電力轉換裝置製造方法

2023-11-04 11:40:47 3

電力轉換裝置製造方法
【專利摘要】本發明提供一種電力轉換裝置，其包括：電源切換電路，其具有多個將上臂用的開關元件和下臂用的開關元件串聯連接的串聯電路，接受直流電力並產生交流電力，將產生的交流電力向永磁式電動機輸出；控制電路，其基於輸入信息按規定的控制周期反覆運算開關元件的狀態，根據該運算結果產生控制開關元件的導通或斷開的控制信號；和驅動電路，其基於來自控制電路的控制信號產生使開關元件導通或斷開的驅動信號。控制電路對d軸磁通的軌跡和q軸磁通的軌跡進行預測，基於該預測結果，運算開關元件的狀態，使得d軸磁通在規定的d軸磁通變動範圍內，q軸磁通處於規定的q軸磁通變動範圍內。
【專利說明】電力轉換裝置
【技術領域】
[0001 ] 本發明涉及將直流電力轉換為交流電力或將交流電力轉換為直流電力的電力轉
換裝置。
【背景技術】
[0002]接受直流電力並將上述直流電力轉換為用於供給旋轉電機的交流電力的電力轉換裝置具有多個開關元件，通過上述開關元件反覆進行開關動作，將供給的直流電力轉換為交流電力。上述電力轉換裝置進而也多用於通過上述開關元件的開關動作，將旋轉電機中感應生成的交流電力轉換為直流電力。上述開關元件一般基於使用以一定的頻率變化的載波的脈衝寬度調製方式(以下稱為PWM方式)進行控制。存在著通過提高載波的頻率，控制精度提高，而且旋轉電機產生的轉矩變得平滑的傾向。
[0003]電力轉換裝置的一例如日本特開昭63-234878號公報(參考專利文獻I)所公開。
[0004]現有技術文獻
[0005]專利文獻
[0006]專利文獻1:日本特開昭63-234878號公報
【發明內容】

[0007]發明要解決的課題
[0008]但是，採用一般的PWM方式的控制方式時，上述開關元件從斷開狀態切換到導通狀態時，或從導通狀態切換到斷開狀態時，電力損失增大，發熱量增大。希望降低上述開關元件的電力損失，通過降低電力損失，能夠減少開關元件的發熱量。為此優選減少上述開關元件的開關次數。但是，如上所述，在一般的PWM方式中，為了減少上述開關元件的每單位時間的開關次數而降低載波的頻率時，從電力轉換裝置輸出的電流的畸變增大，導致電動機損失的增大。
[0009]於是，本發明鑑於上述課題提出，其目的在於，在與永磁式電動機連接的電力轉換裝置中，儘可能地抑制電動機損失的增大，實現開關損失的減少，並且提高安全性。以下說明的實施方式反映了作為產品優選的研究成果，解決了作為產品優選的更具體的各種課題。通過以下實施方式中的具體的結構和作用解決的具體課題，用以下的實施方式的內容來說明。
[0010]用於解決課題的技術方案
[0011]本發明的第一方式的電力轉換裝置與永磁式電動機連接，該電力轉換裝置包括:電源轉換電路，其具有多個將上臂用的開關元件和下臂用的開關元件串聯連接的串聯電路，接受直流電力而產生交流電力，將產生的交流電力向永磁式電動機輸出；控制電路，其基於輸入信息按規定的控制周期反覆運算開關元件的狀態，根據該運算結果產生控制開關元件的導通或斷開的控制信號；和驅動電路，其基於來自控制電路的控制信號產生使開關元件導通或斷開的驅動信號。在該電力轉換裝置中，控制電路對永磁式電動機中產生的磁通的d軸成分即d軸磁通的軌跡、永磁式電動機中產生的磁通的q軸成分即q軸磁通的軌跡進行預測，基於該預測結果運算開關元件的狀態，使得d軸磁通在規定的d軸磁通變動範圍內，q軸磁通在規定的q軸磁通變動範圍內。此外，d軸是沿著永磁式電動機的轉子中配置的永磁體的主磁通方向定義的坐標軸，q軸是沿著與d軸正交的方向定義的坐標軸。
[0012]根據本發明的第二方式，優選在第一方式的電力轉換裝置中，控制電路包括:坐標變換器，其將基於輸入信息的由d軸和q軸定義的旋轉坐標系的電壓指令信號變換為規定的靜止坐標系的電壓指令信號；電壓矢量區域檢索器，其基於由坐標變換器變換後的電壓指令信號，檢索與電壓指令信號相應的電壓矢量區域，決定與檢索出的電壓矢量區域對應的輸出電壓矢量；預測器，其基於由電壓矢量區域檢索器決定出的輸出電壓矢量，對d軸磁通的軌跡和q軸磁通的軌跡進行預測，將預測出的d軸磁通的軌跡與d軸磁通變動範圍進行比較，將q軸磁通的軌跡與q軸磁通變動範圍進行比較，運算開關元件的狀態和開關時間；和信號輸出器，其基於由預測器運算出的開關元件的狀態和開關時間，輸出控制信號。
[0013]根據本發明的第三方式，優選在第一或第二方式的電力轉換裝置中，永磁體的電阻值比轉子的鐵芯的電阻值小時，將d軸磁通變動範圍設定為比q軸磁通變動範圍小，永磁體的電阻值比轉子的鐵芯的電阻值大時，將d軸磁通變動範圍設定為比q軸磁通變動範圍大。
[0014]本發明的第四方式的電力轉換裝置與永磁式電動機連接，該電力轉換裝置包括:電源轉換電路，其具有多個將上臂用的開關元件和下臂用的開關元件串聯連接的串聯電路，接受直流電力並產生交流電力，將產生的交流電力向永磁式電動機輸出；控制電路，其基於輸入信息按規定的控制周期反覆運算開關元件的狀態，根據該運算結果產生控制開關元件的導通或斷開的控制信號；和驅動電路，其基於來自控制電路的控制信號產生使開關元件導通或斷開的驅動信號。該電力轉換裝置中，控制電路對永磁式電動機中流動的電流的d軸成分即d軸電流的軌跡、永磁式電動機中流動的電流的q軸成分即q軸電流的軌跡進行預測，基於該預測結果運算開關元件的狀態，使得d軸電流在規定的d軸電流變動範圍內，q軸電流在規定的q軸電流變動範圍內。此外，d軸是沿著永磁式電動機的轉子中配置的永磁體的主磁通方向定義的坐標軸，q軸是沿著與d軸正交的方向定義的坐標軸。
[0015]根據本發明的第五方式，優選在第四方式的電力轉換裝置中，控制電路包括:坐標變換器，其將基於輸入信息的由d軸和q軸定義的旋轉坐標系的電壓指令信號變換為規定的靜止坐標系的電壓指令信號；電壓矢量區域檢索器，其基於由坐標變換器變換後的電壓指令信號，檢索與電壓指令信號相應的電壓矢量區域，決定與檢索出的電壓矢量區域對應的輸出電壓矢量；預測器，其基於由電壓矢量區域檢索器決定出的輸出電壓矢量，對d軸電流的軌跡和q軸電流的軌跡進行預測，將預測出的d軸電流的軌跡與d軸電流變動範圍進行比較，將q軸電流的軌跡與q軸電流變動範圍進行比較，運算開關元件的狀態和開關時間；和信號輸出器，其基於由預測器運算出的開關元件的狀態和開關時間，輸出控制信號。
[0016]根據本發明的第六方式，優選在第四或第五方式的電力轉換裝置中，永磁體的電阻值比轉子的鐵芯的電阻值小時，將d軸電流變動範圍設定為比q軸電流變動範圍小，永磁體的電阻值比轉子的鐵芯的電阻值大時，將d軸電流變動範圍設定為比q軸電流變動範圍大。
[0017]發明效果[0018]根據本發明，在電力轉換裝置中，能夠一定程度抑制電動機損失的增大，進而能夠減少開關損失。
[0019]此外，以下的實施方式中，如後所述，解決了各種作為產品希望解決的課題。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0020]圖1是表示混合動力車的控制模塊的圖。
[0021]圖2是表示逆變器電路140的電路結構的圖。
[0022]圖3是作為本發明的一個實施方式的電力轉換裝置200的外觀立體圖。
[0023]圖4是作為本發明的一個實施方式的電力轉換裝置200的外觀立體圖。
[0024]圖5是表示從圖4所示的電力轉換裝置200卸下蓋8、直流接口 137和交流接口185後的狀態的圖。
[0025]圖6是表示在圖5中從流路形成體12卸下外殼10後的狀態的圖。
[0026]圖7是電力轉換裝置200的分解立體圖。
[0027]圖8是在流路形成體12中安裝了電源模塊300U?300W、電容器模塊500、匯流條組件800的外觀立體圖。
[0028]圖9表示從流路形成體12卸下匯流條組件800後的狀態。
[0029]圖10是流路形成體12的立體圖。
[0030]圖11是對流路形成體12從背面側觀察而看到的分解立體圖。
[0031]圖12 Ca)是本實施方式的電源模塊300U的立體圖。
[0032]圖12 (b)是將本實施方式的電源模塊300U在截面D切斷且從方向E觀察時的截面圖。
[0033]圖13 (a)是表示從圖12 (a)、圖12 (b)所示的電源模塊300U卸下螺栓309和第二密封樹脂351後的狀態的立體圖。
[0034]圖13 (b)是與圖12 (b)同樣，對圖13 (a)所示的狀態的電源模塊300U在截面D上切斷並從方向E觀察時的截面圖。
[0035]圖13 (C)表示翼片305被加壓，彎曲部304A變形前的電源模塊300U的截面圖。
[0036]圖14 (a)是表示從圖13 (a)、圖13 (b)所示的電源模塊300U進一步卸下模塊盒304後的狀態的立體圖。
[0037]圖14 (b)是與圖12 (b)、圖13 (b)同樣，將圖14 (a)所示的狀態的電源模塊300U在截面D切斷且從方向E觀察時的截面圖。
[0038]圖15是從圖14 (a)、圖14 (b)所示的狀態進一步卸下第一密封樹脂348和配線絕緣部608後的電源模塊300U的立體圖。
[0039]圖16是用於說明模塊一次密封體302的組裝工序的圖。
[0040]圖17是電容器模塊500的外觀立體圖。
[0041 ] 圖18是匯流條組件800的立體圖。
[0042]圖19是表示在開口部402a?402c固定有電源模塊300U?300W，在收納空間405收納有電容器模塊500的流路形成體12的圖。
[0043]圖20是應用PWM控制時的U相電壓、U相電流、d軸電流、q軸電流和磁通的變動的概念圖。[0044]圖21是應用PWM控制時的U相電壓、U相電流、d軸電流、q軸電流和磁通的變動的概念圖。
[0045]圖22是應用本發明的調製方式時的U相電壓、U相電流、d軸電流、q軸電流和磁通的變動的概念圖。
[0046]圖23表示應用本發明的調製方式時的UVW三相的各相電壓脈衝、d軸電流波紋Λ Id、q軸電流波紋Λ Iq和UVW三相的各相電流。
[0047]圖24是表示在本發明的調製方式中，對於規定的電壓指令決定優選的輸出電壓矢量的方法的概念圖。
[0048]圖25是表不指令電壓矢量和輸出電壓矢量的選擇方法和該選擇時的磁通的變化的狀態的圖。
[0049]圖26是表不指令電壓矢量和輸出電壓矢量的選擇方法和該選擇時的磁通的變化的狀態的圖。
[0050]圖27是表不指令電壓矢量和輸出電壓矢量的選擇方法和該選擇時的磁通的變化的狀態的圖。
[0051]圖28是表不指令電壓矢量和輸出電壓矢量的選擇方法和該選擇時的磁通的變化的狀態的圖。
[0052]圖29是從微機端子輸出計算結果時的概念圖。
[0053]圖30是表示本發明的一個實施方式的控制電路所構成的電動機控制系統的圖。
[0054]圖31是表示脈衝調製器的結構的圖。
[0055]圖32是表示脈衝調製器進行的脈衝生成的順序的流程圖。
[0056]圖33是說明電壓矢量區域檢索器所進行的電壓矢量區域檢索處理的概念的圖。
[0057]圖34是表示電壓矢量區域檢索處理的流程的流程圖。
[0058]圖35 Ca)是表示SW狀態預測處理的流程的流程圖。
[0059]圖35 (b)是表示使用其他的處理方法進行的SW狀態預測處理的流程的流程圖。
[0060]圖36是表示三相SW狀態變換處理的流程的流程圖。
[0061]圖37是說明本實施方式中通過脈衝調製器進行的脈衝生成的基本原理的圖。
[0062]圖38是表示不進行脈衝連續性補償的情況下輸出的脈衝波形的示例的圖。
[0063]圖39是表示進行了脈衝連續性補償的情況下輸出的脈衝波形的示例的圖。
[0064]圖40是表示進行了最小脈衝寬度限制的情況下輸出的脈衝波形的示例的圖。
[0065]圖41是詳細地說明脈衝修正處理的順序的流程圖。
[0066]圖42是表示在圖41的流程圖中，依次執行了步驟941、942、943和944的各處理的情況下的脈衝波形的示例的圖。
[0067]圖43是表示在圖41的流程圖中，依次執行步驟941、942和943的各處理，沒有執行步驟904的處理的情況下的脈衝波形的示例的圖。
[0068]圖44是表示在圖41的流程圖中，依次執行了步驟941、942、945和946的各處理的情況下的脈衝波形的示例的圖。
[0069]圖45是表示在圖41的流程圖中，依次執行步驟941、942和945的各處理，沒有執行步驟946的處理的情況下的脈衝波形的示例的圖。
[0070]圖46是表示在圖41的流程圖中，依次執行了步驟941、947、948和949的各處理的情況下的脈衝波形的示例的圖。
[0071]圖47是表示在圖41的流程圖中，依次執行步驟941、947和948的各處理，沒有執行步驟949的處理的情況下的脈衝波形的示例的圖。
[0072]圖48是表示在圖41的流程圖中，依次執行了步驟941、947、950和951的各處理的情況下的脈衝波形的示例的圖。
[0073]圖49是表示在圖41的流程圖中，依次執行了步驟941、947、950和952的各處理的情況下的脈衝波形的示例的圖。
【具體實施方式】
[0074]除了上述發明要解決的課題的部分和發明效果的部分所記載的內容之外，在以下的實施方式中，能夠解決在產品化上期望被解決的課題，而且能夠達到在產品化上期望的效果。以下記載了其中幾個方面，並且在實施方式的說明中，也對於具體的課題的解決和具體的效果進行說明。
[0075][開關元件的開關頻率的降低]
[0076]以下的實施方式中說明的電力轉換裝置中，為了基於從直流電力轉換來的交流磁通波紋和電動機的磁極位置信號，對開關元件的開關動作進行控制，從驅動電路對開關元件供給驅動信號，上述開關元件與電動機的磁極位置相對應地進行導通或斷開動作。通過這樣的結構和作用，能夠使上述開關元件的開關動作的單位時間的次數或交流電力的每個周期的開關次數與一般的PWM方式相比減少。此外，上述結構中，雖然降低了電源轉換電路的開關元件的開關頻率，但是具有能夠抑制電動機的損失，減少伴隨開關動作的損失的效果。其能夠降低電源轉換電路的開關元件的發熱、電動機的磁體渦電流引起的發熱/退磁。
[0077]以下說明的實施方式中，代替減少與轉子的磁體交鏈的方向的磁通的變動，而是允許與上述磁體不交鏈、或交鏈的區域較少的方向的磁通的變動，由此能夠減少電源轉換電路的開關元件的單位時間的開關次數。能夠減少電源轉換電路的開關元件的開關次數。
[0078]其中，作為開關元件，希望是動作速度快且能夠基於控制信號對導通和斷開動作這雙者進行控制的元件，這樣的元件例如有insulatedgate bipolar transistor (絕緣柵雙極型電晶體，以下稱為IGBT)和場效應電晶體(M0S電晶體)，出於響應性和控制性的方面優選這些元件。
[0079]從上述電力轉換裝置輸出的交流電力向由旋轉電機等構成的電感電路供給，基於電感的作用流過交流電流。以下實施方式中作為電感電路列舉起到電動機和發電機的作用的旋轉電機為例進行說明。為了產生驅動旋轉電機的交流電力而使用本發明，在效果方面是最佳的，但也能夠作為對旋轉電機以外的電感電路供給交流電力的電力轉換裝置使用。
[0080]此外，以下的實施方式中作為旋轉電機以用作電動機和發電機的電動發電機為例進行說明。
[0081][基本控制]
[0082]對於本發明的實施方式的電力轉換裝置，參考附圖在以下詳細說明。本發明的實施方式的電力轉換裝置是用作產生用於驅動混合動力用汽車(以下稱為HEV)和純電動汽車(以下稱為EV)的旋轉電機的交流電力的電力轉換裝置的示例。HEV用的電力轉換裝置與EV用的電力轉換裝置在基本的結構和控制上共通之處較多，作為代表例，對於將本發明的實施方式的電力轉換裝置應用於混合動力車的情況下的控制結構和電力轉換裝置的電路結構，用圖1和圖2說明。
[0083]圖1是表示混合動力車(以下記載為「HEV」)的控制模塊的圖。發動機EGN和電動發電機MGl產生車輛的行駛用轉矩。此外，電動發電機MGl不僅產生旋轉轉矩，還具有將從外部對電動發電機MGl施加的機械能變換為電力的功能。
[0084]電動發電機MGl是同步機，如上所述，根據運轉方法的不同既作為電動機動作也作為發電機動作。將電動發電機MGl搭載在汽車中時，希望其小型且得到高輸出，使用釹等磁體的永磁體型的同步電動機是合適的。此外,永磁體型的同步電動機與感應電動機相比轉子的發熱較少，出於該觀點也優選用於汽車。
[0085]發動機EGN的輸出側的輸出轉矩通過動力分配機構TSM向電動發電機MGl傳遞，來自動力分配機構TSM的旋轉轉矩或電動發電機MGl產生的旋轉轉矩通過變速器TM和差動齒輪DEF向車輪傳遞。另一方面，再生制動的運轉時，旋轉轉矩從車輪向電動發電機MGl傳遞，基於供給的旋轉轉矩產生交流電力。產生的交流電力如後所述通過電力轉換裝置200變換為直流電力，對高電壓用的電池136充電，充電後的電力再次被用作行駛能。
[0086]接著說明電力轉換裝置200。逆變器電路140與電池136通過直流連接器138電連接，在電池136與逆變器電路140相互之間進行電力的傳遞。使電動發電機MGl作為電動機動作的情況下，逆變器電路140基於通過直流連接器138從電池136供給的直流電力產生交流電力，通過交流連接器188對電動發電機MGl供給。由電動發電機MGl和逆變器電路140組成的結構作為第一電動發電單元動作。
[0087]此外，本實施方式中，利用電池136的電力使第一電動發電單元作為電動單元動作，能夠僅用電動發電機MGl的動力進行車輛的驅動。進而，本實施方式中，使第一電動發電單元作為發電單元利用發動機120的動力或來自車輪的動力而動作發電，由此能夠進行電池136的充電。
[0088]此外，圖1中有所省略，電池136還作為用於驅動輔助設備用的電動機的電源使用。輔助設備用的電動機例如是驅動空調的壓縮機的電動機、或驅動控制用的油壓泵的電動機。從電池136向輔助設備用電源模塊供給直流電力，輔助設備用電源模塊產生交流電力，向輔助設備用的電動機供給。輔助設備用電源模塊具有與逆變器電路140基本同樣的電路結構和功能，控制對輔助設備用的電動機供給的交流的相位、頻率、電力。此外，電力轉換裝置200具有用於使向逆變器電路140供給的直流電力平滑化的電容器模塊500。
[0089]電力轉換裝置200具有用於從上級的控制裝置接收指令或向上級的控制裝置發送表示狀態的數據的通信用的連接器21。電力轉換裝置200基於從連接器21輸入的指令在控制電路172中運算電動發電機MGl的控制量，進而運算作為電動機運轉還是作為發電機運轉，基於運算結果產生控制脈衝，向驅動電路174供給該控制脈衝。驅動電路174基於供給的控制脈衝，產生用於控制逆變器電路140的驅動脈衝。
[0090]接著，用圖2說明逆變器電路140的電路的結構。圖2是表示逆變器電路140的電路結構的圖。其中，以下使用絕緣柵型雙極電晶體作為半導體元件，以下簡稱為IGBT。由作為上臂動作的IGBT328和二極體156，以及作為下臂動作的IGBT330和二極體166構成上下臂的串聯電路150。逆變器電路140與要輸出的交流電力的U相、V相、W相這三相分別對應地具有該串聯電路150。即，作為電源轉換電路的逆變器電路140具有多個串聯連接有上臂用的開關元件即IGBT328和下臂用的開關元件即IGBT330的串聯電路150。
[0091]這三相在本實施方式中與電動發電機MGl的電樞繞組的三相的各相繞組對應。三相各自的上下臂的串聯電路150從串聯電路的中點部分即連接點(中間電極)169輸出交流電流。該中間電極169通過將交流端子159和交流連接器188之間連接的後述的交流匯流條802，連接到電動發電機MGl。
[0092]上臂的IGBT328的集電極153通過正極端子157與電容器模塊500的正極側的電容器端子506電連接。此外，下臂的IGBT330的發射極通過負極端子158與電容器模塊500的負極側的電容器端子504電連接。
[0093]如上所述，控制電路172從上級的控制裝置通過連接器21接收控制指令，基於此產生用於控制構成逆變器電路140的各相的串聯電路150的上臂或下臂的IGBT328和IGBT330的控制信號即控制脈衝，向驅動電路174供給。
[0094]驅動電路174基於上述控制脈衝，向各相的IGBT328和IGBT330供給用於控制構成各相的串聯電路150的上臂或下臂的IGBT328和IGBT330的驅動脈衝。IGBT328和IGBT330基於來自驅動電路174的驅動脈衝，進行導通或斷開動作，將從電池136供給的直流電力轉換為三相交流電力，該轉換後的電力向電動發電機MGl供給。
[0095]IGBT328具有集電極153、信號用發射極155、柵極154。此外，IGBT330具有集電極163、信號用的發射極165、柵極164。二極體156在集電極153與發射極155之間電連接。此外，二極體166在集電極163與發射極165之間電連接。
[0096]也可以使用金屬氧化物半導體型場效應電晶體(以下簡稱為M0SFET)作為開關用功率半導體元件，該情況下不需要二極體156和二極體166。作為開關用功率半導體元件，IGBT適合直流電壓較高的情況，MOSFET適合直流電壓較低的情況。
[0097]電容器模塊500具有正極側的電容器端子506和負極側的電容器端子504以及正極側的電源端子509和負極側的電源端子508。來自電池136的高電壓的直流電力通過直流連接器138向正極側的電源端子509和負極側的電源端子508供給，從電容器模塊500的正極側的電容器端子506和負極側的電容器端子504向逆變器電路140供給。
[0098]另一方面，由逆變器電路140從交流電力轉換來的直流電力，從正極側的電容器端子506和負極側的電容器端子504向電容器模塊500供給，從正極側的電源端子509和負極側的電源端子508通過直流連接器138向電池136供給，在電池136中蓄積。
[0099]控制電路172具有用於對IGBT328和IGBT330的開關定時進行運算處理的微型計算機(以下記載為「微機」)。作為向微機的輸入信息，有對於電動發電機MGl要求的目標轉矩值、從串聯電路150向電動發電機MGl供給的電流值和電動發電機MGl的轉子的磁極位置。
[0100]目標轉矩值基於從未圖示的上級控制裝置輸出的指令信號而得到的。電流值基於電流傳感器180的檢測信號檢測得出。磁極位置基於從在電動發電機MGl中設置的解算器等旋轉磁極傳感器(未圖示)輸出的檢測信號檢測得出。本實施方式中，列舉了電流傳感器180檢測三相的電流值的情況為例，但也可以檢測兩相的電流值，通過運算求出三相的電流。
[0101]控制電路172內的微機基於輸入的目標轉矩值運算電動發電機MGl的d、q軸的電流指令值，基於該運算出的d、q軸的電流指令值與檢測到的d、q軸的電流值的差，運算d、q軸的電壓指令值，根據該d、q軸的電壓指令值生成脈衝狀的驅動信號。控制電路172具有產生後述的本發明的實施方式的驅動信號的功能。
[0102]此處，d軸指的是沿著在作為永磁式電動機的電動發電機MGl的轉子中配置的永磁體的主磁通方向定義的坐標軸。此外，q軸指的是沿著與d軸(即主磁通)正交的方向定義的坐標軸。
[0103]本方式是基於要輸出的交流波形的波紋和電動機的磁極位置信號，對作為開關元件的IGBT328、330的開關動作進行控制的調製方式。
[0104]驅動電路174，在驅動下臂時，將脈衝狀的調製波的信號放大，將其作為驅動信號，向對應的下臂的IGBT330的柵極輸出。此外，在驅動上臂時，使脈衝狀的調製波的信號的基準電位的水平偏移至上臂的基準電位的水平後將脈衝狀的調製波的信號放大，將其作為驅動信號，向對應的上臂的IGBT328的柵極輸出。由此，各IGBT328、330基於輸入的驅動信號進行開關動作。這樣通過與來自控制部174的驅動信號(driving signal)相應地進行的各IGBT328、330的開關動作，電力轉換裝置200將從直流電源即電池136供給的電壓轉換為電角各錯開2 π/3rad的U相、V相、W相的各輸出電壓，向三相交流電動機即電動發電機MGl供給。其中，電角是與電動發電機MGl的旋轉狀態、具體而言是與轉子的位置對應的，在O到2π之間周期性地變化。通過將該電角用作參數，能夠與電動發電機MGl的旋轉狀態相應地決定各IGBT328、330的開關狀態，即U相、V相、W相的各輸出電壓。
[0105]此外，控制電路172內的微機進行異常檢測(過電流、過電壓、過熱等)，保護串聯電路150。因此，向控制電路172輸入傳感信息。例如，從各臂的信號用的發射極155和信號用的發射極165向對應的驅動部(IC)輸入各IGBT328和IGBT330的發射極中流過的電流的信息。由此，各驅動部(IC)進行過電流檢測，檢測到過電流的情況下停止對應的IGBT328、IGBT330的開關動作，保護對應的IGBT328、IGBT330不受過電流的影響。
[0106]從串聯電路150中設置的溫度傳感器(未圖不)向微機輸入串聯電路150的溫度的信息。此外，向微機輸入串聯電路150的直流正極側的電壓的信息。微機基於這些信息進行過熱檢測和過電壓檢測，檢測到過熱或過電壓的情況下停止所有的IGBT328、IGBT330的開關動作。
[0107]圖3、圖4是作為本發明的一個實施方式的電力轉換裝置200的外觀立體圖。圖4表示卸下交流連接器187和直流連接器138後的狀態。本實施方式的電力轉換裝置200通過形成為平面形狀是大致正方形的長方體形狀能夠實現小型化，此外，具有容易安裝到車輛的效果。8是蓋，10是外殼，12是流路形成體，13是冷卻介質的入口配管，14是出口配管，420是下蓋。連接器21是為了與外部連接而設置的信號用的連接器。
[0108]蓋8固定在收納構成電力轉換裝置200的電路部件的外殼10的上部開口部。固定在外殼10的下部的流路形成體12保持後述的電源模塊300和電容器模塊500，且利用冷卻介質使它們冷卻。作為冷卻介質例如使用水的情況較多，以下作為冷卻介質進行說明。入口配管13和出口配管14設置在流路形成體12的一個側面，從入口配管13供給的冷卻介質流入流路形成體12內的後述的流路19，從出口配管14排出。此外，即使變更冷卻介質的流入和流出的方向，也不會對於冷卻效率和壓強損失造成大的影響。即，即使冷卻介質從出口配管14側流入，從入口配管13流出，冷卻效率和壓強損失也基本不變。S卩，本實施方式的電力轉換裝置200中，入口配管13和出口配管14的配置相對於該電力轉換裝置200的中央部具有對稱性，因此具有能夠與車輛的冷卻介質配管的配線的狀況相應地進行變更的優點。
[0109]安裝交流連接器187的交流接口 185和安裝直流連接器138的直流接口 137設置在外殼10的側面。交流接口 185在設置有配管13、14的側面設置，在交流接口 185安裝的交流連接器187的交流配線187a通過配管13、14之間向下方延伸。直流接口 137在與設置有交流接口 185的側面鄰接的側面設置，在直流接口 137安裝的直流連接器138的直流配線138a也向電力轉換裝置200的下方延伸。
[0110]這樣，因為交流接口 185和配管13、14配置在同一側面12d側，交流配線187a以通過配管13、14之間的方式向下方引出，所以能夠減小配管13、14、交流連接器187和交流配線187a所佔的空間，能夠防止裝置整體的大型化。此外，因為使交流配線187a相比於配管13、14向下方引出，所以交流配線187a的處理變得容易，生產效率提高。
[0111]圖5是表示從圖4所示的電力轉換裝置200卸下蓋8、直流接口 137和交流接口185後的狀態的圖。在外殼10的一個側面形成固定交流接口 185的開口 10a，在鄰接的另一個側面形成固定直流接口 137的開口 10b。三個交流匯流條802即U相交流匯流條802U、V相交流匯流條802V和W相交流匯流條802W從開口 IOa突出，直流側的電源端子508、509從開口 IOb突出。
[0112]圖6是表示在圖5中從流路形成體12卸下外殼10後的狀態的圖。外殼10具有兩個收納空間，通過分隔壁IOc劃分為上部收納空間和下部收納空間。上部收納空間中收納有固定連接器21的控制電路基板20，下部收納空間中收納有驅動電路基板22和後述的匯流條組件800。在控制電路基板20安裝了圖2所示的控制電路172，在驅動電路基板22安裝了驅動電路174。控制電路基板20與驅動電路基板22通過未圖示的扁平線纜(參考後述的圖7)連接，該扁平線纜通過在分隔壁IOc形成的縫隙狀的開口 IOd從下部收納空間向上部收納空間引出。
[0113]圖7是電力轉換裝置200的分解立體圖。在蓋8的內側的、即外殼10的上部收納空間中，如上所述地配置有安裝了控制電路172的控制電路基板20。在蓋8形成有連接器21用的開口 8a。從連接器21供給使電力轉換裝置200內的控制電路動作的低電壓的直流電力。
[0114]在流路形成體12形成有從入口配管13流入的冷卻介質所流過的流路，詳情在後文說明。形成有沿著流路形成體12的三個側面流動的口字形的流路。從入口配管13流入的冷卻介質從2字形流路的一端流入流路內，在流路內流動後，從與流路的另一端連接的出口配管14流出。
[0115]在流路的上面形成有三個開口部402a?402c，內置有串聯電路150(參考圖1)的電源模塊300U、300V、300W從這些開口部402a?402c插入流路內。在電源模塊300U中內置U相的串聯電路150，在電源模塊300V中內置V相的串聯電路150，在電源模塊300W中內置W相的串聯電路150。這些電源模塊300U?300W結構相同，外觀形狀也是同一形狀。開口部402a?402c被插入的電源模塊300U?300W的凸緣部閉塞。
[0116]在流路形成體12中，以被-字形的流路包圍的方式形成有用於收納電子設備部件的收納空間405。本實施方式中，在該收納空間405中收納有電容器模塊500。收納空間405中收納的電容器模塊500由在流路內流動的冷卻介質冷卻。在電容器模塊500的上方，配置有安裝了交流匯流條802U?802W的匯流條組件800。匯流條組件800固定在流路形成體12的上面。在匯流條組件800固定有電流傳感器180。
[0117]驅動電路基板22通過固定於在匯流條組件800設置的支承部件807a，配置在匯流條組件800的上方。如上所述，控制電路基板20與驅動電路基板22通過扁平線纜23連接。扁平線纜23通過在分隔壁IOc形成的縫隙狀的開口 IOd從下部收納空間向上部收納空間引出。
[0118]這樣，電源模塊300U?300W、驅動電路基板22、控制電路基板20在高度方向上分層地配置，控制電路基板20配置在距離強電類的電源模塊300U?300W最遠的位置，因此能夠減少開關噪聲等混入控制電路基板20側的情況。進一步，驅動電路基板22和控制電路基板20配置在由分隔壁IOc劃分出的不同的收納空間中，因此分隔壁IOc起到電磁屏蔽的功能，能夠減少從驅動電路基板22混入控制電路基板20的卩栄聲。此外，外殼10由招等金屬材料形成。
[0119]進一步，因為控制電路基板20固定於與外殼10 —體形成的分隔壁10c，所以控制電路基板20的機械共振頻率相對於來自外部的振動更高。因此,難以受到來自車輛側的振動的影響，可靠性提高。
[0120]以下，對於流路形成體12、固定於流路形成體12的電源模塊300U?300W、電容器模塊500和匯流條組件800更詳細地進行說明。圖8是在流路形成體12安裝有電源模塊300U?300W、電容器模塊500、匯流條組件800的外觀立體圖。
[0121]此外，圖9表示從流路形成體12卸下匯流條組件800後的狀態。匯流條組件800螺栓固定於流路形成體12。
[0122]首先，參考圖10、圖11說明流路形成體12。圖10是流路形成體12的立體圖，圖11是對流路形成體12從背面側觀察的分解立體圖。如圖10所示，流路形成體12形成平面形狀是大致正方形的長方體，在其側面12d設置有入口配管13和出口配管14。另外，側面12d中的設置配管13、14的部分形成為臺階差狀。如圖11所示，流路19沿著餘下的三個側面12a?12c形成-字形。在流路形成體12的背面側，形成具有與流路19的橫截面形狀大致同一形狀的、連成一個的〕字形的開口部404。該開口部404被口字形的下蓋420閉塞。在下蓋420與流路形成體12之間設置有密封部件409a，保持氣密性。
[0123]形成-字形的流路19根據冷卻介質的流動方向分為三個流路區間19a、19b、19c。詳情在後文說明，第一流路區間19a沿著與設置配管13、14的側面12d相對的位置的側面12a設置，第二流路區間19b沿著與側面12a的一側鄰接的側面12b設置，第三流路區間19c沿著與側面12a的另一側鄰接的側面12c設置。冷卻介質從入口配管13流入流路區間1%，如虛線箭頭所示按照流路區間19b、流路區間19a、流路區間19c的順序流動，從出口配管14流出。
[0124]如圖10所示，在流路形成體12的上面側，在與流路區間19a相對的位置形成與側面12a平行的長方形的開口部402a，在與流路區間19b相對的位置形成與側面12b平行的長方形的開口部402b，在與流路區間19c相對的位置形成與側面12c平行的長方形的開口部402c。通過這些開口部402a?402c，將電源模塊300U?300W插入流路19內。
[0125]如圖11所示，在下蓋420，在與上述開口部402a?402c相對的位置，分別形成向流路19的下側突出的凸部406。這些凸部406從流路19側觀察時是凹陷部，從開口部402a?402c插入的電源模塊300U?300W的下端部分進入這些凹陷部。流路形成體12使開口部404與開口部402a?402c相對地形成，因此是易於通過鑄鋁製造的結構。
[0126]如圖10所示，在流路形成體12設置有以三邊被流路19包圍的方式形成的矩形的收納空間405。在該收納空間405中收納電容器模塊500。因為被流路19包圍的收納空間405是長方體形狀，所以能夠使電容器模塊500為長方體形狀，電容器模塊500的生產效率變好。
[0127]用圖12 (a)、圖 12 (b)、圖 13 (a)、圖 13 (b)、圖 13 (C)、圖 14 (a)、圖 14 (b)、圖15和圖16說明逆變器電路140中使用的電源模塊300U?300W和電源模塊301a?301c的詳細結構。上述電源模塊300U?300W和電源模塊301a?301c均為相同結構，以電源模塊300U的結構為代表進行說明。此外，上述各圖中，信號端子325U與圖2中記載的柵極154和信號用發射極155對應，信號端子325L與圖2中記載的柵極164和發射極165對應。此外，直流正極端子315B與圖2中記載的正極端子157相同，直流負極端子319B與圖2中記載的負極端子158相同。此外，交流端子320B與圖2中記載的交流端子159相同。
[0128]圖12 Ca)是本實施方式的電源模塊300U的立體圖。圖12 (b)是將本實施方式的電源模塊300U在截面D切斷並從方向E觀察時的截面圖。
[0129]圖13 (a)、圖13 (b)和圖13 (C)是為了有助於理解，表示從圖12 (a)、圖12 (b)所示的電源模塊300U卸下螺栓309和第二密封樹脂351後的狀態的圖。圖13 (a)是立體圖，圖13 (b)是與圖12 (b)同樣是將圖13 Ca)所示的狀態的電源模塊300U在截面D切斷並從方向E觀察時的截面圖。此外，圖13 (c)表示翼片305被加壓、彎曲部304A變形前的電源模塊300U的截面圖。
[0130]圖14 (a)和圖14 (b)是表示從圖13 (a)、圖13 (b)所示的電源模塊300U進一步卸下模塊盒304後的狀態的圖。圖14 (a)是立體圖，圖14 (b)是與圖12 (b)、圖13 (b)同樣將圖14 Ca)所示的狀態的電源模塊300U在截面D切斷並從方向E觀察時的截面圖。
[0131]圖15是從圖14 (a)、圖14 (b)所示的狀態進一步卸下第一密封樹脂348和配線絕緣部608後的電源模塊300U的立體圖。
[0132]圖16是用於說明模塊一次密封體302的組裝工序的圖。
[0133]構成上下臂的串聯電路150的功率半導體元件(IGBT328，IGBT330，二極體156，二極體166)如圖14 (b)和圖15所不，被導體板315和導體板318、或被導體板320和導體板319從兩面夾著固定。導體板315等在其散熱面露出的狀態下被第一密封樹脂348密封，在絕緣片333熱壓接在該散熱面上。第一密封樹脂348如圖14 (a)所示，具有多面體形狀(此處是大致長方體形狀)。
[0134]被第一密封樹脂348密封的模塊一次密封體302插入模塊盒304中，夾著絕緣片333，熱壓接於作為CAN型冷卻器的模塊盒304的內面。此處，CAN型冷卻器指的是一面具有插入口 306、另一面具有底的筒形的冷卻器。在模塊盒304的內部剩下的空隙中，填充第二密封樹脂351。
[0135]模塊盒304由具有導電性的部件例如鋁合金材料(Al、AlS1、AlSiC、Al_C等)構成，且以無接縫的狀態一體地成形。模塊盒304是除了插入口 306以外不設置開口的結構，插入口 306的外周被凸緣部304B包圍。此外，如圖12 (a)所示，具有比其它面更大的面的第一散熱面307A和第二散熱面307B以相互相對的狀態配置,與這些散熱面相對地配置各功率半導體元件(IGBT328、IGBT330、二極體156、二極體166)。將該相對的第一散熱面307A和第二散熱面307B連接的三個面構成比該第一散熱面307A和第二散熱面307B更窄幅的密閉的面，在剩下的一邊的面形成插入口 306。模塊盒304的形狀不需要是準確的長方體，角部也可以如圖12 (a)所示形成曲面。
[0136]通過使用這樣的形狀的金屬制的盒體，即使將模塊盒304插入流過水或油等冷卻介質的流路19內，也能夠用凸緣304B確保對於冷卻介質的密封，因此能夠用簡易的結構防止冷卻介質進入模塊盒304的內部。此外，在相對的第一散熱面307A和第二散熱面307B，分別均勻地形成翼片305。進而，在第一散熱面307A和第二散熱面307B的外周，形成厚度非常薄的彎曲部304A。彎曲部304A的厚度非常薄，達到通過對翼片305加壓而能夠簡單變形的程度，因此提高了插入模塊一次密封體302後的生產效率。
[0137]如上所述，通過將導體板315等隔著絕緣片333熱壓接在模塊盒304的內壁，能夠減少導體板315等與模塊盒304的內壁之間的空隙，能夠使功率半導體元件產生的熱高效率地向翼片305傳遞。進而，通過使絕緣片333具有一定程度的厚度和柔軟性，能夠用絕緣片333吸收產生的熱應力，用於溫度變化劇烈的車輛用的電力轉換裝置是良好的。
[0138]在模塊盒304的外部，設置有用於與電容器模塊500電連接的金屬制的直流正極配線315A和直流負極配線319A，在其前端部分別形成有直流正極端子315B (157)和直流負極端子319B (158)。此外,設置有用於向電動發電機MGl供給交流電力的金屬制的交流配線320A，在其前端形成交流端子320B (159)。本實施方式中，如圖15所示，直流正極配線315A與導體板315連接，直流負極配線319A與導體板319連接，交流配線320A與導體板320連接。
[0139]在模塊盒304的外部進一步設置有用於與驅動電路174電連接的金屬制的信號配線324U和324L，在其前端部分別形成有信號端子325U (154、155)和信號端子325L (164:柵極，165:發射極)。本實施方式中，如圖15所示，信號配線324U與IGBT328連接，信號配線324L與IGBT328連接。
[0140]直流正極配線315A、直流負極配線319A、交流配線320A、信號配線324U和信號配線324L，在利用由樹脂材料成形的配線絕緣部608相互絕緣的狀態下，作為輔助模製體600一體地成形。配線絕緣部608也起到用於支承各配線的支承部件的作用，用於它的樹脂材料適合使用具有絕緣性的熱固化樹脂或熱塑性樹脂。由此，能夠確保直流正極配線315A、直流負極配線319A、交流配線320A、信號配線324U和信號配線324L之間的絕緣性，能夠實現高密度配線。輔助模製體600與模塊一次密封體302在連接部370金屬接合後，利用在配線絕緣部608設置的螺紋孔中貫通的螺栓309固定於模塊盒304。連接部370處的模塊一次密封體302與輔助模製體600的金屬接合，能夠使用例如TIG熔接等。
[0141]直流正極配線315A和直流負極配線319A以在中間夾著配線絕緣部608相對的狀態相互疊層，形成大致平行地延伸的形狀。通過採用這樣的配置和形狀，功率半導體元件的開關動作時瞬間流過的電流相對且向相反方向流動。由此，起到電流產生的磁場相互抵消的作用，通過該作用能夠實現低電感化。此外，交流配線320A和信號端子325U、325L也向與直流正極配線315A和直流負極配線319A同樣的方向延伸。
[0142]模塊一次密封體302與輔助模製體600通過金屬接合而連接的連接部370，利用第二密封樹脂351密封在模塊盒304內。由此，能夠在連接部370與模塊盒304之間穩定地確保需要的絕緣距離，與不密封的情況相比能夠實現電源模塊300U的小型化。
[0143]如圖15所示，在連接部370的輔助模塊600側，輔助模塊側直流正極連接端子315C、輔助模塊側直流負極連接端子319C、輔助模塊側交流連接端子320C、輔助模塊側信號連接端子326U和輔助模塊側信號連接端子326L排成一列地配置。另一方面，在連接部370的模塊一次密封體302側，沿著具有多面體形狀的第一密封樹脂348的一個面，元件側直流正極連接端子315D、元件側直流負極連接端子319D、元件側交流連接端子320D、元件側信號連接端子327U和元件側信號連接端子327L排成一列地配置。這樣，通過在連接部370成為各端子排成一列的結構,通過傳遞模塑(transfer molding)進行的模塊一次密封體302的製造變得容易。
[0144]此處，對於將模塊一次密封體302的從第一密封樹脂348向外側延伸的部分按其種類看作一個端子時的各端子的位置關係進行說明。以下說明中，將由直流正極配線315A(包括直流正極端子315B和輔助模塊側直流正極連接端子315C)和元件側直流正極連接端子31?構成的端子稱為正極側端子，將由直流負極配線319A (包括直流負極端子319B和輔助模塊側直流負極連接端子319C)和元件側直流負極連接端子31?構成的端子稱為負極側端子，將由交流配線320A (包括交流端子320B和輔助模塊側交流連接端子320C)和元件側交流連接端子320D構成的端子稱為輸出端子，將由信號配線324U(包括信號端子325U和輔助模塊側信號連接端子326U)和元件側信號連接端子327U構成的端子稱為上臂用信號端子，將由信號配線324L (包括信號端子325L和輔助模塊側信號連接端子326L)和元件側信號連接端子327L構成的端子稱為下臂用信號端子。
[0145]上述各端子均從第一密封樹脂348和第二密封樹脂351通過連接部370而突出，從該第一密封樹脂348突出的各部分(元件側直流正極連接端子315D、元件側直流負極連接端子319D、元件側交流連接端子320D、元件側信號連接端子327U和元件側信號連接端子327L)如上所述，沿著具有多面體形狀的第一密封樹脂348的一個面排成一列。此外，正極側端子與負極側端子從第二密封樹脂351以疊層狀態突出，向模塊盒304的外部延伸。通過成為這樣的結構，能夠在用第一密封樹脂348將功率半導體元件密封而製造模塊一次密封體302時的合模時，防止產生對功率半導體元件與該端子的連接部分的過大應力和模具的間隙。此外，由於疊層的正極側端子和負極側端子中分別流過的相反方向的電流，產生相互抵消的方向的磁通，因此能夠實現低電感化。
[0146]在輔助模塊600側，輔助模塊側直流正極連接端子315C、輔助模塊側直流負極連接端子319C在與直流正極端子315B、直流負極端子319B相反的一側的直流正極配線315A、直流負極配線319A的前端部分別形成。此外，輔助模塊側交流連接端子320C在交流配線320A上在與交流端子320B相反的一側的前端部形成。輔助模塊側信號連接端子326U、326L在信號配線324U、324L上在與信號端子325U、325L相反的一側的前端部分別形成。
[0147]另一方面，在模塊一次密封體302側，元件側直流正極連接端子315D、元件側直流負極連接端子319D、元件側交流連接端子320D分別形成於導體板315、319、320。此外，元件側信號連接端子327U、327L通過接合線371與IGBT328、330分別連接。
[0148]圖17是電容器模塊500的外觀立體圖。在電容器模塊500內設置有多個電容器單元。在電容器模塊500的上表面，接近電容器模塊500的與流路19相對的面地、突出地設置有電容器端子503a?503c。電容器端子503a?503c與各電源模塊300的正極端子157和負極端子158對應地形成。電容器端子503a?503c形成同一形狀，在構成電容器端子503a?503c的負極側電容器端子504與正極側電容器端子506之間設置有絕緣片，確保端子間的絕緣。
[0149]在電容器模塊500的側面500d側的上部，形成有突出部500e、500f。在突出部500e內安裝有放電電阻，在突出部500f內安裝有用於應對共模噪聲的Y電容器。此外，在從突出部500f的上表面突出的端子500g、500h安裝圖5所示的電源端子508、509。如圖10所示，在開口 402b、402c與側面12d之間形成有凹部405a、405b，將電容器模塊500收納到流路形成體12的收納空間405中時，突出部500e收納在凹部405a中，突出部500f收納在凹部405b中。
[0150]在突出部500e內安裝的放電電阻是用於在逆變器停止時使電容器模塊500內的電容器單元中蓄積的電荷放電的電阻。因為收納突出部500e的凹部405a設置在從入口配管13流入的冷卻介質的流路的正上方，所以能夠抑制放電時的放電電阻的溫度上升。
[0151]圖18是匯流條組件800的立體圖。匯流條組件800具有:U、V、W相的交流匯流條802U.802V.802W ;用於保持和固定交流匯流條802U?802W的保持部件803 ;和用於檢測流過交流匯流條802U?802W的交流電流的電流傳感器180。交流匯流條802U?802W分別用較寬的導體形成。在用樹脂等絕緣材料形成的保持部件803，用於保持驅動電路基板22的多個支承部件807a從保持部件803向上方突出地形成。
[0152]電流傳感器180，在如圖8所示將匯流條組件800固定到流路形成體12上時，以在接近流路形成體12的側面12d的位置與側面12d平行的方式配置於匯流條組件800。在電流傳感器180的側面，分別形成有用於使交流匯流條802U?802W貫通的貫通孔181。在電流傳感器180的形成貫通孔181的部分設置有傳感器元件，各傳感器元件的信號線182a從電流傳感器180的上表面突出。各傳感器元件在電流傳感器180的延伸方向、即流路形成體12的側面12d的延伸方向上排列配置。交流匯流條802U?802W貫通各貫通孔181，其前端部分平行地突出。
[0153]如圖18所示，在保持部件803，定位用的突起部806a、806b向上方突出地形成。電流傳感器180通過螺合固定在保持部件803上，此時通過使突起部806a、806b與在電流傳感器180的框體形成的定位孔卡合，進行電流傳感器180的定位。進而，將驅動電路基板22固定到支承部件807a時,通過在形成於驅動電路基板22側的定位孔中卡合定位用的突起部806a、806b，使電流傳感器180的信號線182a定位在驅動電路基板22的通孔中。信號線182a與驅動電路基板22的配線圖案通過焊料接合。
[0154]本實施方式中，保持部件803、支承部件807a和突起部806a、806b用樹脂一體地形成。這樣，因為保持部件803具有電流傳感器180和驅動電路基板22的定位功能，所以信號線182a與驅動電路基板22之間的安裝和焊料連接操作變得容易。此外，通過將保持電流傳感器180和驅動電路基板22的機構設置在保持部件803上，能夠削減電力轉換裝置整體的部件數量。
[0155]交流匯流條802U?802W以較寬的面成為水平的方式固定在保持部件803上，與電源模塊300U?300W的交流端子159連接的連接部805垂直地立起。連接部805前端為凹凸形狀，成為焊接時熱量集中在該凹凸部分的形狀。
[0156]如上所述，電流傳感器180與流路形成體12的側面12d平行地配置，因此從電流傳感器180的貫通孔181突出的各交流匯流條802U?802W配置在流路形成體12的側面12d上。因為各電源模塊300U?300W配置在沿著流路形成體12的側面12a、12b、12c形成的流路區間19a、19b、19c中，所以交流匯流條802U?802W的連接部805配置在匯流條組件800的與側面12a?12c對應的位置。結果，如圖8所示，U相交流匯流條802U從配置在側面12b的附近的電源模塊300U延伸而連接到側面12d，V相交流匯流條802V從配置在側面12a的附近的電源模塊300V延伸而連接到側面12d，W相交流匯流條802W從配置在側面12c的附近的電源模塊300W延伸而連接到側面12d。
[0157]圖19是表示在開口部402a?402c固定有電源模塊300U?300W，在收納空間405中收納有電容器模塊500的流路形成體12的圖。圖19所示的示例中，在開口部402b固定U相的電源模塊300U，在開口部402a固定V相的電源模塊300V，在開口部402c固定W相的電源模塊300W。之後，電容器模塊500收納在收納空間405中，電容器側的端子和各電源模塊的端子通過熔接等連接。各端子從流路形成體12的上端面突出，使熔接機從上方接近以進行熔接操作。
[0158]此外，配置為-字形的各電源模塊300U?300W的直流正極端子315B和直流負極端子319B，與圖17所示的在電容器模塊500的上表面突出設置的電容器端子503a?503c連接。三個電源模塊300U?300W以包圍電容器模塊500的方式設置，因此各電源模塊300U?300W相對於電容器模塊500的位置關係是同等的，能夠用相同形狀的電容器端子503a?503c均衡地與電容器模塊500連接。因此，電容器模塊500與電源模塊300U?300W的電路常數在三相的各相中易於平衡，是電流易於出入的結構。
[0159]接著，為了說明本發明的調製方式，首先參考圖20和圖21說明現有的PWM控制。圖20、21是應用了 PWM控制的情況下的U相電壓、U相電流、d軸電流、q軸電流和磁通的變動的概念圖。PWM控制是基於一定(固定)頻率的載波與要輸出的交流波形的大小比較，決定開關元件的導通和斷開的定時，控制開關元件的方式。使用PWM控制的情況下，如圖20所示將載波頻率設定得較高時，單位時間的開關次數增大，逆變器的損失特別是開關損失增加，但是能夠向電動機供給脈動較少的交流電力，能夠實現電動機損失較少的控制。另一方面，如圖21所示將載波頻率設定得較低時，單位時間的開關次數減小，逆變器的開關損失減少，但是向電動機供給脈動較大的交流電力，成為電動機損失較大的控制。即，在PWM控制中逆變器損失與電動機損失是此消彼長(trade-of)的關係。此處，對於用逆變器驅動使用釹磁體的永磁體型同步電動機時的損失進行研究時，有時會得到磁體的渦電流損失變得顯著的結果。磁體的渦電流損失源於由於電動機的槽形狀而產生的槽高次諧波和在電動機定子的繞組中流過的電流中含有的電流高次諧波。在P麗控制中，因開關頻率的不同等，磁體的渦電流損失發生變化。這是電流高次諧波的波紋的情況的不同所導致的。著眼於電流高次諧波說明磁體的渦電流損失的機制時，如下所述。因電流高次諧波而產生的磁動勢(magnetomotive force)高次諧波,通過電動機的磁路成為磁通的高次諧波，使轉子的磁通變動。永磁體型同步電動機的轉子一般包括矽鋼板和釹磁體，各個部件具有導電性。因此，與貫穿這些部件內部的磁通的高次諧波的變動方向正交地產生渦電流。此時，因為釹磁體比矽鋼板導電率更高，所以釹磁體對於磁通的高次諧波更易於流過渦電流，釹磁體中產生的渦電流損失變得顯著。在現有的PWM控制中，因為不能區別分別落到釹磁體和矽鋼板上的磁通的高次諧波量地進行控制，所以為了減少渦電流損失，僅限於增加單位時間的逆變器的開關次數而減少整體的磁通高次諧波的方法。另一方面，本發明的調製方式能夠不增加單位時間的逆變器的開關次數，選擇性地減小貫穿釹磁體的磁通的變動，能夠減少轉子的渦電流損失。
[0160]圖22是應用本發明的調製方式的情況下的U相電壓、U相電流、d軸電流、q軸電流和磁通的變動的概念圖。本發明的調製方式中，根據後文說明的方法，通過分別控制d軸磁通、q軸磁通的波紋，能夠任意地控制轉子上的磁通的變化量。在該控制中通過使貫穿釹磁體的磁通的變動與貫穿矽鋼板的磁通的變動相比減小,能夠抑制釹磁體中的渦電流的產生，能夠減少電動機損失。同時，通過對逆變器的開關次數進行抽取，也減少了逆變器損失。
[0161]圖23表示應用本發明的調製方式的情況下的UVW三相的各相電壓脈衝、d軸電流Id、q軸電流Iq和UVW三相的各相電流。從d軸電流Id和q軸電流Iq的狀態可知，在本發明的調製方式中，以電流波紋收斂在預先規定的範圍內的方式進行控制。結果，UVW的各相電流也成為大致正弦波狀。另一方面，各相電壓脈衝不像PWM控制這樣按一定周期開關，開關間隔沒有嚴格的規則性。即，本方式以電流波紋為基準決定開關時刻，因此對電動機的損失謹慎地進行管理，並且不會不必要地進行頻繁的開關。因此，具有開關次數減少效果。
[0162]圖24是表示在本發明的調製方式中，對於某個規定的電壓指令決定希望的輸出電壓矢量的方法的概念圖的一例。圖中表示了指令電壓矢量、輸出電壓矢量、輸出電壓矢量與指令電壓矢量的相對電壓矢量。d軸與q軸的方向、指令電壓矢量V*= (Vd*，Vq*)處於圖示的位置關係時，指令電壓矢量V*屬於區域「I」。
[0163]一般而言，逆變器(兩電平逆變器)只能輸出電壓矢量Vl?V6和零電壓矢量V0、V7這8種電壓，不能瞬間地直接表現指令電壓矢量V*。從而，依次選擇能夠從逆變器輸出的這8種電壓矢量中的任一種，以一定時間的平均值與指令電壓矢量V*—致的方式進行控制。圖24的一例中，因為指令電壓矢量V*屬於區域「1」，所以通過依次選擇其附近的電壓矢量V1、V2、VO和V7作為輸出電壓矢量，能夠使這些輸出電壓矢量的平均電壓與指令電壓矢量V* —致。此外，通過在選擇中包含其他電壓矢量V3、V4、V5、V6，也能夠使平均電壓與指令電壓矢量V* —致，但是磁通的變動大，為了抑制該變動而存在開關次數增大的情況，因此本實施方式中不這樣選擇。
[0164]如以上所說明的這樣，通過將對於區域「I」選擇的V1、V2、V0、V7的各輸出電壓矢量分別乘以時間而形成磁通。此處，Vd*、Vq* —定，電動機的轉速也一定時,基於指令電壓矢量V*的電壓時間積的磁通的目標軌跡成為一定半徑的圓。另一方面，通過V1、V2、V0、V7的各輸出電壓矢量的時間積形成的磁通的軌跡，要追蹤指令電壓矢量V*的磁通的目標軌跡，但是不能完全追蹤，殘留有變動成分。本發明為了控制該磁通的變動，需要微觀地捕捉磁通的目標軌跡與實際軌跡的差即磁通的變動。作為磁通變動的原因的電壓用圖24的相對電壓矢量VI』、V2』、VO』、V7』表示，它們根據輸出電壓矢量V1、V2、W、V7和指令電壓矢量V*如下所述地定義。
[0165]V2，=V2_V*
[0166]VI』 =Vl-V*
[0167]VO，=V7，=V0-V*=V7_V*......(I)
[0168]其中，式(I)中，VO和V7在圖24的平面上均為大小是零的矢量。從而，V0』和V7』均為大小、方向相同的電壓矢量。選擇V0、V7中的哪一個作為輸出電壓，磁通的軌跡都沒有差異，但是有時逆變器的開關次數存在差別，因此優選選擇開關次數較少的一方。
[0169]圖25~圖28表示相對於圖24的指令電壓矢量V*的輸出電壓矢量V1、V2、V7的選擇方法，和該選擇時的磁通的變化的狀態。圖25中，從時刻Tl的磁通的初始狀態起通過逆變器輸出輸出電壓矢量V1、V2或V7時，與其相應地向電動機施加相對電壓矢量VI』、V2』或V7』。通過這些相對電壓矢量，磁通在圖示的方向上分別變化。該磁通變化在圖24中基於VI』、V2』、V7』的各相對電壓矢量的大小和方向描繪。此處，從圖中可知，這三個相對電壓矢量中，磁通能夠在圖中用虛線分別表示的d軸磁通變動範圍Λ Φ(1和q軸磁通變動範圍Δ Φq這兩個範圍內停留最長時間的是相對電壓矢量V7』。即，在時刻Tl，在上述輸出電壓矢量V1、V2、V7中，通過選擇與相對電壓矢量V7』對應的輸出電壓矢量V7，能夠將磁通變動範圍限制在既定的範圍內，並且使得到下一次開關狀態切換為止的時間間隔最大。此處，在圖中所示的時刻T2進行下一次開關狀態切換。同樣，在圖26中通過選擇輸出電壓矢量Vl決定下一次開關狀態切換的時刻T3，在圖27中通過選擇輸出電壓矢量V2決定下一次開關狀態切換的時刻T4，在圖28中通過選擇輸出電壓矢量Vl決定下一次開關狀態切換的時刻T5。這樣，通過一個一個地探索性地決定輸出電壓矢量和進行開關狀態切換的時刻，能夠施加磁通變動的制約。 [0170]經過以上說明的圖25~圖28的過程，得到相對於指令電壓矢量V*的輸出電壓矢量和開關切換的定時以及與其相應地生成的d軸磁通(td、q軸磁通C^q的軌跡。本發明中，用圖1、2中所示的控制電路172內的微機，在該微機內部用上述的方法模擬磁通的軌跡，計算開關定時。圖29表示從微機端子輸出該計算結果時的概念。圖的上方是在微機內模擬的d軸磁通Φ d、q軸磁通Φ q的軌跡。圖的中間是為了獲得上方的d軸磁通Φ d、q軸磁通Φα的軌跡而要選擇的電壓矢量。圖的下方表示微機內的u、v、w相的脈衝的生成過程。該下方的圖中，鋸齒波表示時間計數，虛線表示寄存器值，實線表示各相的上臂的柵極的開關狀態。此外，下臂的開關狀態根據上臂互補地生成，因此此處省略圖示。實際使用時也要考慮死區時間的生成機制來決定下臂的開關狀態，但此處是對原理上的動作進行說明。首先，通過決定上方表示的d軸磁通Φ(1、q軸磁通的軌跡，決定要選擇的電壓矢量和開關定時。該電壓矢量與U、V、W相的開關模式唯一地相對應，因此隨著時間變化的各相的開關狀態也能夠確定。此外，切換各相的開關狀態的定時，在微機中，決定為鋸齒波狀的時間計數值與根據開關定時設定的寄存器值一致的定時。此處，為了在任意的定時進行開關，能夠在微機中任意地設定寄存器值，但一個鋸齒波的區間中能夠設定的開關定時是I次。例如著眼於V相時，通過在包括時刻T2的鋸齒波的區間中適當地設置寄存器值，能夠在時刻T2使開關狀態從導通切換至斷開。通過對於U、V、W各相，在任意的定時實施該處理，能夠獲得任意的脈衝。詳情在後文說明。
[0171]此外，優選圖25~圖28所示的d軸磁通變動範圍Λφ(1和q軸磁通變動範圍Δ Φα，根據控制對象即電動機的轉子中設置的永磁體(釹磁體)的電阻值與該轉子的鐵芯的電阻值的關係分別決定。具體而言，轉子中設置的永磁體的電阻值比轉子鐵芯的電阻值小的情況下，將d軸磁通變動範圍Δ Φ d設定為比q軸磁通變動範圍Δ (J)q小。相反地,轉子中設置的永磁體的電阻值比轉子鐵芯的電阻值大的情況下，將d軸磁通變動範圍Λ φ?設定為比q軸磁通變動範圍Λ Cj5q大。這樣，能夠進一步減少電動機損失。
[0172]接著對於用於實現上述控制的控制電路172的結構進行說明。[0173]圖30表示本發明的一個實施方式的控制電路172的電動機控制系統。從上級的控制裝置向控制電路172輸入作為目標轉矩值的轉矩指令T*。該轉矩指令T*在控制電路172中被輸入轉矩指令/電流指令轉換器210。角速度運算器260基於用旋轉磁極傳感器193檢測出的電動發電機192 (與圖1、2的電動發電機MGl對應)的磁極位置信號0re，運算電角速度《re。轉矩指令/電流指令轉換器210基於輸入的轉矩指令T*和用角速度運算器260運算出的電角速度ω re,使用預先存儲的轉矩一轉速映射的數據,求出d軸電流指令信號Id*和q軸電流指令信號Iq*。在轉矩指令/電流指令轉換器210中求出的d軸電流指令信號Id*和q軸電流指令信號Iq*向電流控制器(ACR) 220輸出。
[0174]用電流傳感器180檢測到的電動發電機192的相電流檢測信號Iu、Iv、Iw，通過控制電路172上的未圖示的三相一兩相變換器，基於來自旋轉磁極傳感器193的磁極位置信號9re，轉換為d軸電流信號Id和q軸電流信號Iq。電流控制器(ACR) 220，基於從轉矩指令/電流指令轉換器210輸出的d軸電流指令信號Id*和q軸電流指令信號Iq*、以及從相電流檢測信號Iu、Iv、Iw變換得到的d軸電流指令信號Id*和q軸電流指令信號Iq*，運算d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*。此時，以使流過電動發電機192的電流追蹤d軸電流指令信號Id*和q軸電流指令信號Iq*的方式，分別決定d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*。在電流控制器(ACR)220中求出的d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*向脈衝調製器230輸出。
[0175]脈衝調製器230，基於來自電流控制器220的d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*、以及來自旋轉磁極傳感器193的磁極位置信號Θ re,生成與U相、V相、W相的各上下臂分別對應的6種脈衝信號。然後,將生成的脈衝信號向驅動電路174輸出。基於該脈衝信號，從驅動電路174向逆變器電路140的各開關元件輸出驅動信號。
[0176]如以上所說明的這樣，從控制電路172對驅動電路174作為調製波輸出脈衝信號。根據該調製波，從驅動電路174向逆變器電路140的各開關元件即上臂用的IGBT328和下臂用的IGBT330輸出用於使它們導通或斷開的驅動信號。
[0177]圖31表示脈衝調製器230的結構。脈衝調製器230包括α β變換器231、電壓矢量區域檢索器232、SW狀態預測器233、三相SW時間運算器234、脈衝修正器235、時間計數比較器236。從電流控制器220輸出的d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*，在脈衝調製器230中被輸入α β變換器231和SW狀態預測器233。
[0178]圖32是表示脈衝調製器230所進行的脈衝生成的流程的流程圖。脈衝調製器230用圖31所示的各結構，按規定的控制周期執行圖32所示的流程圖的各處理步驟，進行脈衝生成。
[0179]在步驟890中，進行使用α β變換器231的α β變換處理。在該α β變換處理中，α β變換器231將用d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*表示的dq軸旋轉坐標系的電壓指令信號，根據旋轉磁極傳感器193的磁極位置信號0re，變換為用α軸電壓指令信號Va*和β軸電壓指令信號νβ*表示的α β軸靜止坐標系的電壓指令信號。該變換用式(2)表示。
[0180]V a *=cos ( Θ re) Vd* — sin ( Θ re) Vq*
[0181]Vβ *=sin ( Θ re) Vd* + cos ( Θ re) Vq*......(2)
[0182]在步驟900中，進行使用電壓矢量區域檢索器232的電壓矢量區域檢索處理。在該電壓矢量區域檢索處理中，電壓矢量區域檢索器232基於來自α β變換器231的α軸電壓指令信號Va*和β軸電壓指令信號νβ*，對電壓矢量的區域進行檢索。用圖33的矢量圖說明電壓矢量區域檢索器232進行的電壓矢量區域檢索處理的概念。來自α β變換器231的α軸電壓指令信號Va*和β軸電壓指令信號Vβ *，能夠描繪為α β平面上的一個矢量。α β平面如圖33所示被分為按隔60°劃分的6個區域「I」?區域「6」。與α軸電壓指令信號Va*和β軸電壓指令信號νβ*相應的α β平面上的矢量，屬於這些區域中的某一個。電壓矢量區域檢索器232對該區域進行檢索，將與檢索出的區域相應的電壓矢量信息向後述的SW狀態預測器233輸出。
[0183]圖34是表示以上所述的電壓矢量區域檢索處理的流程的流程圖。在步驟901中，電壓矢量區域檢索器232進行α軸電壓指令信號Va*和β軸電壓指令信號Vβ *的反正切運算。此處，用式(3)求出α β平面上的α軸電壓指令信號Va*和β軸電壓指令信號νβ *生成的電壓矢量與α軸所成的偏角Θ V。
[0184]Θ v=arctan (V β */V α *)......(3)
[0185]在步驟902中，電壓矢量區域檢索器232進行判定步驟901中求出的偏角θ ν屬於圖33的6個區域「I」?區域「6」中的哪一個角度範圍的處理。根據該判定結果，電壓矢量區域檢索器232執行步驟903a?903f中的某一個處理，將區域「 I」?區域「6」中的某一個區域確定為電壓矢量區域。
[0186]在步驟904中，電壓矢量區域檢索器232決定與通過步驟903a?903f中的某一個而確定的電壓矢量區域相應的輸出電壓矢量。此處，將最接近確定的電壓矢量區域的兩個電壓矢量決定為輸出電壓矢量。例如，在步驟903a中求出區域「I」作為電壓矢量區域的情況下，根據圖33，可知區域「I」接近電壓矢量Vl (1，0，0)和電壓矢量V2 (1，1，0)，因此將該電壓矢量V1、V2決定為輸出電壓矢量。在步驟903b?903f中求出區域「2」?區域「6」作為電壓矢量區域的情況下也同樣將與各區域對應的兩個電壓矢量決定為輸出電壓矢量。
[0187]在步驟905中，電壓矢量區域檢索器232將表示步驟904中決定的輸出電壓矢量的電壓矢量信息向SW狀態預測器233輸出。執行步驟905後，結束電壓矢量區域檢索器232進行的電壓矢量區域檢索處理，前進至圖32的步驟910。
[0188]在步驟S910中，進行使用SW狀態預測器233的SW狀態預測處理。在該SW狀態預測處理中，SW狀態預測器233基於在步驟900的電壓矢量區域檢索處理中從電壓矢量區域檢索器232輸出的電壓矢量信息、從電流控制器220輸入的d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*、旋轉磁極傳感器193的磁極位置信號Θ re,按每個控制周期進行d軸磁通Φ(1的軌跡和q軸磁通Φα的軌跡的預測，根據該預測結果決定開關狀態和開關時間。開關狀態表示U、V、W三相的各臂的電壓水平處於高(High)還是低(Low)，開關時間表示從相應的控制周期的開始直到下一次開關切換發生為止的時間。此處，按照上述圖25?圖28中說明的方法，進行模擬了磁通的軌跡的輸出電壓矢量和開關時間的計算。根據該計算結果，SW狀態預測器233對下一個控制周期中的開關狀態和開關時間進行預測，輸出SW狀態信息和SW時間信息。
[0189]圖35(a)是表示SW狀態預測器233進行的SW狀態預測處理的流程的流程圖。在步驟911中，SW狀態預測器233取得通過到上一次為止的處理而得到的磁通的軌跡。
[0190]在步驟912中，SW狀態預測器233基於在步驟911中取得的到上一次為止的磁通的軌跡，確定下一個控制周期開始時的磁通。此處，如圖25?圖28所示，對於d軸磁通Φ(1和q軸磁通0q，根據各自的磁通的軌跡，分別確定下一個控制周期開始時的磁通的大小。
[0191]在步驟913中，SW狀態預測器233基於來自電壓矢量區域檢索器232的電壓矢量信息以及d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*，計算出相對電壓矢量。此處，對於電壓矢量信息所表示的兩個輸出電壓矢量和作為零矢量的上述輸出電壓矢量V0(V7)，通過上述式(I)的計算，計算出各自的相對電壓矢量。即，通過從各輸出電壓矢量減去d軸電壓指令信號Vd*、q軸電壓指令信號Vq*所表示的指令電壓矢量V*= (Vd*，Vq*),能夠計算出三個相對電壓矢量。
[0192]在步驟914中，SW狀態預測器233從步驟913中計算出的三個相對電壓矢量中選擇某一個。此處，以下一個控制周期開始時的磁通為起點，用圖25?圖28中說明的方法，對於d軸磁通Φ(1和q軸磁通q,選擇分別在預先設定的規定的d軸磁通變動範圍Δ Φ d>q軸磁通變動範圍Δ (tq中的時間最長的相對電壓矢量。S卩，對於d軸磁通Φ(1和q軸磁通Φ q，選擇使軌跡從各自的起點向與各相對電壓矢量相應的方向延長時，該軌跡與d軸磁通變動範圍Δ Φ(1或q軸磁通變動範圍Δ Aq的上限或下限分別交叉的位置成為最晚的時刻側的一個相對電壓矢量。
[0193]在步驟915中，SW狀態預測器233根據步驟914中選擇的相對電壓矢量決定下一個開關切換時刻。此處，將使d軸磁通Φ(1的軌跡從起點向與選擇出的相對電壓矢量相應的方向延長時，該軌跡與d軸磁通變動範圍Λ Φ(1的上限或下限交叉的時刻，和使q軸磁通Φα的軌跡從起點向與選擇出的相對電壓矢量相應的方向延長時，該軌跡與q軸磁通變動範圍Λ Ctq的上限或下限交叉的時刻中更早的一方，作為下一次開關切換時刻。
[0194]在步驟916中，SW狀態預測器233判定步驟915中決定的下一個開關切換時刻是否為下一個控制周期內。是下一個控制周期內的情況下返回步驟914，以下一個開關切換時刻的磁通為起點，再反覆一次上述步驟914、915的處理。另一方面，下一個開關切換時刻在下一個控制周期後的情況下，前進至步驟917。
[0195]在步驟917中，SW狀態預測器233進行零矢量的選擇處理。此處，在步驟914中選擇了零矢量的情況下，選擇零矢量即輸出電壓矢量VO或V7中的某一方。例如，能夠根據與上一次處理中選擇出的輸出電壓矢量的關係，選擇開關元件的狀態變化較少的一方的輸出電壓矢量。
[0196]接著在步驟970中，SW狀態預測器233進行用於將步驟914中選擇出的相對電壓矢量變換為三相SW狀態的三相SW狀態變換處理。圖36是表示三相SW狀態變換處理的流程的流程圖。
[0197]在步驟971中，SW狀態預測器233判定與步驟914中選擇出的相對電壓矢量對應的輸出電壓矢量是VO?V7中的哪一個。根據該判定結果，SW狀態預測器233執行步驟972a?972h中的某一個處理，決定與該輸出電壓矢量相應的U、V、W各相的狀態。S卩，對於U、V、W各相，決定是高(High)和低(Low)中的哪一種狀態。
[0198]在步驟973中，Sff狀態預測器233將表示通過步驟972a?972h中的某一個決定出的U、V、W各相的狀態的運算結果輸出。此處，通過將表示決定出的U、v、w各相的狀態的信息代入未圖示的RAM，進行運算結果的輸出。執行步驟973後，SW狀態預測器233結束圖35 Ca)的步驟970的處理，前進至步驟918。[0199]在步驟918中，SW狀態預測器233基於通過步驟970的三相SW狀態變換處理決定出的U、V、W各相的狀態，和步驟915中決定出的下一個開關切換時刻，將SW狀態信息和Sff時間信息向三相SW時間運算器234輸出。即，將表示下一個控制周期中的U、V、W各相的狀態的SW狀態信息和表示下一個開關切換時刻的SW時間信息，作為SW狀態預測處理的結果輸出。執行步驟918後，結束SW狀態預測器233進行的SW狀態預測處理，前進至圖32的步驟930。
[0200]在步驟930?933中，進行使用三相SW時間運算器234的處理。該處理中，三相Sff時間運算器234輸入從SW狀態預測器233輸出的SW狀態信息和SW時間信息，運算下一個控制周期內的U、V、W各相的開關的上升時間和下降時間。
[0201]在步驟930中，三相SW時間運算器234基於從SW狀態預測器233輸出的SW時間，判定通過步驟910的SW狀態預測處理決定出的下一個開關切換時刻是否在下一個控制周期內。下一個開關切換時刻在下一個控制周期內的情況下前進至步驟931，不在的情況下前進至步驟933。
[0202]在步驟931中，三相SW時間運算器234判定是否存在在下一個控制周期中的剩餘期間進一步進行開關的可能性。存在該可能性的情況下返回步驟890，不存在該可能性的情況下前進至步驟932。這是通過後段的時間計數的上升時間的寄存器和下降時間的寄存器哪一個為空來進行判斷的。如上所述，在一個控制周期內上升和下降的寄存器值分別只能夠設定為一次。
[0203]在步驟932中，三相SW時間運算器234對U、V、W三相的開關時間進行設定。該處理中，基於來自SW狀態預測器233的SW狀態信息和SW時間信息，計算出UVW各相的上升時間和下降時間，根據該計算結果分別設定上升和下降的寄存器值。此外，不進行開關的情況下，通過將開關時間設定為比控制周期大的時間，能夠使寄存器中存儲的開關時間與時間計數不交叉。
[0204]在步驟933中，三相SW時間運算器234以在下一個控制周期中使U、V、W三相不進行開關的方式設定開關時間。此處，與步驟932同樣地設定UVW各相的上升時間和下降時間，但因為在控制周期中不進行開關，所以將開關時間均設定為比控制周期大的值。
[0205]通過在步驟932或933中設定開關時間，對於U、V、W三相分別設定上升時間Ton、下降時間Toff。該上升時間Ton、下降時間Toff的信息，從三相SW時間運算器234向脈衝修正器235輸出。
[0206]在步驟940中，進行使用脈衝修正器235的脈衝修正處理。脈衝修正器235是在將從三相SW時間運算器234輸出的信號輸入後段的時間計數比較器236時，因為存在一些禁止規則而實現需要的功能的部分。在步驟940中，脈衝修正器235進行脈衝修正處理，用於對在步驟932或933中從三相SW時間運算器234輸出的上升時間Ton和下降時間Toff，進行最小脈衝寬度限制和脈衝連續性補償。然後，將該結果作為脈衝修正後的上升時間Ton』和下降時間Toff』向時間計數比較器236輸出。此外，對於該脈衝修正處理的具體內容，在後文詳細說明。
[0207]在步驟960?962中，進行使用時間計數比較器236的處理。在該處理中，時間計數比較器236基於從脈衝修正器235輸出的脈衝修正後的上升時間Ton』和下降時間Toff』，分別生成作為對於U相、V相、W相的上下各臂的開關指令的脈衝信號。用時間計數比較器236生成的對於各相的上下各臂的6種脈衝信號，如上所述向驅動電路174輸出。由此，從驅動電路174向各開關元件輸出驅動信號。
[0208]在步驟960中，時間計數比較器236在下一個控制周期Tn+1的開頭(開始)的時亥IJ，將步驟940中從脈衝修正器438輸出的脈衝修正後的上升時間Ton』和下降時間Toff』設定為下一個控制周期Tn+1中的目標時間值，更新目標時間值。
[0209]在步驟961中，時間計數比較器236將時間計數的值與步驟960中設定的目標時間值進行比較。基於該比較結果，在脈衝修正後的上升時間Ton』使脈衝信號上升，並且在脈衝修正後的下降時間Toff』使脈衝信號下降，從而生成脈衝信號。
[0210]在步驟962中，時間計數比較器236將步驟961中生成的脈衝信號向驅動電路174輸出。
[0211]通過在脈衝調製器230中進行以上說明的步驟890?962的處理，生成與現有的PWM控制相比減少了開關次數，且將磁通的變動限制在規定範圍內的脈衝信號。
[0212]如以上所說明的這樣，從控制電路172對驅動電路174輸出脈衝信號作為調製波。根據該調製波，從驅動電路174向逆變器電路140的各IGBT328、330輸出驅動信號。
[0213]在圖30所示的電動機控制系統中，根據出於系統性能的要求等，預先決定例如數百μ s程度的控制周期作為對於電動發電機192的控制周期。脈衝調製器230按該控制周期反覆運算開關元件即IGBT328、330的狀態。根據該運算結果，生成下一個控制周期的脈衝信號，向驅動電路174輸出。
[0214]此外，在圖32的步驟910中，SW狀態預測器233也可以執行與上述說明內容不同的SW狀態預測處理。圖35(b)是表示在SW狀態預測器233中執行的使用其他處理方法的SW狀態預測處理的流程的流程圖。在步驟911A中，SW狀態預測器233判定下一個處理周期的電壓矢量是否已確定。下一個處理周期的電壓矢量已確定的情況下，前進至步驟912A。該情況下，對於上一個周期中運算出的電流軌跡AT比PWM周期長、遺留到下一個周期的部分的電流軌跡，進行再運算。
[0215]另一方面，在步驟91IA中判定下一個處理周期的電壓矢量未確定的情況下，前進至步驟916A。該情況下，對求得的各矢量的滯後區域內的電流軌跡的移動時間進行求取，進行該時間最大的矢量的選擇。
[0216]本處理求出直到電流軌跡與滯後區域的dq軸的各交點的時間，將值較小的一方作為該矢量的電流軌跡的移動時間。從對於各矢量求出的電流軌跡的候選中，求出直到與滯後區域相交為止的時間最大的電流軌跡。
[0217]在步驟914A、919A中，求出各矢量的dq軸成分KcUKq。此時的計算式如圖中分別所示。
[0218]在步驟970中，SW狀態預測器233按照圖36所示的流程圖進行三相SW狀態變換處理。即，根據求出的輸出電壓矢量的模式信息，進行u、v、w各相的導通、斷開信息的設定。各相的導通、斷開的狀態根據輸出電壓矢量唯一地決定，因此能夠通過判定模式信息而決定。
[0219]圖37表示本實施方式中脈衝調製器230進行的脈衝生成的基本原理。如圖37所示，在控制周期Tn的開頭，運算上升時間Ton和下降時間Toff。基於該上升時間Ton和下降時間Toff，決定脈衝修正後的上升時間Ton』和下降時間Toff』，使用與時間計數的比較匹配功能，對於U相、V相、W相的各相輸出脈衝信號。另外，圖37中僅例示了 U相的脈衝信號，而V相、W相也是同樣的。
[0220]接著，對於圖32的步驟940中執行的脈衝修正處理進行說明。如上所述，脈衝修正處理，在脈衝修正器235中，為了對於生成的脈衝實施最小脈衝寬度限制和脈衝連續性補償而執行。最小脈衝寬度限制指的是在與步驟932或933中計算出的上升時間Ton和下降時間TofT相應的脈衝寬度低於規定的最小脈衝寬度的情況下，使該脈衝寬度按最小脈衝寬度輸出。此時的最小脈衝寬度根據開關元件即IGBT328、330的響應速度等來決定。另一方面，脈衝連續性補償指的是基於一個控制周期前的預測生成的脈衝波形與本次的控制周期中要生成的脈衝波形之間，脈衝模式發生變化，保持該狀態的話不能保證脈衝連續性的情況下，為了保證脈衝連續性而使脈衝波形變化後再輸出。此外，這樣的脈衝模式的變化，在因外部幹擾等原因導致電動發電機192的狀態急劇地變化時和切換控制模式時等產生。
[0221]圖38表示不進行脈衝連續性補償的情況下輸出的脈衝波形的示例。在控制周期Tn-1中，用上述方法計算出上升時間Ton，輸出控制周期Tn的脈衝波形981a。該脈衝波形981a不能在控制周期Tn中變更。之後，在控制周期Tn中脈衝模式發生變化，運算出下一個控制周期Tn+1的脈衝波形lib。該脈衝波形981b在控制周期Tn+1的期間總是斷開，不存在脈衝，因此在控制周期Tn+1中不設定上升時間Ton和下降時間Toff。但是，在控制周期Tn中已輸出的脈衝波形981a中，在時間Tvl不是斷開而是導通。因此，在實際的輸出脈衝波形981c中，在控制周期Tn+1中原本應斷開的部分成為導通。像這樣，不進行脈衝連續性補償時，脈衝模式在中途發生變化時存在不能保證脈衝的連續性的情況。
[0222]圖39表示進行了脈衝連續性補償的情況下輸出的脈衝波形的示例。該情況下，在控制周期Tn運算下一個控制周期Tn+1的脈衝波形982b後，確認該脈衝波形12b的開始時間Tvl的通斷狀態、即作為開關元件的IGBT328、330的導通或斷開的控制狀態，與控制周期Tn的脈衝波形982a進行比較。結果，脈衝波形982a與脈衝波形12b的通斷狀態在時間Tvl不一致，兩個脈衝波形成為不連續的關係的情況下，將修正後的脈衝波形982c的通斷狀態在時間Tvl強制地切換。由此，能夠保持脈衝的連續性。
[0223]S卩，如圖39所示，在時間Tvl脈衝波形982a為導通，脈衝波形982b為斷開的情況下，在時間Tvl使修正後的脈衝波形982c強制斷開。該情況下，將時間Tvl新設定為脈衝修正後的下降時間Toff』。另一方面，與圖39相反地，在時間Tvl脈衝波形982a為斷開，脈衝波形982b為導通的情況下，在時間Tvl使修正後的脈衝波形982c強制導通。該情況下，將時間Tvl新設定為脈衝修正後的上升時間Ton』。此外，脈衝波形982a和脈衝波形982b的通斷狀態在時間Tvl —致，兩個脈衝波形連續的情況下，不進行這樣的脈衝連續性補償。
[0224]此外，通過脈衝連續性補償使修正後的脈衝波形強制導通或斷開的情況下，根據最小脈衝寬度限制，為了使該脈衝寬度不會低於上述最小脈衝寬度，考慮死區時間地輸出脈衝。圖40表示進行了最小脈衝寬度限制的情況下輸出的脈衝波形的示例。在控制周期Tn-1中計算出控制周期Tn的上升時間Ton並輸出脈衝波形983a後,在控制周期Tn中脈衝波形發生變化，運算下一個控制周期Tn+1中的脈衝波形983b。該情況下，通過上述脈衝連續性補償，在時間Tvl使修正後的脈衝波形983c強制斷開，但此時的脈衝寬度低於最小脈衝寬度。這樣的情況下，進行最小脈衝寬度限制，使脈衝寬度擴大至最小脈衝寬度。結果，在與時間Tvl錯開的時刻輸出斷開的修正後的脈衝波形983d。此時，將與擴大後的脈衝寬度對應的時間新設定為脈衝修正後的下降時間Toff』。另外，圖40表示了使修正後的脈衝波形強制斷開的情況的示例，強制導通的情況也與其相同。
[0225]圖41表示對以上說明的脈衝修正處理的順序進行詳細說明的流程圖。此處，對於在控制周期Tn執行脈衝修正處理的情況進行說明。在步驟941中，脈衝修正器235判定下一個控制周期Tn+1期間是否存在圖32的步驟932或933中用三相SW時間運算器234計算出的上升時間Ton。控制周期Tn+1期間存在上升時間Ton的情況下前進至步驟942，不存在的情況下前進至步驟947。
[0226]在步驟942中，脈衝修正器235判定下一個控制周期Tn+1期間是否存在圖32的步驟932或933中用三相SW時間運算器234計算出的下降時間Toff。控制周期Tn+1期間存在下降時間TofT的情況下前進至步驟943，不存在的情況下前進至步驟945。
[0227]在步驟943中，脈衝修正器235判定與從上升時間Ton到下降時間Toff的期間、或從下降時間Toff到上升時間Ton的期間對應的脈衝寬度AT，是否低於規定的最小脈衝寬度。其中，脈衝寬度AT能夠作為上升時間Ton與下降時間Toff的時間差求出。此外，最小脈衝寬度能夠如上所述根據開關元件即IGBT328、330的響應速度等預先決定。脈衝寬度Λ T低於最小脈衝寬度的情況下前進至步驟944，是最小脈衝寬度以上的情況下前進至步驟956。
[0228]在步驟944中，脈衝修正器235將用三相SW時間運算器234計算出的脈衝刪除。即，與從三相SW時間運算器234輸出的上升時間Ton和下降時間Toff的值無關，使脈衝修正後的上升時間Ton』和下降時間Toff』均不向時間計數比較器236輸出。由此，圖32的步驟962中由時間計數比較器236生成的脈衝信號在控制周期Tn+1的期間內不變，維持開關元件即IGBT328、330的導通或斷開的控制狀態。執行步驟944後，前進至步驟956。
[0229]在步驟945中，脈衝修正器235判定下一個控制周期Tn+1的開頭是否為斷開區域。是斷開區域的情況下，即是在控制周期Tn中用三相SW時間運算器234計算出的脈衝波形在時間Tvl是斷開狀態的情況下，前進至步驟946。另一方面，是導通區域的情況下，即是在控制周期Tn中用三相SW時間運算器234計算出的脈衝波形在時間Tvl是導通狀態的情況下，前進至步驟953。
[0230]在步驟946中，脈衝修正器235使由三相SW時間運算器234計算出的脈衝在下一個控制周期Tn+1的開頭強制下降。即，通過將時間Tvl新設定為脈衝修正後的下降時間Toff』，使圖32的步驟962中由時間計數比較器236生成的脈衝信號在控制周期Tn+1的開頭強制斷開。由此，在脈衝修正器235中，當控制周期Tn中的IGBT328、330的斷開狀態與下一個控制周期Tn+1中的IGBT328、330的斷開狀態的關係成為不連續的關係的情況下，追加進行IGBT328、330的斷開的控制。執行步驟946後，前進至步驟953。
[0231]在步驟947中，脈衝修正器235判定下一個控制周期Tn+1期間是否存在圖32的步驟932或933中用三相SW時間運算器234計算出的下降時間Toff。控制周期Tn+1期間存在下降時間TofT的情況下前進至步驟948，不存在的情況下前進至步驟950。
[0232]在步驟948中，脈衝修正器235判定下一個控制周期Tn+1的開頭是否為導通區域。是導通區域的情況下，即是在控制周期Tn中用三相SW時間運算器234計算出的脈衝波形在時間Tvl是導通狀態的情況下，前進至步驟949。另一方面，是斷開區域的情況下，即是在控制周期Tn中用三相SW時間運算器234計算出的脈衝波形在時間Tvl是斷開狀態的情況下，前進至步驟953。
[0233]在步驟949中，脈衝修正器235使由三相SW時間運算器234計算出的脈衝在下一個控制周期Tn+1的開頭強制上升。即，通過將時間Tvl新設定為脈衝修正後的上升時間Ton』，使圖32的步驟962中用時間計數比較器236生成的脈衝信號在控制周期Tn+1的開頭強制導通。由此，在脈衝修正器235中，當控制周期Tn中的IGBT328、330的導通狀態與下一個控制周期Tn+1中的IGBT328、330的導通狀態的關係成為不連續的關係的情況下，追加進行IGBT328、330的導通的控制。執行步驟949後，前進至步驟953。
[0234]在步驟950中，脈衝修正器235判定下一個控制周期Tn+1的開頭是否為導通區域。是導通區域的情況下，即是在控制周期Tn中用三相SW時間運算器234計算出的脈衝波形在時間Tvl是導通狀態的情況下，前進至步驟951。另一方面，是斷開區域的情況下，即是在控制周期Tn中用三相SW時間運算器234計算出的脈衝波形在時間Tvl是斷開狀態的情況下，前進至步驟952。
[0235]在步驟951中，脈衝修正器235與步驟949同樣地，使由三相SW時間運算器234計算出的脈衝在下一個控制周期Tn+1的開頭強制上升。即，通過將時間Tvl新設定為脈衝修正後的上升時間Ton』，使圖32的步驟962中用時間計數比較器236生成的脈衝信號在控制周期Tn+1的開頭強制導通。由此，在脈衝修正器235中，當控制周期Tn中的IGBT328、330的導通狀態與下一個控制周期Tn+1中的IGBT328、330的導通狀態的關係成為不連續的關係的情況下，追加進行IGBT328、330的導通的控制。執行步驟951後，前進至步驟953。
[0236]在步驟952中，脈衝修正器235與步驟946同樣地，使由三相SW時間運算器234計算出的脈衝在下一個控制周期Tn+1的開頭強制下降。即，通過將時間Tvl新設定為脈衝修正後的下降時間Toff』，使圖32的步驟962中用時間計數比較器236生成的脈衝信號在控制周期Tn+1的開頭強制斷開。由此，在脈衝修正器235中，當控制周期Tn中的IGBT328、330的斷開狀態與下一個控制周期Tn+1中的IGBT328、330的斷開狀態的關係成為不連續的關係的情況下，追加進行IGBT328、330的斷開的控制。執行步驟952後，前進至步驟953。
[0237]在步驟953中，脈衝修正器235取得在上一個控制周期Tn-1中運算出的脈衝修正後的上升時間Ton』或下降時間Toff』的信息作為上一次的值，基於該上一次的值計算強制切換時的脈衝寬度。即，通過求出在步驟946、949、951或952中新設定為本次的脈衝修正後的上升時間Ton』或下降時間Toff』的時間Tvl與上一次的值的上升時間Ton』或下降時間Toff』的時間差，來計算強制切換時的脈衝寬度。另外，上一次的值的上升時間Ton』或下降時間Toff』的信息是取得在後述的步驟956中保存的信息。保存了多個相位值作為上一次的值的上升時間Ton』或下降時間Toff』的情況下，取得其中最接近時間Tvl的。
[0238]在步驟954中，脈衝修正器235判定步驟953中計算出的強制切換時的脈衝寬度是否低於最小脈衝寬度。其中，最小脈衝寬度使用與步驟943的判定中所使用的脈衝寬度相同的最小脈衝寬度。強制切換時的脈衝寬度低於最小脈衝寬度的情況下前進至步驟955，是最小脈衝寬度以上的情況下前進至步驟956。
[0239]在步驟955中，脈衝修正器235以使步驟953中計算出的強制切換時的脈衝寬度成為最小脈衝寬度的方式進行設置。即，使步驟946、949、951或952中設定的本次的脈衝修正後的上升時間Ton』或下降時間Toff』的值，從其初始設定值即Θ Vl變更為將上一次的值的上升時間Ton』或下降時間Toff』加上相當於最小脈衝寬度的時間值後的結果。由此，在脈衝修正器235中，以強制切換時的脈衝寬度不會低於最小脈衝寬度的方式進行限制。
[0240]此外，步驟946、949、951和952均沒有執行的情況下，也可以省略步驟953?955的各處理。
[0241]在步驟956中，脈衝修正器235將通過上述各處理最終決定的脈衝修正後的上升時間Ton』或下降時間Toff』向時間計數比較器236輸出。S卩，在步驟943中判定脈衝寬度ΛΤ是最小脈衝寬度以上的情況下，將來自三相SW時間運算器234的上升時間Ton和下降時間Toff直接作為脈衝修正後的上升時間Ton』或下降時間Toff』輸出。此外，通過步驟946、949、951或952，設定了使脈衝強制上升或下降時的脈衝修正後的上升時間Ton』或下降時間Toff』的值的情況下，輸出該設定值。但是，通過執行步驟955變更了設定值的情況下，輸出該變更後的設定值。
[0242]在步驟957中，脈衝修正器235將步驟956中輸出的脈衝修正後的上升時間Ton』或下降時間Toff』的值保存到未圖示的存儲器中。此處被保存的值在下一個控制周期Tn+1中執行圖41的流程圖時作為上一次的值被取得。
[0243]通過以上說明的步驟941?957的處理，在脈衝修正器235中進行脈衝修正處理。
[0244]圖42?圖49分別表示通過上述脈衝修正處理輸出的脈衝波形的示例。圖42表示在圖41的流程圖中，依次執行步驟941、942、943和944的各處理的情況下的脈衝波形的示例。該情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈衝波形985a。該脈衝波形985a是基於控制周期Tn-1中的預測而得的，不能在控制周期Tn中變更。在控制周期Tn中，預測下一個控制周期Tn+1的脈衝波形985b。在步驟943中判定該脈衝波形985b的脈衝寬度Λ T低於最小脈衝寬度時，將該脈衝在步驟944中刪除。結果，實際輸出的修正後的脈衝波形985c中，不輸出脈衝。像這樣進行最小脈衝寬度限制。
[0245]圖43表示在圖41的流程圖中，依次執行步驟941、942和943的各處理，沒有執行步驟944的處理的情況下的脈衝波形的示例。該情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈衝波形986a。該脈衝波形986a是基於控制周期Tn-1中的預測而得的，不能在控制周期Tn中變更。在控制周期Tn中，預測下一個控制周期Tn+1的脈衝波形986b。在步驟943中判定該脈衝波形986b的脈衝寬度AT是最小脈衝寬度以上時，不執行步驟944。結果，將脈衝波形986b原樣作為修正後的脈衝波形986c輸出。
[0246]圖44表示在圖41的流程圖中，依次執行步驟941、942、945和946的各處理的情況下的脈衝波形的示例。該情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈衝波形987a。該脈衝波形987a是基於控制周期Tn-1中的預測而得的，不能在控制周期Tn中變更。在控制周期Tn中，預測下一個控制周期Tn+1的脈衝波形987b。根據該脈衝波形987b，在步驟945中判定控制周期Tn+1的開始時刻的時間Tvl是斷開區域時，在步驟946中將時間Tvl新設定為脈衝修正後的下降時間Toff』。結果,實際輸出的修正後的脈衝波形17c在控制周期Tn+1的開始時刻強制下降。像這樣進行脈衝連續性補償。
[0247]圖45表示在圖41的流程圖中，依次執行步驟941、942和945的各處理，沒有執行步驟946的處理的情況下的脈衝波形的示例。該情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈衝波形988a。該脈衝波形988a是基於控制周期Tn-1中的預測而得的，不能在控制周期Tn中變更。在控制周期Tn中，預測下一個控制周期Tn+1的脈衝波形988b。根據該脈衝波形988b，在步驟945中判定控制周期Tn+1的開始時刻的時間Tvl是導通區域時，不執行步驟946。結果，將脈衝波形988b作為修正後的脈衝波形988c原樣輸出。
[0248]圖46表示在圖41的流程圖中，依次執行步驟941、947、948和949的各處理的情況下的脈衝波形的示例。該情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈衝波形989a。該脈衝波形989a是基於控制周期Tn-1中的預測而得的，不能在控制周期Tn中變更。在控制周期Tn中，預測下一個控制周期Tn+1的脈衝波形989b。根據該脈衝波形989b，在步驟948中判定控制周期Tn+1的開始時刻的時間Tvl是導通區域時，在步驟949中將時間Tvl新設定為脈衝修正後的上升時間Ton』。結果，使實際輸出的修正後的脈衝波形989c，在控制周期Tn+1的開始時刻強制上升。像這樣進行脈衝連續性補償。
[0249]圖47表示在圖41的流程圖中，依次執行步驟941、947和948的各處理，沒有執行步驟949的處理的情況下的脈衝波形的示例。該情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈衝波形990a。該脈衝波形990a是基於控制周期Tn-1中的預測而得的，不能在控制周期Tn中變更。在控制周期Tn中，預測下一個控制周期Tn+1的脈衝波形990b。根據該脈衝波形990b，在步驟948中判定控制周期Tn+1的開始時刻的時間Tvl是斷開區域時，不執行步驟949。結果，將脈衝波形990b作為修正後的脈衝波形990c原樣輸出。
[0250]圖48表示在圖41的流程圖中，依次執行步驟941、947、950和951的各處理的情況下的脈衝波形的示例。該情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈衝波形991a。該脈衝波形991a是基於控制周期Tn-1中的預測而得的，不能在控制周期Tn中變更。在控制周期Tn中，預測下一個控制周期Tn+1的脈衝波形21b。根據該脈衝波形991b，在步驟950中判定控制周期Tn+1的開始時刻的時間Tvl是導通區域時，在步驟951中將時間Tvl新設定為脈衝修正後的上升時間Ton』。結果,使實際輸出的修正後的脈衝波形991c,在控制周期Tn+1的開始時刻強制上升。像這樣進行脈衝連續性補償。
[0251]圖49表示在圖41的流程圖中，依次執行步驟941、947、950和952的各處理的情況下的脈衝波形的示例。該情況下，在控制周期Tn中，例如輸出脈衝波形992a。該脈衝波形992a是基於控制周期Tn-1中的預測而得的，不能在控制周期Tn中變更。在控制周期Tn中，預測下一個控制周期Tn+1的脈衝波形992b。根據該脈衝波形992b，在步驟950中判定控制周期Tn+1的開始時刻的時間Tvl是斷開區域時，在步驟952中將時間Tvl新設定為脈衝修正後的下降時間Toff』。結果，實際輸出的修正後的脈衝波形992c在控制周期Tn+1的開始時刻強制下降。像這樣進行脈衝連續性補償。
[0252]根據以上說明的實施方式，實現了以下的作用效果。
[0253](I)與永磁式電動機即電動發電機192 (MGl)連接的電力轉換裝置200具有作為電源切換電路的逆變器電路140、控制電路172、驅動電路174。逆變器電路140具有多個將上臂用的開關元件即IGBT328和下臂用的開關元件即IGBT330串聯連接的串聯電路150，接受來自電池136的直流電力並產生交流電力。然後，將產生的交流電力向電動發電機192輸出。控制電路172基於來自上級的控制裝置的輸入信息按規定的控制周期運算IGBT328、330的狀態，根據該運算結果產生對IGBT328、330的導通或斷開進行控制的控制信號。驅動電路174基於來自控制電路172的控制信號產生使IGBT328、330導通或斷開的驅動信號。此時，控制電路172如圖25?圖28所示，對電動發電機192中產生的磁通的d軸成分即d軸磁通Φ(1的軌跡和電動發電機192中產生的磁通的q軸成分即q軸磁通的軌跡進行預測，基於該預測結果，運算IGBT328、330的狀態，使得d軸磁通Φ(1在規定的d軸磁通變動範圍內Λφ(1內、q軸磁通Ctq在規定的q軸磁通變動範圍Acjiq內。由此，在電力轉換裝置200中，能夠一定程度地抑制電動機損失的增大，進而能夠減少開關損失。
[0254](2)控制電路172的脈衝調製器230，如圖31所示，具有作為坐標變換器的α β變換器231、電壓矢量區域檢索器232、Sff狀態預測器233、作為信號輸出器的三相SW時間運算器234和時間計數比較器236。α β變換器231將基於來自上級的控制裝置的輸入信息的、用d軸和q軸定義的旋轉坐標系的電壓指令信號即d軸電壓指令信號Vd*和q軸電壓指令信號Vq*，變換為規定的靜止坐標系的電壓指令信號即α軸電壓指令信號Va*和β軸電壓指令信號νβ*。電壓矢量區域檢索器232基於用α β變換器231變換後的α軸電壓指令信號Va*和β軸電壓指令信號νβ*，從圖33的區域「I」~區域「6」中檢索與該電壓指令信號對應的電壓矢量區域，從電壓矢量VO~V7中決定與檢索到的電壓矢量區域對應的輸出電壓矢量。Sff狀態預測器233基於由電壓矢量區域檢索器232決定的輸出電壓矢量，對d軸磁通Φ d的軌跡和q軸磁通Φ q的軌跡進行預測，對預測出的d軸磁通Φ d的軌跡與d軸磁通變動範圍Λ (td、q軸磁通Ctq的軌跡與q軸磁通變動範圍Λ Φ(?分別進行比較，運算IGBT328、330的狀態和開關時間。三相SW時間運算器234和時間計數比較器236，基於用SW狀態預測器233運算出的IGBT328、330的狀態和開關時間，輸出控制信號。由此，能夠分別正確地預測d軸磁通Φ d和q軸磁通Φ q的軌跡，以使它們分別可靠地處於d軸磁通變動範圍Λφ(1和q軸磁通變動範圍Λ Cj5q的範圍內的方式輸出控制信號。
[0255](3)電動發電機192的轉子中配置的永磁體的電阻值比該轉子的鐵芯的電阻值小的情況下，能夠將d軸磁通變動範圍Λ Φ(1設定為比q軸磁通變動範圍Λ Cj5q小。此外，相反地，電動發電機192的轉子中配置的永磁體的電阻值比該轉子的鐵芯的電阻值大的情況下，能夠將d軸磁通變動範圍Λ Φ(1設定為比q軸磁通變動範圍Λ Cj5q大。這樣，能夠進一步減少電動發電機192的損失。
[0256]此外，上述實施 方式中，說明了對電動發電機192中產生的d軸磁通Φ(1和q軸磁通Φq的軌跡分別進行預測，以使它們分別處於規定的d軸磁通變動範圍Λ Φ(1和q軸磁通變動範圍Λ C^q的範圍內的方式，對於U、V、W各相分別決定開關元件即IGBT328、330的狀態和開關時間的示例。但是，也可以代替磁通，改為分別預測電動發電機192中流過的d軸電流Id和q軸電流Iq的軌跡，以使它們分別處於規定的d軸電流變動範圍△ Id和q軸電流變動範圍AIq的範圍內的方式，決定各開關元件的狀態和開關時間。此處，設電動發電機192中的d軸的電感為Ld，q軸的電感為Lq時，d軸磁通Φ d和q軸磁通Φ q與d軸電流Id和q軸電流Iq之間，式(4)的關係成立。通過使用該式(4)的關係，能夠與上述實施方式同樣地，在控制電路172中進行分別預測d軸電流Id和q軸電流Iq的軌跡，使它們分別處於規定的d軸電流變動範圍Λ Id和q軸電流變動範圍Λ Iq的範圍內的控制。
[0257](J)d=Ld*Id
[0258](J)q=Lq.1q......(4)
[0259]以上說明的實施方式和實現的作用效果只是一例，本發明不限於上述實施方式的結構。
[0260]以上說明了各種實施方式和變形例，但本發明不限於這些內容。在本發明的技術思想的範圍內能夠考慮的其他方式也包括在本發明的範圍內。
[0261]將下述優先權基礎申請的公開內容作為引用文引用本發明。[0260]日本專利申請2011年第188155號（2011年8月31日申請）。
【權利要求】
1.一種電力轉換裝置，其與永磁式電動機連接，該電力轉換裝置的特徵在於，包括: 電源轉換電路，其具有多個將上臂用的開關元件和下臂用的開關元件串聯連接的串聯電路，接受直流電力而產生交流電力，將產生的交流電力向所述永磁式電動機輸出； 控制電路，其基於輸入信息按規定的控制周期反覆運算所述開關元件的狀態，根據該運算結果產生控制所述開關元件的導通或斷開的控制信號；和 驅動電路，其基於來自所述控制電路的控制信號產生使所述開關元件導通或斷開的驅動信號； 所述控制電路對所述永磁式電動機中產生的磁通的d軸成分即d軸磁通的軌跡、所述永磁式電動機中產生的磁通的q軸成分即q軸磁通的軌跡進行預測，基於該預測結果運算所述開關元件的狀態，使得所述d軸磁通在規定的d軸磁通變動範圍內，所述q軸磁通在規定的q軸磁通變動範圍內， 所述d軸是沿著所述永磁式電動機的轉子中配置的永磁體的主磁通方向定義的坐標軸， 所述q軸是沿著與所述d軸正交的方向定義的坐標軸。
2.如權利要求1所述的電力轉換裝置，其特徵在於: 所述控制電路包括: 坐標變換器，其將基於所述輸入信息的由所述d軸和所述q軸定義的旋轉坐標系的電壓指令信號變換為規定的靜止坐標系的電壓指令信號；` 電壓矢量區域檢索器，其基於由所述坐標變換器變換後的電壓指令信號，檢索與所述電壓指令信號相應的電壓矢量區域，決定與檢索出的電壓矢量區域對應的輸出電壓矢量；預測器，其基於由所述電壓矢量區域檢索器決定出的所述輸出電壓矢量，對所述d軸磁通的軌跡和所述q軸磁通的軌跡進行預測，將預測出的所述d軸磁通的軌跡與所述d軸磁通變動範圍進行比較，將所述q軸磁通的軌跡與所述q軸磁通變動範圍進行比較，運算所述開關元件的狀態和開關時間；和 信號輸出器，其基於由所述預測器運算出的所述開關元件的狀態和所述開關時間，輸出所述控制信號。
3.如權利要求1或2所述的電力轉換裝置，其特徵在於: 所述永磁體的電阻值比所述轉子的鐵芯的電阻值小時，將所述d軸磁通變動範圍設定為比所述q軸磁通變動範圍小， 所述永磁體的電阻值比所述轉子的鐵芯的電阻值大時，將所述d軸磁通變動範圍設定為比所述q軸磁通變動範圍大。
4.一種電力轉換裝置，其與永磁式電動機連接，該電力轉換裝置的特徵在於，包括: 電源轉換電路，其具有多個將上臂用的開關元件和下臂用的開關元件串聯連接的串聯電路，接受直流電力並產生交流電力，將產生的交流電力向所述永磁式電動機輸出； 控制電路，其基於輸入信息按規定的控制周期反覆運算所述開關元件的狀態，根據該運算結果產生控制所述開關元件的導通或斷開的控制信號；和 驅動電路，其基於來自所述控制電路的控制信號產生使所述開關元件導通或斷開的驅動信號， 所述控制電路對所述永磁式電動機中流動的電流的d軸成分即d軸電流的軌跡、所述永磁式電動機中流動的電流的q軸成分即q軸電流的軌跡進行預測，基於該預測結果運算所述開關元件的狀態，使得所述d軸電流在規定的d軸電流變動範圍內，所述q軸電流在規定的q軸電流變動範圍內， 所述d軸是沿著所述永磁式電動機的轉子中配置的永磁體的主磁通方向定義的坐標軸， 所述q軸是沿著與所述d軸正交的方向定義的坐標軸。
5.如權利要求4所述的電力轉換裝置，其特徵在於: 所述控制電路包括: 坐標變換器，其將基於所述輸入信息的由所述d軸和所述q軸定義的旋轉坐標系的電壓指令信號變換為規定的靜止坐標系的電壓指令信號； 電壓矢量區域檢索器，其基於由所述坐標變換器變換後的電壓指令信號，檢索與所述電壓指令信號相應的電壓矢量區域，決定與檢索出的電壓矢量區域對應的輸出電壓矢量；預測器，其基於由所述電壓矢量區域檢索器決定出的所述輸出電壓矢量，對所述d軸電流的軌跡和所述q軸電流的軌跡進行預測，將預測出的所述d軸電流的軌跡與所述d軸電流變動範圍進行比較，將所述q軸電流的軌跡與所述q軸電流變動範圍進行比較，運算所述開關元件的狀態和開關時間；和 信號輸出器，其基於由所述預測器運算出的所述開關元件的狀態和所述開關時間，輸出所述控制信號。
6.如權利要求4或5所述的電力轉換裝置，其特徵在於: 所述永磁體的電阻值比所述轉子的鐵芯的電阻值小時，將所述d軸電流變動範圍設定為比所述q軸電流變動範圍小， 所述永磁體的電阻值比所述轉子的鐵芯的電阻值大時，將所述d軸電流變動範圍設定為比所述q軸電流變動範圍大。
【文檔編號】H02P21/00GK103733505SQ201280040627
【公開日】2014年4月16日 申請日期:2012年8月29日 優先權日:2011年8月31日
【發明者】古川公久, 安島俊幸, 山田博之, 三井利貞 申請人:日立汽車系統株式會社