正交誤差的校正的製作方法

2023-12-08 17:58:51 1

專利名稱：正交誤差的校正的製作方法
技術領域：
本發明涉及與數字通訊系統相關聯的正交誤差的校正，具體涉及在其中上變頻器和下變頻器均具有直接變頻架構的無線發送鏈中的正交誤差的校正。
背景技術：
通訊系統普遍具有在發送之前對將發送的信號進行處理的數字部分和在接收之後對接收的信號進行處理的另外的數字部分。通常在基帶執行數字部分中的處理，也就是說，在為了以載波頻率發送而發生偏移之前的信號頻帶上執行數字部分中的處理；通常，基帶信號包括零頻分量，即，直流(DC)分量。基帶信號普遍用同相(I)部分和正交(Q)部分表示，也就是說，用複數表示。所述處理可包括例如濾波、調製、解調、編碼和解碼這樣的過程。通常必須將信號轉換到模擬域及轉換出模擬域，以進行發送和接收，在無線系統的情況下，必須將信號變頻到合適的射頻及將信號從合適的射頻變頻。存在將數位訊號從基帶變頻到射頻和將數位訊號從射頻變頻的各種方法。一種方法是在數字域中進行上變頻，以使得複數基帶信號被數字本振(本地振蕩器)相乘，也就是說混頻，以生成更高頻率的輸出，所述更高頻率通常稱為中頻(IF)，所述更高頻率的輸出然後可被數模轉換器轉換到模擬域。中頻信號僅是實信號，而不是覆信號。模擬信號然後可被進一步頻率轉化到發送用的合適頻率。在接收上類似，在比基帶高的中頻將信號從模擬域轉換到數字域，然後將信號數位化地下混頻為同相和正交基帶信號。這種方法的優點是， 數位化地執行從基帶覆信號到中頻信號的轉換和從中頻信號到基帶覆信號的轉換，所以沒有遭受模擬誤差，模擬誤差可引起同相信道與正交信道之間的響應的差異。然而，缺點是為了轉換中頻信號，數模轉換器和模數轉換器必須在比基帶高的頻率上工作。在更高頻率上操作這些部件意味著部件昂貴，並且就解析度而言可能比低頻數模轉換器和模數轉換器的性能低。將數位訊號從基帶變頻到射頻和將數位訊號從射頻變頻的可替換方法通常被稱為直接變頻。在直接變頻架構中，在基帶，將基帶同相和正交信號轉換為模擬形式，並從模擬形式轉換基帶同相信號和正交信號。在發送時，然後由模擬正交混頻器在模擬域中對模擬同相信號和正交信號進行上變頻。優選地，在一個步驟中上變頻是到射頻發送頻率，結果是不需要使用中頻。類似地，在接收時，優選地，接收的射頻信號直接變頻為同相和正交基帶模擬信號，這些同相和正交基帶模擬信號然後被轉換到數字域。直接變頻方法的優點是合適的數模轉換器和模數轉換器可以更便宜，並且就解析度而言性能更高。此外，由於需要更少的部件，所以中頻階段的省略可導致節省成本。然而，存在可能的不利之處，即，同相信號路徑和正交信號路徑包括模擬部件，例如元件值在容限內發生變化的濾波器，從而同相信號路徑和正交信號路徑的模擬屬性在設備之間可能變化，並隨溫度變化。從存在於數字域中的完全正交的同相信道和正交信道引起劣化的誤差已知為正交誤差或IQ誤差。具體地講，如果在同相信道與正交信道之間存在微分誤差，則可能存在問題。同相信道與正交信道之間的微分誤差可引起例如在發送器中產生的雜散分量和接收器中的雜散響應。具體地講，可在與計劃要用的邊帶相對的邊帶中產生雜散響應；例如，如果意圖使信號分量處在比本振信號高的頻率，則同相分量與正交分量之間的微分誤差可導致在比本振信號的頻率低的頻率出現的雜散分量。正交誤差通常包括電壓偏移(也就是說，DC偏移)、同相信號路徑與正交信號路徑之間的微分增益特性和同相信號路徑與正交信號路徑之間的相位誤差。圖1中示出了常規的用於校正這樣的正交誤差的正交校正網絡4 ；顯示了增益校正塊(I增益fe和Q增益恥)、用於校正同相路徑與正交路徑之間的相位誤差(標記為IQ相位)的塊12和用於校正 DC偏移的塊(I DC偏移2 和Q DC偏移Mb)。然而，上變頻和下變頻這二者中的正交誤差，特別是微分正交誤差，可以取決於基帶內的頻率。例如，由於模擬部件的值在部件容限內隨著溫度的變化，而導致模擬濾波可引入這樣的誤差，尤其是在抗混疊濾波器中。常見的校正網絡不能校正這樣的誤差。本發明設法解決這些缺點。

發明內容
根據本發明的第一方面，提供一種控制發送鏈的方法。所述發送鏈包括校正網絡、 正交上變頻器和正交下變頻器，所述校正網絡用於校正正交上變頻器中同相信號路徑的傳輸特性與正交信號路徑的傳輸特性之間的頻率相關正交誤差，所述正交上變頻器用於輸入到所述校正網絡的信號的上變頻，所述正交下變頻器用於對由此接收的信號進行下變頻， 其中，所述上變頻器具有與所述下變頻器耦合的輸出，所述校正網絡能夠利用一組濾波器抽頭係數的值來配置，所述輸入信號包括頻率分量。在一個實施例中，所述方法包括將來自上變頻器的輸出的輸出信號耦合到所述正交下變頻器；使用下變頻器來對耦合的信號進行下變頻；將下變頻後的信號與輸入信號進行比較；和基於比較來修改所述濾波器抽頭係數的值，由此通過應用於所述頻率分量的校正來校正所述頻率相關正交誤差，所述校正取決於所述頻率分量的頻率。通過基於下變頻信號與輸入信號的比較而更新濾波器抽頭係數值集合來控制發送鏈的益處是可實現校正網絡的精確控制，特別是通過校正網絡的頻率相關特性來實現校正網絡的精確控制。在一種布置中，將下變頻的信號與輸入信號進行比較，以確定誤差信號；然後與輸入信號一起使用這個誤差信號以修改一組濾波器抽頭係數的值。然後可使用訓練算法來基於誤差信號和輸入信號更新濾波器抽頭係數的值；由於訓練算法提供更新濾波器抽頭係數的值的有效方法，所以它是有益的。優選地，所述方法包括將由本振信號源產生的本振信號提供給上變頻器和下變頻器，本振可在多種工作狀態下工作，所述工作狀態包括第一工作狀態，在該狀態下，本振被布置為將所述本振信號輸入到上變頻器和下變頻器；和第二工作狀態，在該狀態下，本振被布置為向當本振在第一工作狀態下工作時輸入到上變頻器或下變頻器的信號施加相移；
對於每種工作狀態，通過將下變頻後的信號與輸入信號進行比較來確定誤差信號；對於每種工作狀態，基於誤差信號和輸入信號來確定濾波器抽頭係數的中間值集合；和基於濾波器抽頭係數的中間值集合與當前值集合的矢量組合來更新所述當前值集合，以生成更新值集合。結果，即使在下變頻器中存在正交誤差時，也可控制校正網絡校正上變頻器中的正交誤差。有利的是，下變頻器進一步與後校正網絡操作關聯，所述後校正網絡被布置為校正正交下變頻器中同相傳輸路徑與正交傳輸路徑之間的頻率相關正交誤差，所述下變頻信號包括頻率分量，所述後校正網絡包括一組後校正器濾波器抽頭係數和配置裝置，所述配置裝置用於配置所述一組後校正器濾波器抽頭係數的值，其中，所述方法進一步包括基於所述濾波器抽頭係數的中間值集合與當前的後校正器係數集合的矢量組合來更新後校正器濾波器抽頭係數的當前值，以生成更新的後校正器係數集合；和使用更新的後校正器值集合來控制後校正網絡，由此通過應用於每個所述頻率分量的校正來校正正交下變頻器中的所述正交誤差，所述校正取決於所述頻率分量的頻率。這提供用於控制用於上變頻器的頻率相關校正器網絡和用於下變頻器的頻率相關校正器網絡這二者的手段。此外，下變頻器的頻率相關校正可被用作用於功率放大器的預失真控制器的輸入，從而改進預失真控制器的操作。以上提及的功能可被實施為在計算機可讀介質上編碼的軟體或計算機可讀代碼， 所述軟體或計算機可讀代碼用於以上述方式控制校正網絡、上變頻器和下變頻器。根據本發明的第二方面，提供一種發送鏈，所述發送鏈包括發送路徑，所述發送路徑包括校正網絡，所述校正網絡用於校正用於輸入信號傳輸的同相信號路徑與正交信號路徑之間的頻率相關正交誤差，其中，所述校正網絡包括同相輸入埠、正交輸入埠、同相輸出埠和正交輸出埠，並且其中每個輸入埠通過數字濾波器網絡連接至每個輸出埠，所述數字濾波器網絡包括一組濾波器抽頭係數和配置裝置，所述配置裝置用於配置所述一組濾波器抽頭係數的值；和正交上變頻器，所述正交上變頻器用於對輸入信號進行上變頻；和觀察路徑，所述觀察路徑包括耦合器，所述耦合器用於接收上變頻後的輸入信號的一部分；和正交下變頻器，所述正交下變頻器用於對耦合器所接收的信號進行下變頻；所述發送鏈進一步包括控制器，所述控制器被布置為通過將下變頻後的信號與輸入信號進行比較來確定誤差信號；基於誤差信號和輸入信號來修改所述一組濾波器抽頭係數的值；和使用一組更新的值來控制校正網絡，由此通過應用於每個所述頻率分量的校正來校正所述正交誤差，所述校正取決於所述頻率分量的頻率。根據本發明的另外的方面，提供一種根據權利要求1的校正網絡。更具體地講，根據一個方面，提供一種校正網絡，所述校正網絡用於校正同相信號
7路徑的傳輸特性與正交信號路徑的傳輸特性之間的頻率相關正交誤差，所述正交信號路徑用於發送信號的同相部分和正交部分，其中，所述校正網絡包括同相輸入埠、正交輸入埠、同相輸出埠和正交輸出埠，其中，每個輸入埠通過數字濾波器網絡連接至每個輸出埠，所述數字濾波器網絡包括一組濾波器抽頭係數和配置裝置，所述配置裝置用於配置所述一組濾波器抽頭係數的值。通過數字濾波器網絡將每個輸入埠連接到每個輸出埠的優點是可通過合適的係數控制來校正頻率相關正交損傷，所述頻率相關正交損傷例如由正交上變頻器或下變頻器的模擬部件而導致，所述數字濾波器網絡包括濾波器抽頭係數集合，並具有配置裝置， 所述配置裝置用於配置所述濾波器抽頭係數集合的值。在一個實施例中，數字濾波器網絡包括第一數字濾波器，所述第一數字濾波器將同相輸入埠連接到同相輸出埠 ；第二數字濾波器，所述第二數字濾波器將同相輸入埠連接到正交輸出埠 ；第三數字濾波器，所述第三數字濾波器將正交輸入埠連接到同相輸出埠 ；第四數字濾波器，所述第四數字濾波器將正交輸入埠連接到正交輸出埠，其中，每個數字濾波器包括各自的一組濾波器抽頭係數和各自的配置裝置，所述配置裝置用於配置所述各自的一組濾波器抽頭係數的值。每個數字濾波器可被實施為有限脈衝響應濾波器，由於可通過合適選擇的係數來控制有限脈衝響應濾波器以提供對於正交損傷的頻率特性的良好近似，所以有限脈衝響應濾波器是有利的。可替換地，每個數字濾波器可被實施為基於Volterra級數的多項式結構，由於這樣的濾波器提供正交損傷分量的非常好的抵消，所以所述多項式結構是有利的。


圖1是示出慣用的正交校正網絡的示意圖；圖2是示出根據本發明實施例的通過下變頻信號與輸入信號的比較而控制的頻率相關預校正和頻率相關後校正的示意圖
圖3是示出根據本發明實施例的頻率相關校正網絡的示意圖；圖4是示出根據本發明實施例的跟隨著典型的網絡損傷的頻率相關校正網絡的示意圖，該示意圖為本發明實施例的操作的圖示；圖5是示出根據本發明實施例的頻率相關校正網絡的數字濾波器部件的示意圖；圖6是示出根據本發明實施例的用於頻率相關預校正網絡和頻率相關後校正網絡的控制器的示意圖；圖7是示出根據本發明實施例的頻率相關預校正和頻率相關後校正的示意圖；圖8是示出根據本發明實施例的頻率相關預校正的示意圖；圖9是示出根據本發明實施例的用於頻率相關預校正網絡的控制器的細節的示意圖；圖10是示出慣用的通過優化下變頻信號的預期屬性而控制的預校正網絡和後校正網絡的示意圖；和
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圖11是示出根據本發明的另一實施例的頻率相關預校正和頻率相關後校正的示意圖。
具體實施例方式總地來講，本發明針對用於校正通訊系統中的正交誤差的方法和設備。現在將在無線系統的發送鏈(也就是說，無線系統的發送部分中的一系列部件) 的背景下對本發明的作為示例的實施例進行說明，在所述發送鏈中，數位訊號在直接變頻發送鏈中被上變頻，並且發送信號的採樣在直接變頻接收器中被下變頻以供觀察接收器接收。觀察接收器可被用於控制在上變頻之前應用於數位訊號的預失真功能，以對功率放大器的非線性響應進行預校正。然而，將理解的是，這個示例僅用於舉例說明，本發明不限於在無線系統中使用或者用於涉及非線性放大器的預失真的系統。圖2示出本發明的第一實施例。具有同相分量2i和正交分量2q的數字基帶信號被輸入到預校正器la，然後被傳遞到直接變頻IQ上變頻器17。IQ上變頻器17包括用於同相分量和正交分量的數模轉換器，這樣生成的模擬信號通過低通濾波器被傳遞到正交混頻器以進行上變頻。模擬路徑不經意地引入正交誤差，所述正交誤差也稱為IQ損傷13a，具體地講，基帶內隨頻率而變的、同相分量與正交分量之間的微分誤差。上變頻信號18經耦合器19輸出，通常輸入到用於放大的功率放大器，以準備從天線發射。IQ預校正器Ia由IQ 校正控制器22控制，具體地講，通過控制信號23a以減小IQ損傷13a的影響這樣的方式控制IQ預校正器la。耦合器19耦合上變頻器17的輸出18的採樣，並將該採樣施加於IQ直接變頻下變頻器21的輸入20，IQ直接變頻下變頻器21可稱為觀察接收器。IQ下變頻器21包括正交混頻器，所述正交混頻器具有作為輸出的模擬同相路徑和正交路徑，所述模擬同相路徑和正交路徑通過模擬抗混疊濾波器到達一對模數轉換器(未顯示)。分離的模擬路徑不經意地引入正交誤差，並且與發送路徑類似，當存在基帶內隨頻率而變的、同相分量與正交分量之間的微分誤差時，這些損傷特別成問題。由下變頻器21生成的數字同相信號分量39i和正交信號分量39q被傳遞到IQ後校正器lb，IQ校正控制器22通過控制信號23b以減小接收路徑中的IQ損傷13b的影響這樣的方式來控制IQ後校正器lb。IQ校正控制器22將輸入的信號分量2i和2q與在IQ後校正器Ib之後輸出的信號分量25i和25q進行比較，所述信號分量25i和25q來源於通過接收鏈(也就是說，通過觀察接收器)接收的信號。IQ校正控制器22通過信號23a、2!3b控制預校正器Ia和後校正器lb，以使輸入的信號分量2i、2q與接收的信號分量25i、25q之間的誤差最小。另外，IQ 控制器或者可能是另一個控制器(未顯示)控制施加於IQ上變頻器17的本振信號與施加於IQ下變頻器21的本振信號之間的相對相位。在一種布置中，合適的控制部件被示意性地顯示為部件37和38，現在將對部件37和38的功能進行說明。通常，由本振37和IQ上變頻器17生成的信號與由本振37和IQ下變頻器21生成的信號之間的相對相位被控制在相差90度的兩種狀態之間。對每種狀態進行的測量的比較使得可針對上變頻器17中的IQ損傷來校正IQ預校正器la，並可針對下變頻器21中的IQ損傷來校正IQ後校正器lb。通常，從本振37輸出的信號被分割，一部分被沒有相移地供給到上變頻器，另一部分被交替地相移標稱0度或90度，並被供給到下變頻器。由於原理上任何相位差應該使得系統可從後校正器所需的校正分辨預校正器所需的校正，所以相移不必精確地是90度。由於這種相移將作為不需要的相位調製強加在發送信號上，所以優選的是不改變供給到上變頻器的信號的相移。應該指出，可替換地，可變相移可強加在從耦合器19到IQ下變頻器21的輸入的鏈路上。然而，由於通過耦合器19耦合的信號可被調製，而本振信號通常不被調製，所以這要求相移器比當相移器置於本振路徑中時頻帶更寬。圖3示出可被用於預校正網絡Ia或後校正網絡Ib的根據本發明的頻率相關正交校正網絡的結構。同相數字分量在2i進入，正交數字分量在2q進入。同相分量被分割到兩個路徑中；一個路徑通過數字濾波器6a到組合器8a，並從那裡到同相輸出3i。另一個路徑通過數字濾波器6b到組合器8b，並從那裡到正交輸出3q。數字濾波器6a的傳輸特性可用1+A表示，以指示信號大部分未改變地通過，除了受小因子A的影響之外，因子A可以是頻率相關的。對於濾波器6b，傳輸特性可用B表示，以指示信號衰減了因子B，因子B可以是頻率相關的。通常，A和B都比1小得多，優選地，小於0. 1。對每個同相分量，正交分量被分割到兩個路徑中；一個路徑通過數字濾波器6d到組合器8b，並從那裡到正交輸出3q。另一個路徑通過數字濾波器6c到組合器8a，並從那裡到同相輸出分量3i。數字濾波器6d的傳輸特性可用1+D表示，以指示信號大部分未改變地通過，除了受小因子D的影響之外，因子D可以是頻率相關的。對於濾波器6c，傳輸特性可用C表示，以指示信號衰減了因子C，因子C可以是頻率相關的。通常C和D都比1小得多，優選地，小於0. 1。圖4示出在這種情況下用作預校正網絡Ia的校正網絡如何校正損傷13。可見，損傷被建模為具有與校正網絡Ia類似的拓撲的網絡。同相分量2i通過濾波器6a，並被乘以傳輸因子1+A，然後通過損傷特性14a，被乘以傳輸因子Ι+Ai。這裡，用語Ai只是用於指示 Ai是損傷因子，而不是同相或虛數因子。顯然，將產生平方項，但是對於小的A、B、C和D，平方項是可忽略的。參照圖4，首先考慮損傷，可見，進入仿真IQ損傷13的網絡的同相信號分量3i被乘以因子(Ι+Ai)，併到達仿真IQ損傷13的網絡在輸出埠 16i處的輸出。可以看到，正交信號分量3q的分量在仿真IQ損傷13的網絡中被乘以Ci，並在加法塊1 中被加到已被乘以因子(Ι+Ai)的同相分量，然後出現在同相輸出16i處。為了將這些損傷校正到首近似值(first approximation)，提供校正網絡la。同相分量2i被乘以因子(1+A)，正交分量2q被乘以因子C，並被加到相乘後的同相分量，並被傳遞到仿真IQ損傷13的網絡的輸入3i。對於小的A和Ai，可顯示當A =-Ai時基本上可消除損傷因子Ai。參照圖4可見，由於例如在通過塊6a和14a的兩個級聯的同相信號路徑中傳輸因子將是(1+A) (I-A) =1-A2，所以平方項產生。類似地，對於小的C和Ci，當C = -Ci時，2q分量穿過具有傳輸因子C的校正網絡 Ia的塊6c基本上抵消了穿過具有傳輸因子Ci的塊14c的雜散正交分量。如果A、B、C和D小於0. 1，則就電壓而言，平方項將小於1%，也就是說，就功率而言，平方項為-40dB。類似地，如果B = -Bi並且B小，S卩，比1小得多，則穿過B的同相分量將基本上抵消雜散分量Bi。還有顯然的是，如果D = -Di並且當D和C小時，則塊14d中的損傷也可被抵消。應該理解，類似的原理將適用於跟隨損傷的後校正器網絡。如已經提及的，同相⑴信道與正交(Q)信道之間的傳輸特性中的微分誤差的校正特別重要。因此，實際重要的是抵消引起微分誤差的損傷，但是損傷和生成下述傳輸特性的校正的組合是可接受的，所述傳輸特性雖然與沒有損傷的傳輸特性不相同，但是在I信道和Q信道上是相同的。也就是說，在圖4的圖示的情況下，期望的結果不一定是這樣的情形，即，I信道和Q信道每個具有1的傳輸特性。假設I信道和Q信道每個上的特性相同， 則I信道和Q信道都具有一些其它傳輸特性也是可接受的結果。控制環的操作將自動生成對於校正網絡中的濾波器最佳的傳輸特性；應該理解，最佳的解決方案不一定是應用就要使傳輸特性返回到不存在正交損傷時將存在的狀態的校正。事實上，如果通過改進以有利的方式改變通過控制環優化的因子，則除了只是消除同相信道與正交信道之間的微分誤差之外，控制環的操作還可能改進系統的操作。例如，可通過控制環的操作來實現同相信道和正交信道這二者中的增益的平坦性。圖5顯示圖4中所示的典型的數字濾波器6a、6b、6c或6d的部件。數位訊號分量 2i被傳遞到抽頭延時線，所述抽頭延時線包括一系列延遲元件9a、9b，延遲元件9a、9b每個將信號分量延遲時間T ；這個延遲時間T可以是數位訊號的採樣周期。在每個延遲元件之後，信號的部分被分接，並被乘以濾波器係數或權重Cn。加權的分量然後在求和部件11中
被求和，並被傳遞到輸出7a。濾波器係數被顯示為因子Cl、C2.....Cn。這種結構構成慣
用的有限脈衝響應(FIR)濾波器。所述係數可以是線性因子，並且為了通過匹配損傷的相關分量的頻率響應來最佳地抵消損傷，可由校正控制器22控制所述係數。還可以的是，除了線性因子之外，每個抽頭可具有在分接的信號的平方、立方或其它非線性函數上運算的可控係數。這樣的結構可被稱為Volterra級數的表示。圖6更詳細地示出IQ校正控制器22。輸入同相2i分量和正交2q分量，同相2i 分量和正交2q分量被輸入到控制器，並與來自已經提及的觀察接收器的同相25i分量和正交25q分量比較。為了對由於系統的實際實現而發生的相移和振幅不平衡進行校正，必須在執行比較以產生誤差信號之前相對於來自觀察接收器的信號分量校準來自輸入的信號分量。這個步驟的原因是誤差信號應該表示IQ損傷的貢獻的影響，而不是由於其它電路元件而導致的影響。關於預校正器係數的控制，校準和比較塊26a操作為與輸入的信號分量 2i、2q同相地校準接收的信號25i、25q。關於後校正器係數的控制，校準和比較塊17b操作為與接收的信號分量25i、25q同相地校準輸入信號2i、2q。首先考慮控制器22的操作以更新預校正器誤差係數，校準和比較塊26a產生參考輸出refl 27a和誤差輸出errorl ^a，參考輸出refl 27a表示輸入信號分量，誤差輸出 errorl 28a表示來自觀察接收器的校準的信號與輸入信號分量之間的差異。信號refl和 errorl被傳遞到訓練誤差係數功能塊^a。這個塊在拓撲方面維護校正器網絡的模型，訓練涉及調整誤差係數，以使得當應用於參考時，校正器網絡的模型生成誤差信號。這可通過慣用的技術來實現。合適的技術涉及關於輸入與誤差信號的一組聯立方程的求解，以生成係數集合。通常，將重複這個步驟許多次，並將應用最小均方法來從多次測量生成最佳的結果。類似的過程被用於使用訓練誤差係數功能塊29b來訓練用於後校正器的誤差係數。
如已經提及的，所述訓練過程不能在預校正器所需的係數與後校正器所需的係數之間進行區分；為適應這種模糊性，訓練可在兩個階段中執行一開始使用第一相對相位狀態下的用於上變頻器和下變頻器的本振信號，隨後使用第二相對相位狀態下的本振信號，所述第二相對相位通常與第一相對相位狀態相差90度。首先考慮預校正器係數的控制，作用於訓練誤差係數功能塊^a的輸出的開關 30a使本振相位狀態0所用的誤差係數存儲在儲存器31a，並使在本振相位狀態90 (即，與相位狀態0相差90度)計算的那些誤差係數分離地存儲在儲存器31b。兩個儲存器的誤差係數的總和之後被用作將被加到預校正器係數的更新，所述總和用部件32示意性地指示。 為了基本上抵消IQ損傷，通過將在兩種本振狀態下訓練的存儲的誤差係數的總和32相加來迭代地更新預校正器係數。通過經由部件31c、31d和33的類似過程來更新後校正器係數，但是所述類似過程是取存儲的關於兩個本振狀態的誤差係數之間的差，而不是其總和。如果相移在一種本振相位關係下被引入到對準過程、而在另一種本振相位關係下沒有被引入到校準過程中，則為了補償相移，應該在求和或差運算之前將對應的相移應用於存儲的誤差係數。相移及求和運算的組合過程，以及類似的相移及差運算的組合過程可被稱為矢量組合。圖7示出圖6的系統，該系統應用於採用預失真來校正功率放大器40中的非線性的發送鏈。特別有利的是與用於通過預失真使功率放大器的響應線性化的系統組合使用本發明的實施例。例如基站和終端的無線通訊裝置具有包括功率放大器的發送鏈，所述功率放大器將調製信號放大到高功率電平，以通過無線信道發送。已知的是發送鏈中的元件可將失真引入到發送信號中，因此，存在補償失真的各種提議。一種這樣的提議是預失真架構，在該架構中，在低功率調製信號被施加於功率放大器的輸入之前，以將補償功率放大器的非線性效應的方式對該低功率調製信號進行預失真。施加於輸入信號的預失真和由功率放大器施加於輸入信號的(不可避免的)非線性失真的組合導致基本上無失真的輸出信號。通常，自適應預失真架構在上變頻之前在數字域中應用預失真。在基帶數位化地創建用於同相信道和正交信道的預失真信號，並將這些預失真信號分別轉換為模擬，然後通過將它們施加於直接變頻上變頻器的同相分支和正交分支來直接對這些預失真信號進行上變頻，所述直接變頻上變頻器也稱為IQ上變頻器。上變頻的輸出信號的一部分被反饋到比較功能，以控制預失真系統。這種反饋路徑已知為觀察接收器，可將上變頻的輸出信號的採樣部分下變頻到中頻(IF)，或者可將上變頻的輸出信號的採樣部分直接下變頻到基
市ο如已提及的，就節省的實現而言，直接變頻方法可以是有優勢的，但是可能遭受同相信號路徑和正交信號路徑中的微分誤差的影響。直接變頻方法具有特別的優點，即，用於下變頻和上變頻的本振以相同頻率工作，這樣的使用可使用同一個合成器，避免了直接變頻架構被用於上變頻器並且中頻架構被用於下變頻器時會涉及的雜散頻率產生的風險。然而，固有的正交誤差有礙於直接變頻架構用於觀察接收器路徑中及其有效性。 校正非頻率相關的上變頻器缺陷的方法是已知的，涉及使用如圖1所示的慣用的正交誤差校正器；然而，這些不包括校正這些缺陷所需的另外的正交損傷。如果觀察接收器使用直接變頻架構，則將在觀察接收器中引入正交誤差。即使上變頻器中的正交誤差曾被補償，下變頻器中的誤差也會損傷用於控制功率放大器預失真的觀察信號，並限制放大器預失真校正環的有效性。因此，必須校正由上變頻器和下變頻器引入的誤差。圖8中示出的系統被設計為實現這個目的。可以看到，功率放大器預失真控制器44接收輸入的信號分量45i、45q，還從觀察接收器接收被IQ後校正器Ib校正的校正信號分量25i、25q。功率放大器預失真控制器44 使用這些輸入分量來產生預失真特性以應用於PA預失真塊43中的輸入信號，以生成IQ預校正器階段Ia的輸入分量2i、2q。然後將預校正的信號分量應用於IQ上變頻器17，上變頻的信號分量通過耦合器19到達功率放大器40，然後通過第二耦合器41進行發送。開關 42當IQ校正控制器工作時將信號分量從位於功率放大器(PA) 40的上遊的耦合器19引導到IQ下變頻器21，當PA預失真控制器44工作時將信號分量從耦合器41引導到下變頻器 21。這是因為PA控制器44用於使發送鏈的輸入45i、45q(PA預失真塊43的輸入)與功率放大器的輸出(通過開關42的合適設置在IQ後校正器Ib的輸出25i、25q處測量)之間的差最小，而IQ控制器校正控制器22用於使IQ預校正器Ia的輸入2i、2q與IQ上變頻器 17的輸出(也通過開關42的合適設置在IQ後校正器Ib的輸出25i、25q處測量)之間的差最小。圖8示出圖2的系統可在不應用後校正的情況下(即，在不計算用於後校正器Ib 的係數或者不將係數應用於後校正器Ib的情況下)工作。圖9僅示出控制IQ預校正器Ia 的IQ校正控制器22。已經發現，可訓練IQ預校正器Ia的預校正係數，以使即使沒有後校正器，也可抵消上變頻器中的IQ損傷13。一般來講，採用後校正器Ib以便加速IQ校正控制環的收斂是有利的，但不是必要的。為了使環的性能最優，當與功率放大器預失真控制環一起使用時校正IQ下變頻器的輸出也是有利的。圖10示出如未授權的美國專利申請11/96M32中所公開的系統的框圖，在所述系統中，控制器60基於下變頻信號的預期屬性的優化來控制慣用的預校正網絡如和後校正網絡4b。該申請解決具有直接變頻上變頻器和使用直接變頻下變頻器架構的觀察接收器的系統中的非頻率相關正交誤差的校正。公開了可通過下述方式在上變頻器中的正交誤差與下變頻器中的正交誤差之間進行區分的技術，所述方式即使用用第一相位關係中的上變頻器和下變頻器本振進行的測量，然後使用用第二相位關係中的上變頻器和下變頻器本振進行的測量，第二相位關係通常與第一相位關係像差90度。所述測量具有在觀察接收器中接收的信號的屬性，這些屬性被與信號的預期屬性進行比較。例如，對於理想信號，同相分量與正交分量之間的長期相關性可被預期為0，如DC電壓分量可被預期的那樣。然後使用校正網絡分別對上變頻器路徑和下變頻器路徑中的正交誤差進行校正，所述校正網絡應用下述校正，無論基帶內的頻率如何，該校正在標稱上都相同。這樣的校正通常包括電壓偏移 (也就是說DC偏移)、同相信號路徑與正交信號路徑之間的微分增益特性和同相信號路徑與正交信號路徑之間的相位差的校正。可使用慣用的正交校正網絡4，例如圖1中示出的正交校正網絡4。然而，在取決於基帶內的頻率的上變頻和下變頻這二者中可能存在誤差，具體地講，微分誤差。例如，由於模擬部件的值在部件容限內的以及隨溫度的變化，而導致模擬濾波可引入這樣的誤差，特別是在抗混疊濾波器中。慣用的校正網絡，例如圖1中示出的校正網絡不能校正這樣的誤差。此外，基於接收信號的預期屬性的長期平均的測量本來就慢，可能不能提供足夠的環增益和校正正交誤差到高精度的穩定性。有利的是，可與已經描述的、具體地如圖6和7中示出的本發明的實施例結合使用圖10的慣用系統來如圖11所示那樣解決頻率相關正交誤差的校正。圖11顯示頻率相關預校正網絡Ia和慣用的預校正網絡如可以級聯，如同頻率相關後校正網絡Ib和慣用的後校正網絡4b可級聯一樣。有益的是，為了改進頻率相關預校正器控制環的操作，使用例如圖1的電路的慣用的正交校正電路來消除大的誤差。可控制慣用的預校正電路，以使如已經參照圖10說明的下變頻信號的預期屬性最優。具體地講，由於慣用的正交校正電路非常適合於這種功能並且基於觀察信號的預期屬性的控制環對於慣用的IQ校正電路的控制特別有效，所以以這種方式校正DC偏移是有利的。顯然的是，除了無線系統之外，本發明的實施例還可應用於有線系統，例如有線電視。以上實施例應該被理解為本發明的例示性的例子。應該理解，與任何一個實施例相關說明的任何特徵可單獨使用，或者可與所述的其它特徵組合使用，並且還可與所述實施例中的任何其它實施例的一個或多個特徵組合使用，或者與所述實施例中的任何其它實施例的任何組合使用。此外，在不脫離所附的權利要求中所限定的本發明的範圍的情況下， 也可採用以上沒有說明的等同形式和修改形式。
權利要求
1.一種控制發送鏈的方法，所述發送鏈包括校正網絡、正交上變頻器和正交下變頻器， 所述校正網絡用於校正正交上變頻器中的同相信號路徑的傳輸特性與正交信號路徑的傳輸特性之間的頻率相關正交誤差，所述正交上變頻器用於輸入到所述校正網絡的信號的上變頻，所述正交下變頻器用於對由此接收的信號進行下變頻，其中，所述上變頻器具有與所述下變頻器耦合的輸出，所述校正網絡能夠利用一組濾波器抽頭係數的值來配置，所述輸入信號包括頻率分量，所述方法包括將來自上變頻器的輸出的輸出信號耦合到所述正交下變頻器； 使用下變頻器對耦合的信號進行下變頻； 將下變頻後的信號與輸入信號進行比較； 基於所述比較來修改所述濾波器抽頭係數的值，由此通過應用於所述頻率分量的校正來校正所述頻率相關正交誤差，所述校正取決於所述頻率分量的頻率。
2.根據權利要求1所述的方法，包括根據下變頻後的信號和輸入信號來確定誤差信號；和使用誤差信號和輸入信號來修改所述濾波器抽頭係數的值。
3.根據權利要求1或權利要求2所述的方法，進一步包括將由本振信號源產生的本振信號提供給上變頻器和下變頻器，所述本振可在多種工作狀態下工作，所述工作狀態包括第一工作狀態，在該狀態下，本振被布置為將所述本振信號輸入到上變頻器和下變頻器；和第二工作狀態，在該狀態下，本振被布置為向當本振在第一工作狀態下工作時輸入到上變頻器或下變頻器的信號施加相移；對於每種工作狀態，通過將下變頻後的信號與輸入信號進行比較來確定誤差信號；對於每種工作狀態，基於誤差信號和輸入信號來確定濾波器抽頭係數的中間值集合;和基於濾波器抽頭係數的中間值集合與當前值集合的矢量組合來更新所述當前值集合， 以生成更新值集合。
4.根據權利要求3所述的方法，其中，所述下變頻器與後校正網絡操作關聯，所述後校正網絡被布置為校正正交下變頻器中的同相傳輸路徑與正交傳輸路徑之間的頻率相關正交誤差，所述下變頻的信號包括頻率分量，所述後校正網絡包括一組後校正器濾波器抽頭係數和配置裝置，所述配置裝置用於配置所述一組後校正器濾波器抽頭係數的值，其中，所述方法進一步包括基於所述濾波器抽頭係數的中間值集合與當前後校正器係數集合的矢量組合來更新後校正器濾波器抽頭係數的當前值，以生成更新的後校正器係數集合；以及使用更新的後校正器值集合來控制後校正網絡，由此通過應用於每個所述頻率分量的校正來校正正交下變頻器中的所述頻率相關正交誤差，所述校正取決於所述頻率分量的頻率。
5.一種計算機可讀介質，所述計算機可讀介質編碼有用於使控制器執行任何前述權利要求的方法的計算機可讀代碼。
6.一種控制器，所述控制器被布置為執行權利要求1至權利要求4中的任何一個的方法。
7.一種發送鏈，包括發送路徑，所述發送路徑包括校正網絡，所述校正網絡用於校正用於輸入信號傳輸的同相信號路徑與正交信號路徑之間的頻率相關正交誤差，其中，所述校正網絡包括同相輸入埠、正交輸入埠、同相輸出埠和正交輸出埠，並且其中，每個輸入埠通過數字濾波器網絡連接至每個輸出埠，所述數字濾波器網絡包括一組濾波器抽頭係數和配置裝置，所述配置裝置用於配置所述一組濾波器抽頭係數的值；和正交上變頻器，所述正交上變頻器用於對輸入信號進行上變頻； 觀察路徑，所述觀察路徑包括耦合器，所述耦合器用於接收上變頻後的輸入信號的一部分；和正交下變頻器，所述正交下變頻器用於對耦合器所接收的信號進行下變頻， 控制器，所述控制器被布置為通過將下變頻後的信號與輸入信號進行比較來確定誤差信號； 基於誤差信號和輸入信號來修改所述一組濾波器抽頭係數的值；和使用一組更新的值來控制校正網絡，由此通過應用於每個所述頻率分量的校正來校正所述頻率相關正交誤差，所述校正取決於所述頻率分量的頻率。
8.一種無線通訊設備，所述無線通訊設備包括根據權利要求7所述的發送鏈，其中，所述無線通訊設備是無線終端。
9.一種無線通訊設備，所述無線通訊設備包括根據權利要求8所述的發送鏈，其中，所述無線通訊設備是無線基站。
10.一種校正網絡，所述校正網絡用於校正同相信號路徑的傳輸特性與正交信號路徑的傳輸特性之間的頻率相關正交誤差，所述正交信號路徑用於傳輸信號的同相部分和正交部分，其中，所述校正網絡包括同相輸入埠、正交輸入埠、同相輸出埠和正交輸出端 Π,其中，每個輸入埠通過數字濾波器網絡連接至每個輸出埠，所述數字濾波器網絡包括一組濾波器抽頭係數和配置裝置，所述配置裝置用於配置所述一組濾波器抽頭係數的值。
11.根據權利要求10所述的校正網絡，其中，所述數字濾波器網絡包括第一數字濾波器，所述第一數字濾波器用於將同相輸入埠連接到同相輸出埠 ； 第二數字濾波器，所述第二數字濾波器用於將同相輸入埠連接到正交輸出埠 ； 第三數字濾波器，所述第三數字濾波器用於將正交輸入埠連接到同相輸出埠 ； 第四數字濾波器，所述第四數字濾波器用於將正交輸入埠連接到正交輸出埠， 其中，每個數字濾波器包括各自的一組濾波器抽頭係數及各自的配置裝置，所述配置裝置用於配置所述各自的一組濾波器抽頭係數的值。
12.根據權利要求10或權利要求11所述的校正網絡，其中，一個或多個所述數字濾波器是有限脈衝響應濾波器。
13.根據權利要求10至權利要求12中的任何一個所述的校正網絡，其中，一個或多個所述數字濾波器是無限脈衝響應濾波器。
14.根據權利要求10至權利要求13中的任何一個所述的校正網絡，其中，一個或多個所述數字濾波器是基於Volterra級數的多項式結構。
全文摘要
一種發送鏈包括校正網絡(1a)，其用於校正用於輸入信號發送的同相信號路徑與正交信號路徑之間的頻率相關正交誤差。校正網絡具有同相輸入埠、正交輸入埠、同相輸出埠和正交輸出埠，每個輸入埠通過數字濾波器網絡連接至每個輸出埠，所述數字濾波器網絡包括一組濾波器抽頭係數和配置裝置，所述配置裝置用於配置所述一組濾波器抽頭係數的值。輸入信號被上變頻，上變頻的信號的一部分被耦合到正交下變頻器(21)。控制器(22)通過將下變頻的信號與輸入信號進行比較來確定誤差信號，並基於誤差信號和輸入信號來修改一組濾波器抽頭係數的值，以校正所述頻率相關正交誤差。
文檔編號H04L27/36GK102273165SQ200980153981
公開日2011年12月7日 申請日期2009年12月1日 優先權日2008年12月1日
發明者D·T·C·戴維斯, P·M·勞 申請人:北電網絡有限公司