢測技術完成光信號到電信號的轉換。(5)接收端模塊，包括數模轉換，低通濾波，去除循環前綴，解壓擴變換，fft運算及數據的並串轉換。在本方案中，發送端模塊和接收端模塊的工作利用matlab軟體實現，電光調製模塊、光纖傳輸、光電檢測模塊部分利用optisystem軟體完成。
聯合ipts和迭代μ律壓擴變換降co-ofdm系統papr的方法，co-ofdm系統發射端模塊主要通過matlab來實現，得到調製好的基帶i路和q路信號；i路和q路信號通過電光調製模塊中的馬增德爾調製器將電信號轉變為光信號；經過光纖鏈路傳輸的光ofdm信號，在光電模塊中利用相干檢測技術實現光信號到電信號的轉變；接收到的電信號在matlab中對進行與co-ofdm系統發射端相反的操作，恢復出原始的數據信號。
本發明的優越性：(1)首次提出將ipts算法和迭代μ律壓擴變換算法聯合起來用於降低co-ofdm系統的papr；(2)通過ipts算法和迭代μ律壓擴變換算法聯合，充分結合了兩者的優點，在算法計算複雜度不高的情況下，降低了信號出現高papr的概率，改善了系統的誤碼率性能。
(四)附圖說明：
圖1為本發明所涉聯合ipts和迭代μ律壓擴變換降co-ofdm系統papr的方法中對ofdm時域信號進行ipts運算過程的流程示意圖。
圖2為本發明所涉聯合ipts和迭代μ律壓擴變換降co-ofdm系統papr的方法的整體結構框圖。
圖3為本發明與選擇性映射、部分傳輸序列方法的互補累積分布函數曲線比較圖。
圖4為本發明與選擇性映射、部分傳輸序列方法的誤碼率曲線比較圖。
圖5為本發明在不同傳輸距離下的誤碼率性能比較圖。
(五)具體實施方式：
實施例：聯合ipts和迭代μ律壓擴變換降co-ofdm系統papr的方法(見圖2)，其特徵在於它包括以下步驟：
(1)在co-ofdm系統發射端模塊，通過計算機將高速的數據流經過串並變換得到n路並行的數據，對每路信號採用正交相移鍵控映射生成復值信號；
(2)對步驟(1)中得到的復值信號進行ipts運算(見圖1)，在較低的複雜度的條件下降低信號高峰值平均功率比papr出現的概率，也就是說得到低高峰值平均功率比papr的ofdm信號；
(3)對步驟(2)中得到的信號進行迭代μ律壓擴變換，進一步降低信號的高峰值平均功率比papr；
(4)將描述ofdm信號的符號尾部的子載波數據複製到ofdm信號的符號的前面，完成循環前綴的添加，以避免信號不同步和信道色散所引起的符號間幹擾；
(5)對步驟(4)中得到的時域採樣信號通過數模轉換模塊，將離散的ofdm採樣信號變為連續的ofdm電信號，並經過低通濾波器，濾除信號以外的噪聲幹擾；
(6)通過電光調製模塊，將ofdm電信號轉換為ofdm光信號，並通過光纖信道的傳輸後，將ofdm光信號傳輸給co-ofdm系統的光電調製模塊；
(7)在光電調製模塊利用相干檢測的方式對ofdm光信號進行檢測並通過本地雷射器，混頻器和光電二極體轉換為ofdm電信號；
(8)對步驟(7)中得到的ofdm電信號傳輸給co-ofdm系統接收端模塊進行與發射端相反的操作，就可以恢復原始的數據信號。
所述步驟(1)中所述的計算機是裝有matlab的計算機。
所述步驟(2)中對ofdm時域信號進行ipts運算的過程包括以下步驟：
①將步驟(1)中得到的n路並行的復值信號x＝[x0,x1,…,xn-1]分割為v個子序列每個子序列長度為n/v，或者通過補零使其長為n，並進行n點ifft變換；
②初始化bv＝1,(v＝1,2,…,v)，bv為下標為v的相位因子，計算此時信號的峰均比，記為papr0,且令循環次數index＝1；
③令bindex＝-1，計算此時信號的papr值；
④如果papr<papr0，則papr0＝papr，bindex不變；反之，則bindex＝1；即將使得papr值最小的bindex設為加權係數；
⑤index＝index+1，如果index＜v+1，則返回步驟③，否則執行步驟⑥；
⑥此時即可得到優化的加權係數bv(v＝1,2,…,v)，以及具有最小papr的ofdm信號。
所述步驟(3)中對經過ipts運算選出的具有最小papr的信號進行迭代μ律壓擴變換由以下步驟構成：
①設定迭代次數為m，循環次數m從1開始循環，對步驟(2)產生的信號先經過μ律壓擴變換；
②將步驟①變換後的信號進行fft運算，將信號變換到頻域並進行頻域濾波處理；
③對步驟②的濾波後的信號經ifft運算再次變換到時域中，完成一次循環；
④將一次循環接收後產生的信號作為第二次循環的輸入值，依次循環，直到循環次數為m＝m時，循環結束。
所述步驟①中的迭代次數m＝3時，算法的性能最優。
所述步驟(6)中電信號到光信號的實現主要是利用射頻信號的實部和虛部作為馬赫-曾德爾調製器的iq調製信號，利用其光電效應，讓光信號隨著電信號的變化而變化，從而得到光ofdm信號。
所述步驟(8)中co-ofdm系統接收端具體操作如下：將接收到的ofdm電信號，首先經過模數轉換，將模擬信號變為數位訊號，接著去掉循環前綴後，得到經過相位擾動的信號，再與步驟(2)中得到的對應的相位因子相除，得到調製後的ofdm信號，接著進行fft運算和qpsk解調，經過並串變換後得到原始的數據信號。
該實施例的工作分析：
步驟(1)：在co-ofdm系統發射端模塊，通過計算機將高速的數據流經過串並變換得到n路並行的數據，對每路信號採用qpsk映射生成復值信號；
步驟(2)：將步驟(1)中得到的n路並行的復值信號x＝[x0,x1,…,xn-1]分割為v個子序列每個子序列長度為n/v，或者通過補零使其長為n，並進行n點ifft變換；
②初始化bv＝1,(v＝1,2,…,v)，bv為下標為v的相位因子，計算此時信號的峰均比，記為papr0,且令循環次數index＝1；
③令bindex＝-1，計算此時信號的papr值；
④如果papr<papr0，則papr0＝papr，bindex不變；反之，則bindex＝1；即將使得papr值最小的bindex設為加權係數；
⑤index＝index+1，如果index＜v+1，則返回步驟③，否則執行步驟⑥；
⑥此時即可得到優化的加權係數bv(v＝1,2,…,v)，以及具有最小papr的ofdm信號
步驟(3)：對經過ipts運算選出的具有最小papr的信號進行迭代μ律壓擴變換具體操作如下：設定迭代次m＝3，從m＝1開始循環，對步驟(2)產生的信號先經過μ律壓擴變換；再經過fft運算將信號變換到頻域進行頻域濾波，之後再經過ifft運算返回時域，由此構成一次循環結構。第一次循環結束後產生的信號又重新最為第二次循環的輸入值，依次循環，直到循環次數為m＝m時，循環結束。該步驟過程參見附圖2。
步驟(4)：將ofdm符號尾部的一部分子載波數據複製到ofdm符號的前面，完成循環前綴的添加，以避免信號不同步和信道色散所引起的符號間幹擾；
步驟(5)：對步驟(4)中得到的時域採樣信號通過數模轉換模塊，將離散的ofdm採樣信號變為連續的ofdm電信號，並經過低通濾波器，濾除信號以外的噪聲幹擾；
步驟(6)：將ofdm電信號的實部和虛部作為馬赫-曾德爾調製器的iq調製信號，利用其光電效應，讓光信號隨著電信號的變化而變化，從而得到光ofdm信號。
步驟(7)：在光電調製模塊利用相干檢測的方式對ofdm光信號進行檢測並通過本地雷射器，混頻器和光電二極體轉換為ofdm電信號；
步驟(8)：將接收到的ofdm電信號，首先經過模數轉換，將模擬信號變為數位訊號，接著去掉循環前綴後，得到經過相位擾動的信號，再與步驟(2)中得到的對應的相位因子相除，得到調製後的ofdm信號，接著進行fft運算和qpsk解調，經過並串變換後得到原始的數據信號。
圖3為不同方法的互補累積分布函數(ccdf——complementarycumulativedistributionfunction)曲線。從圖3可以看出：本發明在降低co-ofdm系統papr方面優於選擇映射法算法和部分傳輸序列算法。本發明在子塊分割數為4的條件下就能夠達到部分傳輸序列算法子塊分割數為8的效果，降低了計算的複雜度。並且從圖中可以看出在相同的壓擴係數下，隨著迭代次數l的增加，所提算法降低papr效果越來越明顯但計算的複雜度也越來越高。
圖4為本發明、選擇性映射(slm——selectedmapping)和部分傳輸序列(pts——partialtransmitsequences)的誤碼率(ber——biterrorrate)圖。由圖4可以看出：本發明在相同的信噪比情況下，誤碼率優於選擇性映射算法；所提算法在子塊分割數v＝4，壓擴係數μ＝1，迭代次數m＝1的條件下跟部分傳輸序列在子塊分割數v＝8的條件下系統誤碼率基本相似，並且隨著m的增大，誤碼率性能優於部分傳輸序列。
圖5為本發明在不同傳輸距離下的誤碼率性能比較圖。從圖中可以看出系統誤碼率的性能與傳輸距離成反比，傳輸距離越遠，系統的誤碼率性能越差；系統誤碼率性能與光信噪比成正比，光信噪比越大，系統誤碼率性能越好。
表1為本發明和選擇性映射、部分傳輸序列法的複雜度對比表。是本發明、選擇性映射、部分傳輸序列法在旋轉因子為1和-1兩種情況的複雜度對比表。由表1可以看出本發明與傳統的選擇性映射和部分傳輸序列算法相比，在降低信號papr效果相當的情況下，需要的計算複雜度最低。
表1