多階通道串行切換無源求和的數模轉換器的製作方法
2023-11-02 19:30:38 2
對相關專利申請的交叉引用
本申請是基於並要求由johnhowardlagrou於2015年11月6日提交的、專利號為14/935,363、標題為《multi-path，serial-switched，passive-summeddigital-to-analogconverter(多階通道串行切換無源求和的數模轉換器)》的非臨時專利申請的優先權，該專利申請是基於並要求如下臨時專利申請的優先權：由johnlagrou於2015年7月31日提交的、臨時專利申請號為62199955、標題為《processandsystemforthedigital-to-analogconversionofsignals,continuationofearlierfiling(用於信號的數模轉換的過程和系統)》的臨時專利申請；更早由johnlagrou於2010年7月6日提交的、臨時專利申請號為62188884的、標題為《processandsystemforthedigital-to-analogconversionofsignals,continuationofearlierfiling(用於信號的數模轉換的過程和系統)》的臨時專利申請；更早由johnlagrou於2010年1月22日提交的、臨時專利申請號為62106219的、標題為《processandsystemforthedigital-to-analogconversionofsignals,continuationofearlierfiling(用於信號的數模轉換的過程和系統)》的臨時專利申請；更早由johnlagrou於2014年11月7日提交的、臨時專利申請號為62076560的、標題為《processandsystemforthedigital-to-analogconversionofsignals,continuationofearlierfiling(用於信號的數模轉換的過程和系統)》的臨時專利申請。
本發明涉及電子裝置，尤其涉及數模轉換器，更具體地，涉及利用多個d-a轉換器和/或提供低噪聲和/或高動態範圍的d-a轉換系統和方法。
發明背景
音頻數模轉換(dac)技術在過去三十年中穩步提高。過去30年來，寬帶自噪聲和動態範圍這兩個關鍵而相互關聯的參數以每年約0.7db的平均速度得到改善，或者自20世紀80年代以來以大約每八年提高一位的性能提升。本發明尋求極大地提高數模轉換的動態範圍和自噪聲。本發明將當前的dac的最佳動態範圍性能提高了約4位，同時將寬帶自噪聲降低了約15db。為了實現這些顯著的性能改進，根據本發明，組合和優化了許多新穎的設計技術，包括dsp控制的多階通道並行轉換、adc多階通道監視器和dsp補償、dsp管理的無源求和及高範圍串聯切換。此外，根據本發明，在無源求和的多階通道dac拓撲中使用adc(模數轉換)來配合所述通道電平的dsp校準。此外，根據本發明，根據本發明的替代實施例，可以處理多個預適應的數字輸入信號。
因此，本發明的目的是提供用於具有低噪聲和大的動態範圍的數字-音頻轉換的方法和裝置。
更具體地，本發明的目的是提供一種使用分別處理輸入數位訊號的最高有效位部分和最低有效位部分的電路的、用於具有低噪聲和大的動態範圍的數字-音頻轉換的方法和裝置，特別是，當輸入信號具有足夠低的電平時，通過切換高階通道電路來減小模擬輸出信號中的噪聲，將來自低階通道電路和高階通道電路的輸出進行無源相加。
本發明的另一個目的是提供一種利用電路行為監測和反饋來改善性能特徵的數字-音頻轉換方法和裝置。
本發明的另外的目的和優點將在下面的說明中闡述並將通過說明而顯而易見，或者可以通過本發明的實踐來了解。本發明的目的和優點可以通過在權利要求書中特別指出的手段及組合來實現和獲得。
發明概述
本發明涉及一種用於將輸入數位訊號轉換為具有最大輸出電平的輸出模擬信號的裝置。所述輸入數位訊號在名義上是k位信號。裝置包括位分組提供系統，該位分組提供系統採取輸入數位訊號並產生有l位的低階通道數位訊號和有h位的高階通道數位訊號，其中l+h大於或等於j，j是由所述位分配器使用的所述輸入數位訊號的位數，其中j小於或等於k。裝置包括用於rl位或更少位的數字輸入的低階通道數模轉換器，所述低階通道數位訊號被移位映射到所述低階通道數模轉換器的輸入，其中l小於或等於rl，其中所述低階通道數位訊號的l位被電平向上移動映射了ls位，其中l+ls≤rl。低階通道數模轉換器產生低階通道數模轉換器輸出信號。類似地，裝置包括用於rh位數字輸入的高階通道數模轉換器，高階通道數位訊號被數位化地電平移動了hs位而移動到高階通道數模轉換器的輸入，使得(k-hs)≤rh和(k–h-hs)≥0。高階通道數模轉換器產生高階通道數模轉換器輸出信號。裝置還包括衰所述低階通道數模轉換器輸出信號以產生衰減的低階通道模擬輸出求和信號的低階通道衰減器和高階通道放大器，高階通道放大器放大高階通道數模轉換器輸出信號，以產生其最大電平等於裝置的最大輸出電平的放大的高階通道信號。裝置還包括無源求和節點，如果輸入數位訊號的信號電平特性超過閾值電平，則無源求和節點將從衰減的低階通道模擬信號導出的倒數第二個低階通道信號與從放大的高階通道信號導出的倒數第二個高階通道信號相加以產生輸出模擬信號，如果輸入數位訊號的信號電平特性不超過所述閾值電平，則利用一種方法來減少來自高階通道放大器的噪聲向無源求和節點的接入。
本發明還涉及一種用於將輸入數位訊號轉換為具有最大輸出電平的輸出模擬信號的裝置，其中輸入數位訊號在名義上是k位信號。該裝置包括位分組提供系統，該位分組提供系統接收輸入的數位訊號並產生l位的低階通道數位訊號、m位的中間階通道數位訊號和h位的高階通道數位訊號，其中l+m+h大於或等於j，j是由所述位分配器使用的所述輸入數位訊號的位數，其中j小於或等於k。該裝置包括用於rl位或更少位的數字輸入的低階通道數模轉換器。低階通道數位訊號通過位分組提供系統被數字式地電平移動到低階通道數模轉換器的輸入，其中l小於或等於rl，使得低階通道數位訊號的l位被電平移動映射了ls位，其中l+ls≤rl。低階通道數模轉換器產生低階通道數模轉換器輸出信號。該裝置包括用於rm位或更少位的數字輸入的中間階通道數模轉換器。中間階通道數位訊號被位分組提供系統數電平移動到中間階通道數模轉換器的輸入，其中m小於或等於rm。中間階通道數模轉換器產生中間階通道數模轉換器輸出信號。該裝置還包括用於rh位或更少位的數字輸入的高階通道速數模轉換器。高階通道數位訊號被位分組提供系統數字式地電平移動到高階通道數模轉換器的輸入端，其中h小於或等於rh，使得高階通道數位訊號被電平移動向下映射了ls位，其中(j-hs)≤rh。高階通道數模轉換器產生高階通道數模轉換器輸出信號。該裝置還包括衰減低階通道數模轉換器輸出信號以產生衰減的低階通道模擬信號的低階通道衰減器和高階通道放大器，高階通道放大器放大高階通道數模轉換器輸出信號以產生其最大電平等於最大輸出電平的放大的高階通道信號。該裝置還包括無源求和節點，如果輸入數位訊號的信號電平特性超過第一閾值電平，則無源求和節點將從衰減的低階通道模擬信號得到的倒數第二個低階通道信號、從中間階通道數模轉換器輸出信號得到的倒數第二個中間階通道信號和從放大的高階通道信號導出的倒數第二個高階通道信號相加以產生輸出模擬信號。如果輸入數位訊號的信號電平特性超過第二閾值電平而不超過第一閾值電平，則該裝置將從所述衰減的低階通道模擬信號得到的倒數第二個低階通道信號和從中間階通道數模轉換器輸出信號得到的倒數第二個中間階通道信號相加以產生輸出模擬信號，並且利用一種方法來減少來自高階通道放大器的噪聲對無源求和節點的接入。如果所述輸入數位訊號的信號電平特性不超過第二閾值電平，則該裝置利用一種方法來減少來自中間階通道數模轉換器輸出信號和高階通道放大器的噪聲對無源求和節點的接入。
本發明還涉及一種用於將輸入數位訊號轉換為具有最大輸出電平的輸出模擬信號的裝置，其中輸入數位訊號在名義上是k位信號。該裝置包括接收輸入數位訊號並產生l位的低階通道數位訊號、n個分別為m1…mn位的中間階通道數位訊號和h位的高階通道數位訊號的位分組提供系統，其中l+m1+…+mn+h大於或等於j，j是由所述位分配器使用的輸入數位訊號的位數，其中j小於或等於k。該裝置具有用於rl位或更少位的數字輸入的低階通道數模轉換器，低階通道數位訊號被數字式地電平移動到低階通道數模轉換器的輸入，其中l小於或等於rl，使得低階通道數位訊號的l位被電平移動向上映射了ls位，l+ls≤ll。低階通道數模轉換器產生低階通道數模轉換器輸出信號。此外，該裝置具有用於rm1…rmn位的數字輸入的n個中間階通道數模轉換器，中間階通道數位訊號被數字式電平移動到中間階通道數模轉換器的輸入，其中m1…mn分別小於或等於rm1…rmn。中間階通道數模轉換器產生中間階通道數模轉換器輸出信號。此外，該裝置具有用於rh位的數字輸入的高階通道數模轉換器，高階通道數位訊號被數字式向下電平移動了hs位而移動到高階通道數模轉換器的輸入，使得(j-hs)≤rh。高階通道數模轉換器產生高階通道數模轉換器輸出信號。該裝置包括衰減低階通道數模轉換器輸出信號以產生衰減的低階通道模擬信號的低階通道衰減器和高階通道放大器，高階通道放大器放大高階通道數字模擬轉換器輸出信號，以產生其最大電平等於最大輸出電平的放大的高階通道信號。該裝置具有無源求和節點，如果輸入數位訊號的信號電平特性超過最高閾值電平，則無源求和節點將從衰減的低階通道模擬信號得到的倒數第二個低階通道信號、從中間階通道數模轉換器輸出信號得到的倒數第二個中間階通道信號和從放大的高階通道信號導出的倒數第二個高階通道信號相加，以產生輸出模擬信號。如果輸入數位訊號的信號電平特性不超過最低閾值電平，則該裝置利用一種方法來減少來自中間階通道數模轉換器輸出信號和高階通道放大器的噪聲對無源求和節點的接入。
附圖說明
併入本說明書並形成本說明書的一部分的附圖示出了本發明的實施例，並且連同在上面給出的說明和在下面給出的對優選實施例的詳細說明一起用於解釋本發明的原理。
圖1a示出了分離最高有效位(msb)和最低有效位(lsb)的處理的數模轉換器的示意圖。
圖1b示出了將24位信號的位分離成13位最低有效位(lsb)和13位最高有效位(msb)的組。
圖2a示出了分離低範圍信號、中間範圍信號和高範圍信號的處理的數模轉換器的示意圖。
圖2b示出了由數位訊號處理器將32位信號的位分離成12位低範圍位、13位中間範圍位和11位高範圍位的組。
圖3a示出了根據本發明的二階通道數模轉換電路。
圖3b示出了在圖3a中的電路中的各個點處的信號電平和噪聲電平，其中使用了整個32位數字輸入信號。
圖3c示出了在圖3a中的電路中的各個點處的信號電平和噪聲電平，其中使用了32位數字輸入信號中的30位。
圖4示出了在輸入到數位訊號處理器之前將32位信號的位分離成12位低範圍位、13位中間範圍位和11位高範圍位的組。
圖5示出了利用本發明處理由低聲壓級麥克風和高聲壓級麥克風捕獲的聲音的系統的示意圖。
圖6a示出了根據本發明的三階通道數模轉換電路。
圖6b示出了在圖6a的電路中的各個點處的信號電平和噪聲電平。
圖6c示出了將32位數字輸入信號分成五個數字部分的示例。
圖6d示出了將最大位數導向中間階通道數模轉換器和高階通道數模轉換器的情況。
圖7示出了用於圖3a的電路的校準過程。
圖8示出了用於圖6a的電路的校準過程。
圖9示出了當相對於圖6b所示的信號電平有-6db偏移時在圖6a的電路中的各個點處的信號電平。
圖10顯示了關鍵操作參數的相互關係。
具體實施方式
現有技術的多階通道數模轉換器(dac)由於許多因素而表現出性能限制。本發明改進了某些性能特徵，其主要目標是降低系統噪聲和增加動態範圍。
在圖1a中所示的電路(100)示出了作為本發明的基礎的基本過程和系統。圖1a的電路(100)執行向數位訊號處理器(dsp)(120)或能夠處理在此描述的必要數字功能的任何數字處理電路發送(110)的信號(101)(通常為pcm編碼信號)的多範圍數模轉換。dsp(120)被設計或編程為將輸入的數位訊號(110)分離成多個部分。例如，如圖1b所示，dsp(120)將24位數字字碼(110)分離成兩個較小的連續數據包(111)和(112)。在最低有效位(相應的lsb)包(111)和最高有效位(msb)包(112)中所示的位數是任意性的示例，並且可以根據具體設計標準而變化。每個數據包(111)和(112)分別被發送到數模轉換器(dac)(102)和(103)，其為集成電路或其它方式或類型的數模轉換器。具體地說，下部的dac(102)專用於最低有效位(lsb)包(111)，而上部的dac(103)專用於最高有效位(msb)包(112)。如圖1b所示，可以使用一些位重疊(如下面詳細描述的那樣，其通過交叉衰落、電平移動或其它調整而被促進)。具體地說，在圖1b的示例中，輸入信號(110)的第12位和13位被分配給lsb包(111)和msb包(112)。每個dac(102)和(103)的輸出信號可以是差分或單端的，但在集成電路dac中通常是差分的。每個dac(102)和(103)的模擬輸出被發送到將lsbdac(102)和msbdac(103)的輸出重新合併成單個模擬信號的模擬求和節點(104)。
本發明的方法和系統不限於二級拓撲，而是可以通過任意級數來實現，如圖2a所示的虛線的中間級dac(220)單元所建議的那樣。例如，如圖2a和2b的實施例所示，32位pcm輸入信號(210)被分成三級拓撲。在圖2a中，dsp(202)將要輸入的數據流中的32位數字字(210)分離成三個較小的包：低範圍包(203)、中間範圍包(204)和高範圍包(205)。在相應的低、中間和高範圍包(203)、(204)和(205)中顯示的位數是任意的例子，並且可以根據具體的設計標準而變化。每個數據包(203)、(204)和(205)分別被發送到dac(206)、(207)和(208)，其是集成電路或其它方式或風格的dac，而不管拓撲如何，不管是否有符號是否是二進位補碼。如圖2b所示，可以使用一些位重疊(如下面詳細描述的那樣，其通過動態優化、交叉衰落、電平移動或其它調整而被促進)。具體地說，在圖2b的示例中，輸入信號(210)的第11和第12位被分配給低範圍包(203)和中間範圍包(204)，輸入信號(210)的第22和第23位被分配給中間範圍包(204)和高範圍包(205)。每個dac(206)、(207)和(208)的輸出信號可以是差分或單端的，但在集成電路dac中通常是差分的。每個dac(206)、(207)和(208)的模擬輸出(236)、(237)和(238)分別被發送到模擬求和節點(209)，它將低範圍、中間範圍和高範圍的模擬信號轉換為單個模擬輸出信號(240)。
根據本發明的優選二階通道實施例
圖3a提供了根據本發明的優選實施例的、用於32位信號的二階通道電路(300)的示意圖，其提供增加的系統動態範圍和減小的基線(即，無輸入信號)自噪聲。如圖3b的信號電平圖所示，圖3a的電路將32位輸入信號(361)(k＝32；對應於192db的信號範圍，對於根據優選實施例的音頻電路，將其分配到-160dbu至+32dbu的範圍)分成兩個較小的字或位包，l＝18位的低階通道包(334)和h＝14位的高階通道包(333)。(通常，操作模擬音頻電平對應於數位訊號的非整數位值。然而，在本說明書給出的示例中，使用整數位值來說明本發明，由於1位對應於6dbu，這就導致了整數的db值。使用整數值僅用於說明清楚起見，絕不排除使用分數值實現本發明。雖然本說明書沒有以rms電壓來描述本發明，但應注意的是，0dbu相當於0.7746伏rms電壓)。
本發明採用數位訊號處理電路(dsp)將脈衝編碼調製(pcm)數據劃分成是連續的數據或稍重疊的數據的較小的「位包」，這些數據被沿著單獨的數據「通道」處理以增加相對於單通道dac的可能變量的動態範圍。每個通道(稱為低階、中間階、高階等)被優化為改善原始數位訊號的部分動態範圍，然後，根據本發明，將來自多個通道的信號無源求和，以提供模擬輸出。
常規ic(例如，集成電路)dac通常並不設計為具有與典型的真實世界應用(例如家用音頻系統、專業音頻系統或現場聲音系統)充分接口的輸出參數。相反，本發明的dac即使使用無源求和來提供輸出信號，也提供具有適合於這樣的真實世界應用的輸出參數的輸出信號。到圖3a的電路(300)的輸入可以是單個數位訊號源(301)或多個數位訊號源(301)和(340)、(341)等。將數位訊號源(301)或源(301)和(340)、(341)等饋入數位訊號處理器(dsp)(302)，數位訊號處理器(302)將輸入信號分成高階通道輸出(333)和低階通道輸出(334)，並將它們(333)和(334)分別引到高階通道dac(303)和低階通道dac(304)。低階通道輸出(334)在輸入到低階通道dac(304)時向上映射了ls＝5位，高階通道輸出(333)在輸入到高階通道dac(303)時向下映射了hs＝9位。每個dac(303)和(304)的模擬輸出(343)和(344)分別被發送到有源模擬放大器(305)和(306)。通常，集成電路dac輸出是差分的，但是本發明不限於差分信號通道，並且可以採用差分或單端信號階通道。放大器(305)和(306)可以提供許多關鍵功能，包括但不限於電流-電壓轉換(iv轉換)、高頻和/或低頻濾波、直流伺服、電流緩衝/電流源、電壓增益和阻抗緩衝。在本發明中，這些放大器(305)和(306)的關鍵要要求包括足夠低的噪聲、足夠低的輸出阻抗、足夠高的輸出電流和足夠高的輸出電壓，以適當地與無源模擬求和節點(360)進行接口，無源模擬求和節點(360)將低階通道信號和高階通道信號合併成能夠將現實世界外部設備(309)驅動到足夠高的電平和足夠寬的帶寬的單個模擬信號，同時保持足夠低的噪聲和失真。根據替代的優選實施例，可以使用音頻信號變換器來實現無源模擬求和。
應當注意，儘管高階通道輸出信號(335)、低階通道輸出信號(336)和求和節點輸出信號(365)被給予了不同的參考數字，但是電連接節點(360)使得這些信號是電連接的，其中電連接節點(360)在物理上簡單地是來自高階通道電阻元件(307)的輸出端、來自高階通道電阻元件(307)的輸出端、低階通道電阻元件(308)的輸出端和到外部設備(309)的輸入端的導電通道的匯聚之處。由於那些信號(335)、(336)和(365)電連接而沒有中間電路，所以這些信號(335)、(336)和(365)在所有時刻都是固有地相同的。然而，為了清楚地討論期間，使用了不同的附圖標記。被稱為高階通道輸出信號(335)的信號是由高階通道電路(303)、(305)和(307)產生的輸出信號(365)的部分，被稱為低階通道輸出信號(336)的信號是由低階通道電路(304)、(306)和(308)產生的輸出信號(365)的部分。
儘管本發明可以應用於具有各種各樣的操作參數的電路和組件，但是在這裡作為第一優選實施例的示例目的加以描述的是圖3a的電路(300)，其具有兩個dac(303)和(304)，如圖3b的信號電平圖所示，每個可以接受24位輸入(即，rl＝rh＝24)，並且每個可以產生具有剩餘寬帶的+8dbu的最大模擬電平和-112dbu的未加權音頻頻譜噪聲基底φldac(346)和φhdac(345)，總共120dbu的潛在可用的寬帶動態範圍，即20位。因此，在dac輸出(343)和(344)處不能有效地解析低於-112dbu的任何未映射的(即，例如未根據本發明處理的)數字輸入電平(361)，因為該電平低於分別為-112dbu的dac'(303)和(304)的殘留寬帶噪聲基底φldac(346)和φhdac(345)。因此，每個dac(303)和(304)被有效地限制在20位操作，特別是對應於-112dbu至+8dbu15的範圍的輸入位5-24。(然而，應當理解，儘管有時低於噪聲閾值的音頻節目信號可以被心理聲學感知，但是為了在本說明書中示例的目的，假設所測量的寬帶、未加權的dac噪聲基底將是最低的可用dac信號電平)。此外，放大器輸出(354)表現出-106dbu的剩餘單位增益音頻頻譜寬帶未加權噪聲基底，放大器輸出(353)表現出+32dbu的最大模擬電平，在配置為+30db增益時，音頻頻譜寬帶未加權噪聲基底為88dbu。低於-106dbu的任何模擬輸入電平(344)或低於-88dbu的任何模擬輸入電平(343)不能由放大器裝置(306)和(305)有效地解決，因為這樣的電平低於放大器的剩餘寬帶，分別為-106dbu和-88dbu的未加權噪聲基底。
如圖3a和3b所示，dsp(302)將32位pcm輸入(361)分為l＝18位低階通道dac輸入信號(334)和h＝14位高階通道dac輸入信號(333)。dsp(302)輸入位1到18是由dsp(302)數字電平移動向上映射了ls＝5位，以將輸入(334)的位6至23輸入到低階通道dac(304)，而dsp(302)輸出位19至32是數字電平移動，有效地向下映射了hs＝9位，以將輸入(333)的位10至23輸入到高階通道dac(303)。在本說明書中定義了位的電平移動映射，其中連續的位組被映射為使得所有的位都用相同的映射公式移位，即，第n位輸入位被映射到第(n+1)位輸出位，其中i是施加的電平移動的量。等效地，電平移動映射可以被認為是信號電平乘以2i，其中i是施加的位電平移動的數目。更一般地說，電平移動映射不限於數字寄存器內的整數範圍或位對齊的移動，而是可以由乘法係數產生，其中乘法係數可以是數位訊號處理的操作範圍內的任何值。映射過程要求dsp(302)在高階通道信號(333)和低階通道信號(334)上執行電平移動。到低階通道dac(304)的輸入(334)由dsp(302)向上移動了+54db，使得用於32位dsp(302)的-160dbu的輸入電平(361)被映射到24位低階通道dac輸入(334)的-106dbu的電平，即根據本發明的優選實施例，到dac(304)的輸入(334)的最低位被映射到低階通道dac(304)的噪聲基底φldac(346)之上。類似地，到高階通道dac(303)的輸入(333)被有效地向下移動了-30db，使得到+32dbu的32位dsp(302)的輸入電平(361)被映射到在到24位高階通道dac(303)的輸入(333)處的+2dbu的dac信號電平。低階通道dac(304)接收從-160dbu到-52dbu的、代表在到dsp(302)的輸入(361)處的信號電平的18位信號(334)，即具有108db動態範圍的信號。包括到高階通道dac(303)的輸入(333)的14位表示從-52dbu到+32dbu的信號電平，即84db的動態範圍。
如圖3b所示，低階通道dac(304)位23的輸出(344)具有+2dbu的模擬電平並具有寬帶，-112dbu的未加權噪聲基底φldac(346)。也如圖3b所示，高階通道dac(303)位1623的輸出(343)具有+2dbu的模擬電平並具有寬帶，-112dbu的未加權噪聲基底φhdac(345)。通過跟蹤從輸入(361)經過dsp(302)、高階通道dac(303)和低階通道dac(304)到dsp(302)的連續映射可以看出，在高階通道dac(303)的輸出端(343)的+2dbu信號電平表示在到dsp(302)的輸入(361)處的+32dbu的電平，而在低階通道dac(304)的輸出端(344)處的+2dbu信號電平表示在到dsp(302)的輸入(361)處的-52dbu的電平(361)。
如從圖3b中表示低階通道dac輸出信號(344)的棒的頂部橫向穿到表示低階通道放大器輸出信號(354)的棒的頂部的水平虛線所示，低階通道放大器(306)被配置為提供單位增益，因此產生具有與輸入(344)的最大電平相等的最大電平的輸出信號(354)。從圖3b中也可以看出，高階通道放大器(305)被配置為提供+30db的增益。如前所述，單位增益放大器(306)具有寬帶-106dbu的未加權的自噪聲φlbuf(356)。高階通道放大器(305)產生30db的增益並具有寬帶-88dbu的未加權的自噪聲(355)。因此，如圖3b所示，高階通道放大器(305)將具有+2dbu最大電平的輸入信號(343)放大了+30db，以在高階通道放大器(305)的輸出(353)處產生+32dbu的最大電平，-88dbu的放大器的噪聲基底(355)是輸出信號(353)的噪聲基底(355)。
高階通道放大器(305)的輸出(353)經由串聯切換元件(315)饋入高階通道無源電阻元件re2(307)(在本發明的替代實施例中，在圖3a中未示出，串聯切換元件(315)可以跟隨電阻元件(307)，使得切換元件(315)在(307)和(335)之間連接)。串聯切換元件(315)由dsp(302)提供的控制信號(316)控制。低階通道放大器(306)的輸出(354)被直接饋入低階通道無源電阻元件re1(308)。當需要時，電阻元件(307)和(308)可以執行多個功能，包括信號衰減、噪聲管理、阻抗管理和頻率濾波。在圖3a和3b的例子中，電阻元件(307)和(308)具有低串聯電阻，並且在(335)和(336)處提供足夠低的輸出阻抗，以便在節點(360)處對信號(335)和(336)進行適當的相加。根據優選實施例，電阻元件re2(307)和re1(308)都表現出200歐姆的串聯電阻。在需要時，可以根據電路(300)的細節和外部設備(309)的要求將附加的頻率濾波(諸如高通濾波和/或低通濾波)加到高階通道電阻元件(307)和(308)。
如圖3b所示，根據優選實施例，低階通道電阻元件re1(308)產生-54db的衰減，提供200歐姆的串聯電阻，並提供dac(304)可能需要的頻率濾波。根據本發明的優選實施例，高階通道電阻元件re2(307)不呈現衰減，提供200歐姆的串聯電阻，並提供dac(303)可能需要的頻率濾波。在電阻元件(307)和(308)中可以採用其它串聯電阻值。較低的電阻將提供較低的總熱噪聲，但具有較高的電位損耗，這取決於目標阻抗(309)。較高的電阻將導致更高的總熱噪聲，但具有較低的電位損耗，這取決於目標阻抗(309)。
由電阻為r的電阻產生的熱(或詹森-奈奎斯特)噪聲電壓vn由下式給出
vn＝(4kbtfr)1/2(1.1)
其中kb是玻茲曼常數1.3806504×10-23(焦耳/開)，t是絕對溫度(開)，f是以hz為單位的頻率帶寬，r是以歐姆為單位的電阻值。假設溫度t為20攝氏度(293.15°k)，頻率帶寬為20,000hz，總串聯電阻r為200歐姆，總帶寬未加權噪聲(vn)約為245nvrms或約-130dbu，這是由下式.給出
dbu＝20log10(vn/0.7746)，0dbu＝0.7746vrms(1.2)
求和節點(360)是分別來自電阻元件(307)和(308)的輸出信號(335)和(336)的簡單的物理電連接。當在(353)和(354)處具有足夠高的源電流以及電阻元件(307)和(308)的足夠低的串聯電阻時，如下面將進一步描述的那樣，高階通道輸出(335)和低階通道輸出(336)的總和將與現實世界設備(309)適當地接口而同時保持低噪聲和高動態範圍。
當數字輸入信號電平(361)低於l＝18位時，經由控制線(316)的、在dsp(302)的控制下的高階通道切換元件(315)保持斷開(如圖3a所示)。當該開關(315)斷開時，它在高階通道電阻元件re2(307)的輸入端產生開路，從而導致電阻元件re2(307)的熱噪聲φhpu(337)沒有達到求和節點(360)。當高階通道切換元件(315)斷開時，輸入到求和節點(360)的唯一噪聲是由低階通道電阻元件re1(308)產生的熱噪聲(338)加上由諸如低階通道dac(304)和低階通道放大器(306)之類的現有電路元件產生的任何殘餘噪聲(356)。假設由低階通道dac(304)的噪聲φldac(346)和來自低階通道放大器(306)的噪聲φlbuf(356)的組合所產生的相加的寬帶噪聲為-106dbu並且假設由低階通道電阻元件re1(308)產生的衰減為-54db，則來自低階通道dac(304)和低階通道放大器(306)的組合噪聲被衰減到-160dbu，相對於來自低階通道電阻元件re1(308)的-130dbu的噪聲(338)(大致為200歐姆串聯電阻的熱噪聲)可以忽略。
高階通道放大器(305)產生+30db的增益，在+30db增益下的高階通道放大器(305)的自噪聲(355)為-88dbu。高階通道電阻元件re2(307)提供了一個非衰減的無源階通道，它表現出200歐姆的總串聯電阻(非衰減是指例如在無負載時測量時，在輸入端的+4dbu的信號將在輸出端保持+4dbu信號)。當低階通道輸出信號(336)上升並接近某一電平(根據本優選實施例為-52dbu)時，dsp(302)發送控制信號(316)，該控制信號引起高階通道串聯切換元件315)閉合(即，切換到與圖3a所示的位置相反的位置)。根據本發明的優選實施例，該開關閉合發生在dsp(302)開始向高階通道dac(303)發送高階通道編程信號之前。為了更好地預期切換(315)閉合的理想點，可以在dsp(302)中使用延遲和預見功能，即，輸入信號(361)可以在dsp(302)中稍微延遲例如幾毫秒的級別，而dsp(302)預先確定開關(315)閉合的最佳點，並且在預定的最佳點處啟動該閉合。
高階通道放大器(305)產生+30db的增益(很明顯，在圖3b中，相對於dac輸出信號(343)，放大器輸出信號(353)的高度增加了+30db)，具有-88dbu的未加權寬帶自噪聲(355)。高階通道放大器(305)之後是具有200歐姆總串聯電阻和-130dbu未加權寬帶自噪聲的電阻元件re2(307)。由於電阻元件re2(307)的自噪聲比由高階通道放大器(305)產生的噪聲(355)小得多，所以，在電阻元件re2(307)的輸出端(335)處的總寬帶未加權音頻通道噪聲φhpu(337)也大致為-88dbu。因為當求和節點(360)處的低階通道(336)節目電平接近或超過-52dbu時高階通道電路(303)和(305)用輸出節點(360)切換到電連接時高階通道放大器(305)輸出信號(353)被高階通道切換元件(315)切換到帶有求和節點(360)的電連接，所以，當高階通道電路(303)和(305)被切換到帶有輸出節點(360)的電連接時在低階通道節目電平(336)和高階通道噪聲電平φhpu(337)之間有至少30db的電平差(-88dbu和-52dbu之間的電平差)。30db的信噪比差異對通過合上開關(315)增加的-88dbu寬帶未加權高階通道噪聲電平(360b)提供了高度的心理聲學掩蔽，從而使得通常由高階通道元件(303)、(305)、(307)和(315)生成的噪聲φhpu(337)在心理聲學上是不可檢測的。這是本發明的重要方面。(應當注意，由於固有的困難，通常不嘗試從有源音頻節目提取目標基線噪聲測量。寬帶噪聲測量通常在沒有節目存在的情況下進行)。
當高階通道切換元件(315)斷開(如圖3a中描繪的(315)的狀態)時，進入求和節點(360)的總串聯電阻為200歐姆，即低階通道電阻元件re1(308)的固有串聯電阻。當高階通道切換元件(315)閉合(即，狀態與圖3a所示的狀態相反)時，低階通道電阻元件re1(308)和高階通道電阻元件re2(307)的並聯電阻產生在輸出節點(360)上為100歐姆的總電阻，即並聯連接時的re1(308)和re2(307)的總電阻。根據本發明的優選實施例，當高階通道切換元件(315)閉合時，dsp(302)調整其數字輸出電平(333)和(334)以補償由如下所述的總源電阻隨著固定目的地阻抗(309)的變化的比率而產生的求和輸出信號(365)的任何電平移動。dsp基於通過adc(320)、(325)和(330)接收的測量值來計算所需的補償量。
根據本發明，高階通道切換元件(315)應理解為代表用於從求和節點(360)中以消除或顯著降低由高階通道元件(303)、(305)和(307)產生的自噪聲的方式去除高階通道輸出信號(335)的、在dsp(302)控制下的任何方法或技術。在差分信號通道中，高階通道切換元件(315)可以是兩個分立的切換元件，每個差分信號的一個操作具有一個切換元件。根據替代實施例，高階通道放大器(305)可以採用可選擇的關閉、靜音或禁用(等)功能，其中放大器(305)的設計特徵本身允許對來自放大器(305)的輸出(353)信號和噪聲進行選擇性的(即，由dsp(302)控制的)去除。
如圖3a所示，在求和節點(360)、高電平放大器輸出(353)和低電平放大器輸出(344)處的信號電平在分別通過相關聯的串聯通道切換元件(321)、(326)和(331)切換到監測中時由模數轉換器(adc)(320)、(325)和(330)進行監測。每個adc器件(320)、(325)和(5330)向dsp(302)報告其模擬輸入電平。在根據本發明的信號(335)和(336)的無源求和中，由於高階通道電路(303)、(305)、(307)、低階通道電路(304)、(306)、(308)和外部裝置(309)的電阻之間的關係，通常會產生一定量的輸出電平損耗(307)，這來自於求和附加電阻的相互作用和源極/目的地電阻的比率。根據本發明的優選實施例，dsp(302)使用adc電平報告來控制輸出信號(333)和(334)的電平，以補償正常的無源電平損耗和輸出電平中的其它損失或變化。
圖3c示出了不使用到dsp(302)的所有的、在名義上的k＝32個輸入位的本發明的替代實施例。特別地，如圖3c所示，使用j＝30個輸入位。位3到18(即l＝16位)由dsp(302)向上移動ls＝7位，以將數字輸入信號(334)提供給低階通道dac(304)，位19至32(即h＝14位)由dsp(302)向下映射hs＝9位，以將數字輸入信號(333)提供給高階通道dac(303)。如dspout(302)的第一位和第二位的虛線所示，不使用第一位和第二位。使用的位數j＝30(在這種情況下等於l加h)的數目比k＝32少了2。如圖3c所示，在信號處理的模擬部分中的信號處理與前面對圖3b所做的描述相似。
如圖7所示，一旦圖3a的電路(300)和外部設備(309)的電源接通(705)時，dsp(302)將通過高階通道dac(303)和低階通道dac(304)發送(710)具有精確的已知幅度的穩態ac信號或穩態信號序列)，同時使切換元件(315)保持打開(這是在圖3中描繪的位置)。然後，dsp(302)將經由控制線(322)發送(715)控制信號以合上切換元件(321)，並且dsp(302)將使用adc來測量(717)輸出信號(365)的幅度(320)。一旦dsp(302)確定並內部保存了該第一測量的精確幅度，dsp(302)將經由控制線(316)發送(720)控制信號以合上切換元件(315)，從而改變在求和節點(360)看到的源阻抗。在切換元件(315)合上之後，dsp(302)將再次使用adc(320)測量(722)輸出信號(365)的振幅(722)。在第一次測量和第二次測量之間的幅度差(如果有的話)將被存儲(725)在dsp(302)存儲器中並用作校準因子，以在阻抗和電阻由於打開和閉合高電平切換元件(315)而偏移的過程中保持線性性能。如果改變了外部設備(309)，特別是如果改變了目的地(輸入)阻抗(309)，則應該重複該例行程序以確定新的校準因子。
根據優選實施例，adc(320)、(325)和(330)的內部阻抗足夠大，通過開關(321)、(315)和(331)將它們(320)、(325)和(330)切換到電路中會引起它們(320)、(325)和(330)正在測量的信號的最小振幅偏移。根據本發明，adc(320)、(325)和(330)的內部阻抗優選是由所述adc(320)、(325)和(330)監測的信號通道中的元件(303)/(305)/(307)和(304)/(306)/(308)的內部阻抗的至少十倍，更優選為至少二十倍，更優選為至少四十倍。
此外，根據本發明，adc(325)和adc(330)用於將測量的幅度與預期的幅度進行比較。特別地，dsp(302)可以經由控制線(327)和(328)發送控制信號以閉合高電平監視開關和低電平監視開關(326)和(331)，從而將adc(325)和(330)連接到高電平放大器和低電平放大器(305)和(306)的輸出。由adc(302)和(330)提供的測量幅度值與期望值之間的差異被dsp(302)使用，以收集校準/校正因子。測量通常是在通電後還沒有輸入節目時立即進行，但也可以在沒有輸入節目的任何足夠長的時間段內進行。切換元件(326)和(331)用於在不使用時將adc輸入從低電平電路通道和高電平電路通道完全去除，從而完全消除任何潛在有害的電氣問題。
根據本發明的三階通道的優選實施例
圖6a提供了根據本發明的優選實施例的、用於32位信號的三階通道電路(600)的示意圖，其提供增加的系統動態範圍和減小的基線(即，沒有輸入信號)自噪聲。如圖6b的信號電平圖所示，圖6a的電路將32位輸入信號(661)(對應於192db的信號範圍，對於根據優選實施例的音頻電路，將被指定為-160dbu至+32dbu的範圍)分成三個較小的字包或位包：低階通道包(605)和中間階通道包(606)和高階通道包(608)。
圖6a的電路(600)的輸入可以是單個數位訊號源(601)或多個數位訊號源(601)和(1690)、(691)等。將數位訊號源(601)或源(601)、(690)、(691)等饋入數位訊號處理器(dsp)(602)，數位訊號處理器(602)將輸入信號分成高階通道輸出(608)、中間階通道輸出(606)和低階通道輸出(605)，並將它們(608)、(606)和(605)分別引向高階通道dac(613)、中間階通道dac(611)和低階通道dac(610)。每個dac(613)、(611)和(610)的模擬輸出(5618)、(616)和(615)分別被發送到有源模擬放大器(623)、(621)和(620)。通常，集成電路dac輸出是差分的，但是本發明不限於差分信號通道，可以採用差分信號階通道或單端信號階通道。放大器(623)、(621)和(620)可以提供許多關鍵功能，包括但不限於電流-電壓轉換(iv轉換)、高頻和/或低頻濾波、直流伺服、電流緩衝/電流源、電壓增益和阻抗緩衝。在本發明中，這些放大器(623)、(621)和(620)的關鍵要求包括足夠低的噪聲、足夠低的輸出阻抗、足夠高的輸出電流和足夠高的輸出電壓，以適當地與無源模擬求和節點(651)對接，無源模擬求和節點(651)將低階通道信號、中間階通道信號和高階通道信號組合成能夠將典型的外部設備(660)驅動到足夠高的電平和足夠寬的帶寬而同時保持足夠低的噪聲和失真的單個模擬信號。專業音頻電路設計領域的技術人員通常會理解這樣的足夠的音頻規範。
雖然本發明可以應用於具有各種各樣的操作參數的電路和組件，但是作為第二優選實施例的示例目的，在這裡描述的是圖6a的電路(600)，它具有三個dac(610)、(611)和(613)，如圖6b的信號電平圖所示，每一個dac都可以接受24位輸入(605)、(606)和(608)，並且每一個dac都可以產生具有-112dbu的剩餘寬帶、未加權音頻頻譜噪聲基底(615a)、(616a)和(618a)的+8dbu的最大模擬電平，給每一個dac器件(610)、(611)和(613)提供120db的總的潛在可用的寬帶和未加權的動態範圍，即20位。因此，低於-112dbu的任何未映射的數字輸入電平(661)都不能在dac輸出(615)、(616)或(618)處被有效地解析，因為這種電平低於分別為-112dbu的dac(610)、(611)和613)殘留寬帶噪聲基底(615a)、(616a)和(618a)。因此，每個dac(610)、(611)和(613)被有效地限制為20位操作，特別是對應於從-112dbu到+8dbu的範圍的輸入位5-24。(然而，應當理解，儘管有時低於噪聲閾值的音頻節目信號可以被心理聲學感知，但是為了在本說明書中舉例的目的，假定所測量的寬帶、未加權的dac噪聲基底將是最低的可用的dac信號電平)。此外，放大器(620)和(621)提供具有-106dbu的剩餘單位增益音頻頻譜寬帶未加權噪聲基底(685a)和(686a)的+32dbu的最大模擬輸出電平(685)和(686)，放大器(623)提供具有-98dbu的殘餘+24db增益音頻頻譜寬帶未加權噪聲基底(688a)的+32dbu的最大模擬輸出電平(688)。低於-106dbu的任何模擬電平(615)和(616)無法由放大器裝置(620)和(621)有效地解決，而低於大約-98dbu的任何模擬電平(618)無法由放大器裝置(623)有效地解決，因為這些電平低於放大器(620)、(621)和(623)相應的剩餘寬帶未加權噪聲基底。
如圖6a和圖6b所示，dsp(602)將32位pcm輸入(661)分為低階通道dac輸入信號(3605)、中間階通道dac輸入信號(606)和高階通道dac輸入信號(608)。源(601)輸入位(661)1至17由dsp(602)映射到到低階通道dac(610)的輸入(605)的位6至22，源(601)輸入位(661)18至24由dsp(602)映射到到中間階通道dac(611)的輸入(606)的位18至24，而源(601)輸入位(661)25至32被映射到到高階通道dac(613)的輸入(608)的輸入位17至24。
映射過程要求dsp(602)在高階通道信號(608)、中間階通道信號(606)和低階通道信號(605)上執行數字式電平移動。通過dsp(602)將到低階通道dac(610)的輸入(605)數字式地電平移動了+54db，使得-160dbu的等效輸入電平(661)被映射到在低階通道dac輸入(334)處的-106dbu的電平，即，到低階通道dac(610)的輸入(605)的最低位被映射到恰好在dac(610)的噪聲基底(615a)之上。類似地，到中間階通道dac(611)的輸入(606)被數字式地電平移動了+24db，使得-16dbu的、到dsp(602)的輸入電平(661)被映射到在到中間階通道dac(611)的輸入端(606)處的+8dbu的dac信號電平。到高階通道dac(613)的輸入(608)被數字式地電平移動了-24db，使得+32dbu的到dsp(602)的輸入電平(661)被映射到在到高階通道dac(613)的輸入(608)處的+8dbu的dac信號電平。低階通道dac(610)接收從-160dbu到-58dbu的、表示在到dsp(602)的輸入(661)處的信號電平的17位信號(605)，即具有102db動態範圍的信號(605)。包括到中間階通道dac(611)的輸入(606)的7位信號表示在到dsp(602)的輸入(661)處的從-58dbu到-16dbu(即42db的動態範圍)的信號電平。包括到高階通道dac(613)的輸入(608)的8位信號表示在到dsp(602)的輸入(661)處的從-16dbu到+32dbu(即48db的動態範圍)的信號電平。
如圖6b所示，低階通道dac(610)位22的輸出(615)表現出-4dbu的最大電平和-112dbu的寬帶未加權噪聲基底(615a)。也如圖6b所示，中間階通道dac(611)位24的輸出(616)表現出+8dbu的最大電平和-112dbu的寬帶未加權噪聲本底(616a)。也如圖6b所示，高階通道dac(613)位24的輸出(618)表現出+8dbu的最大電平和-112dbu的寬帶未加權噪聲本底(618a)。
圖6d示出了dsp(602)以最大位數m'＝rm＝24和h'＝rh＝24將信號(606)和(608)分別傳送到中間階通道dac(611)和高階通道dac(613)的位映射的替代實施例(相對於圖6b)。圖6d是一個特例，其示出了一般性的事實，即多至dac(610)、(611)和(613)的最大輸入容量(在當前優選實施例中為24位)的任何數目的位可以從dsp(602)傳遞到低階通道dac(610)、中間階通道dac(611)和高階通道dac(613)。從dspout(602)的位1的底部到middacin(606)的位1的底部的第一根虛線以及從dspout(602)的位24的頂部到middacin(606)的位24的頂部的第二根虛線(其中第一根虛線平行於第二根虛線)表示dspout(602)的底部m'＝rm＝24位被傳送到中間階通道dac(611)。類似地，從dspout(602)的位9的底部到highdacin(608)的位1的底部的第三根虛線以及從dspout(602)的位32的頂部到highdacin(608)的位24的頂部的第四根虛線(其中第三根虛線平行於第四根虛線)表示dspout(602)的頂部h'＝rh＝24位被傳送到高階通道dac(613)。
如圖6b中從表示低階通道dac輸出信號(615)的棒的頂部到表示低階通道放大器輸出信號(685)的棒的頂部的水平虛線所示，低階通道放大器(620)被配置為提供單位增益，並因此產生具有與輸入(615)的最大電平(dbu)相等的最大電平(dbu)的輸出信號(685)。如前所述，單位增益放大器(620)具有-106dbu的寬帶未加權自噪聲(685a)。從圖6b中也可以看出，中間階通道放大器輸出(686)被配置為提供單位增益，並因此產生具有等於輸入(616)的最大電平(dbu)的輸出信號(686)。如前所述，單位增益放大器(621)具有-106dbu的寬帶未加權自噪聲。如圖6b中從代表高階通道dac輸出信號(618)的棒的頂部到代表高階通道放大器輸出信號(688)的棒的頂部的虛線所示，高階通道放大器(623)被配置為提供+24db的增益，因此產生具有比輸入(618)高24db的幅度的輸出信號(688)。如前所述，配置為有+24db增益的高階通道放大器(623)展示出-98dbu的寬帶未加權自噪聲(688a)。因此，如圖6b所示，高階通道放大器(623)將具有+8dbu的最大電平的輸入信號(618)放大了24db，以在高階通道放大器(623)的輸出(688)出產生+32dbu的最大電平，而-89dbu的放大器的噪聲基底是輸出信號(688)的噪聲基底(688a)。
高階通道放大器(623)的輸出(688)通過串聯切換元件(681)饋入高階通道無源電阻元件rf3(633)(在本發明的替代實施例中，串聯切換元件(681)在圖6a未示出，它可以在電阻元件30(633)之後，使得切換元件(681)在(633)和(643)之間連接)。串聯切換元件(681)由dsp(31602)提供的控制信號(682)控制。中間階通道放大器(621)的輸出(686)被直接饋入中間階通道無源電阻元件re2(631)。低階通道放大器(620)的輸出(685)被直接饋入低階通道無源電阻元件re1(630)。電阻元件可以執行許多功能，包括信號衰減、噪聲管理、阻抗管理和頻率濾波。在圖6a的示例中，高階通道電阻元件(633)提供低串聯電阻，在(643)處提供足夠低的輸出阻抗，以在節點(651)處對信號(643)、(641)和(640)適當求和並提供dac(613)可能需要的頻率濾波。也是在圖6a的例中，中間階通道電阻元件(631)提供低串聯電阻，在(641)處提供足夠低的輸出阻抗，以在節點(651)處對信號(643)、(641)和(640)適當求和，並提供dac(611)可能需要的頻率濾波。也是在圖6a的例中，低階通道電阻元件(630)提供低串聯電阻，在(640)處提供足夠低的輸出阻抗，以在節點(651)處對信號(643)、(641)和(640)適當求和，並提供dac(610)可能需要的頻率濾波。
如圖6a所示，根據優選實施例，高階通道電阻元件re3(633)是沒有串聯衰減的200歐姆電阻器。在圖6b中，該非衰減信號通道表示為從高階通道放大器輸出(688)的棒的頂部開始在高階通道電阻元件re3輸出(643)的棒的頂部結束的虛線水平線。如圖6a和圖6b所示，根據優選實施例，中間階通道電阻元件re2(631)表現出200歐姆串聯電阻，並提供-24db的串聯衰減。該串聯衰減在圖6b中表示為從中階通道放大器輸出(686)的棒的頂部開始到中階通道電阻元件re2輸出(641)的棒的頂部結束的虛線向下傾斜的對角線。如圖6a和圖6b所示，根據優選實施例，低階通道電阻元件re1(630)表現出200歐姆串聯電阻並提供-54db的串聯衰減。該串聯衰減在圖6b中表示為從低階通道放大器輸出(685)的棒的頂部開始到低階通道電阻元件re1輸出(640)的棒的頂部結束的虛線向下傾斜的對角線。因此，從我們早先的電阻熱噪聲分析和從圖6b可以看出，在電阻元件re2(641)和re1(640)之後的信號(640)、(641)和(650)的噪聲電平(640a)、(641a)、(650a)和(650b)都至少為-130dbu。
求和節點(651)是分別來自電阻元件(630)、(631)和(633)的輸出信號(640)、(641)和(643)的簡單物理電連接。通過在(685)、(686)和(688)處具有足夠高的源電流(通常每個通道不小於約10ma)和電阻元件(630)、(631)和(633)的足夠低的串聯電阻(對於我們的優選實施例，我們給出了每個串行通道是200歐姆)，在求和節點(651)處的高階通道輸出、中階通道輸出和低階通道輸出(640)、(641)和(643)的無源求和將適合與典型的現實世界外部設備(660)接口，這意味著當與典型的外部設備(660)耦合時，在(650)處的求和信號將保持高電平、高電流、高帶寬、低噪聲和低失真。
當數字輸入信號電平(661)低於25位時，通過控制線(682)使得在dsp(602)的控制下的高階通道切換元件(681)保持打開(如圖6a所示)。當該開關(681)打開時，其在到高階通道電阻元件re3(633)的輸入處產生開路，從而導致來自電阻元件re3(633)的、到達求和節點(651)的熱噪聲為零。當高階通道切換元件(681)斷開時，輸入到求和節點(651)的唯一噪聲是由低階通道電阻元件re1(630)和re2(631)產生的熱噪聲和由諸如低階通道dac(610)、低階通道放大器(620)、中間階通道dac(611)和中間階通道放大器(621)之類的現有電路元件產生的殘留噪聲。考慮到由低電平dac(610)和放大器(620)的組合產生的總的寬帶噪聲大約為-106dbu(685a)，並且假定由低階通道電阻元件re1(630)產生的衰減為-54db，則來自低電平dac(610)和放大器(620)的噪聲被re1(630)衰減到-160dbu，相對於由低階通道電阻元件re1(630)產生的-130dbu(640a)的熱噪聲可以忽略。假定由中間階通道dac(611)和中間階通道放大器(621)的組合產生的相加的寬帶噪聲大致為-106dbu(686a)，假定由中間階通道電阻元件re2(631)產生的衰減為-24db，來自中間階通道dac(611)、中間階通道放大器(621)和中間階通道電阻元件re2(631)的所有寬帶噪聲的總和大致為-130dbu(641a)。當低階通道輸出(640)和中間階通道輸出(641)在求和節點(651)合併時，低階通道電阻元件re1(630)的200歐姆串聯電阻與中間階通道電阻元件re2(631)的200歐姆電阻串聯，產生100歐姆的總串聯電阻，這可以進一步降低在求和節點(651)處測量的總熱噪聲(650b)。
高階通道放大器(623)產生+24db的增益，並且在+24db增益時的高階通道放大器(623)的自噪聲(688a)為-98dbu。高階通道電阻元件re3(633)是非衰減的無源階通道，其表現為200歐姆串聯電阻。當中間階通道輸出信號(641)上升到/接近某一電平(根據本優選實施例為-16dbu)時，dsp(602)發送控制信號(682)，該控制信號(682)使得高階通道串聯切換元件(681)閉合(即，切換到與圖6a所示的位置相反的位置)。根據本發明的優選實施例，該開關閉合發生在dsp(602)開始向高階通道dac(613)發送高階通道節目信號(608)之前。
高階通道放大器(623)產生+24db的增益(這很顯然，在圖6b中，相對於dac輸出信號(618)，放大器輸出信號(688)的高度增加了24db)，並且具有-98dbu的未加權寬帶自噪聲(688a)。高階通道放大器(23)之後是具有200歐姆的總串聯電阻和-130dbu的未加權寬帶自噪聲的電阻元件rf3(633)。由於電阻元件rf3(633)的自噪聲遠小於由高階通道放大器(623)和高階通道dac(613)產生的噪聲，所以，在電阻元件re3(633)的輸出(643)處的總的寬帶未加權音頻通道噪聲(643a)大致為-98dbu。因為當求和節點(651)處的中間階通道節目電平(641)為-16dbu或接近-16dbu時，高階通道放大器(623)輸出信號(688)被高階通道切換元件(681)切換到帶有求和節點(651)的電連接，所以，當高階通道(643)被切換到帶有輸出求和節點(651)的電連接時，在中間階通道節目電平(641)和高階通道噪聲電平(650c)之間存在大約80db的電平差(-98dbu和-16dbu之間的電平差)。這個大約為80db的信號噪聲差異為通過閉合開關(681)而增加的-98dbu寬帶未加權高階通道噪聲電平提供了非常高的程度的心理聲學掩蔽，從而使得由高階通道元件(613)、(623)、(681)和(633)產生的總噪聲(650c)在心理聲學上是通常不可檢測的。(還應當注意，由於固有的困難，通常不嘗試從有源音頻節目提取噪聲測量。通常在沒有信號的情況下進行寬帶噪聲測量。)
當高階通道切換元件(681)斷開(在圖6a中示出的(681)的狀態)時，到求和節點(651)的總串聯電阻為100歐姆，即並聯的低階通道和中間階通道電阻元件re1(630)和re2(631)的總串聯電阻。當高階通道切換元件(681)閉合(即，處於與圖6a所示的狀態相反的狀態)時，低階通道電阻元件re1(630)、中間階通道電阻元件re2(631)和高階通道電阻元件re3(633)在輸出節點(651)產生66.67歐姆的總串聯電阻，即並聯連接時re1(630)、re2(631)和re3(633)的總電阻。在高階通道切換元件(681)閉合時，根據本發明的優選實施例，dsp(602)根據需要調整其高階通道數輸出電平(605)、(606)和(608)，以補償由總電路電阻的變化產生的輸出信號(650)的任何電平偏移。如在別處所描述的那樣，dsp(602)根據通過adc(670)、(672)、(674)和(675)接收的先前的測量來計算所需的補償量。
根據本發明，高階通道切換元件(681)應理解為代表用於從求和節點(651)中以消除或顯著降低由高階通道元件(613)、(623)和(633)產生的自噪聲的方式去除高階通道輸出信號(643)的、在dsp(602)控制下的任何方法或技術。
在差分信號通道中，高階通道切換元件(681)可以是兩個分立的切換元件，每個差分信號的一個操作具有一個切換元件。(根據替代實施例，多於一個的dac通道可以採用用於從求和節點去除通道噪聲的串聯切換元件。)根據替代實施例，高階通道放大器(623)可以採用可選擇的關閉、靜音或禁用(等)功能，其中放大器(623)的設計特徵本身允許對來自放大器(623)的輸出(643)信號和噪聲進行選擇性的(即，由dsp(602)控制的)去除。在優選實施例中，由於其快速的切換速度、在電和物理上的安靜的操作以及從輸出求和節點(651)完全去除高階通道噪聲產生裝置(613)、(623)和(633)，將簧片繼電器用於切換元件(681)。
如圖6a所示，當分別通過相關的串聯通道切換元件(677)、(676)、(673)和(671)切換到監視中時，在求和節點(651)、高階通道放大器(688)、中間階通道放大器(686)和低階通道放大器(685)的輸出處的信號電平分別由模數轉換器(adc)(674)、(675)、(672)和(670)監視。每個adc器件(674)、(675)、(672)和(670)向dsp(602)報告其模擬輸入電平。
在圖8的流程圖中給出了用於dsp校準的adc監視的一個優選實施例。根據本發明的優選實施例，dsp(602)使用adc電平報告以通過校準輸出信號(688)、(686)、(685)和(650)的電平來適應電路變化。如果改變外部設備(660)，特別是如果(660)的目的地(輸入)阻抗改變，則在下面描述的並示於圖8中的校準例程應重複進行，以確定新的校準因子。根據優選實施例，adc20(674)、(675)、(672)和(670)的內部阻抗足夠大，將它們(674)、(675)、(672)和(670)通過切換元件(677)、(676)、(673)和(671)切換到電路中使得它們(674)、(675)、(672)和(670)正在測量的信號的幅度偏移最小。根據本發明，adc(674)、(675)、(672)和(670)的內部阻抗優選為是adc(674)、(675)、(672)和(670)正在監視的電路點的阻抗的至少十倍，更優選為至少二十倍，更優選為至少四十倍。
此外，根據本發明，adc(674)、(675)、(672)和(670)用於將測量的幅度與預期的幅度進行比較。特別地，dsp(602)可以閉合高電平監視開關和低電平監視開關(326)和(331)，從而將adc(674)、(675)、(672)和/或670連接到高電平放大器、中間電平放大器、低電平放大器(623)、(621)和(620)的輸出(688)、(686)、(685)以及求和的輸出節點(651)。由(674)、(675)、(672)和/或(670)提供的測量幅度值與dsp(602)存儲器中的期望值之間的差異被dsp(602)使用，以校準/校正因子。校準測量通常是在通電後還沒有輸入節目時立即進行，但也可以在沒有輸入節目(661)的任何足夠長的時間段內進行。當不使用時，切換元件(677)、(676)、(673)和(671)用於將adc輸入從其各自的電路通道中完全去除，從而完全消除任何潛在的有害電氣問題。
如圖6a所示，本發明的電路(600)不限於單個數位訊號源(601)，即，電路(600)可用於多個先前預處理的多階通道信號的d-a轉換(即，例如由美國專利us20140328501的例子所給出的那樣，為了改善動態範圍而已被預處理(分割)成兩個或更多個離散通道的任何連續信號)。為了清楚起見，附加的數位訊號輸入源(690)、(691)…(699)在這裡以多輸入並行拓撲表示，但是這樣的多階通道源也可以被配置在單個輸入串聯拓撲或混合串聯-並聯拓撲中，或數字數據轉換、傳輸和/或輸入的任何其它合適的方法或拓撲中。
現在將描述利用本發明的新穎結構的電平控制方法，其中dac裝置(620)、(621)和(623)的模擬輸出(685)、(686)和(688)的電平通過動態改變dsp多通道位移動映射特性來移動。
如上參照圖6a所述的那樣，dsp(602)將數位訊號(661)映射到多個dac裝置(610)、(20611)和(613)中。該映射以在輸出(650)處相對於輸入(661)實現固定(不可調整)的模擬電平範圍的方式完成。然而，根據該替代實施例，模擬輸出(650)的電平可以通過調節輸入位(661)的映射位置改變成更高或更低，如圖6a所示，這是通過經由信號通道(656)連接到dsp(602)的電平調整控制(655)進行的。電平調節控制(655)可以是對向dsp(602)提供信號(656)的dsp的任何方式的輸入控制或控制裝置，其中dsp(602)指示dsp(602)執行相應的電平調整。這種電平控制(655)或控制裝置(655)的一些示例包括但不限於灰度編碼的旋轉編碼器控制、正交旋轉編碼器控制、通過開關進行的上下控制或任何其它的對於數控制領域的技術人員而言已知的裝置。
如圖6b所示，32位的數字輸入信號(661)對應於導致-130dbu至+32dbu的可用輸出(650)電平範圍的、-160dbu至+32dbu的模擬電平範圍。低於-130dbu的交叉影線表示由於噪音而導致範圍不可用。相比之下，圖9示出了相對於數字輸入信號(661)而言將輸出(650')的最大電平降低了-6db的示例。(相對於圖6b的電平的變化水平用加了撇號的附圖標記表示)。為了清楚描述起見，在圖6b中所示的噪聲電平未在圖9中示出，因為它們的特性已在圖6b中充分描述了)。通過dsp(602)在到dac(610)、(611)和(613)的每一個輸入(605')、(606')和(608')處向下電平移動1位來實現輸出範圍的-6db減小。更具體地說，如圖9所示，為了實現在輸出(650')處的、相對於在圖6b中實現的輸出電平(650)的-6db的電平降低，源(601)輸入位(661)1至17由dsp(602)映射到到低階通道dac(610)的輸入(605')的輸入位5至21，源(601)輸入位(661)18至24由dsp(602)映射到到中間階通道dac(611)的輸入(606')的輸入位17至23，源(601)輸入位(661)25至32由dsp(602')映射到到高階通道dac(613)的輸入(608')的輸入位16到23。
因此，如圖9所示，為了獲得相對於在圖6b中實現的輸出電平(650)的-6db輸出(650')電平降低，dsp(602)執行數字電平移動，使得通過dsp(602)將到低階通道dac(610)的輸入(605')向上移位了4位，使得對應於32位dsp(602)中的-160dbu模擬電平的輸入信號(661)的位1被映射到在對應於24位低階通道dac輸出(615')的-112dbu電平的低階通道dac(610)的位5。到中間階通道dac(611)的輸入(606')由dsp(602')向下移位了1位，使得對應於32位dsp(602)中的-58dbu的模擬電平的輸入信號(661)的位18被映射到對應於在24位中間階通道dac(611)的輸出(616')處的-40dbu的模擬電平的中間階通道dac(611)的位17。高階通道dac(613)的輸入(608')由dsp(602')向下移位了9位，使得對應於32位dsp(602)中的+32dbu模擬電平的輸入信號(661)的位32被映射到對應於在高階通道dac(613)的輸出(618')處的+2dbu的模擬電平的高階通道dac(613)的位23。
因此，當低階通道位(605')、中間階通道位(606')和高階通道位(608')以上述說明的和在圖9中示出的方式移位時，dac輸出(615')、(616')和(618')的模擬電平相對於上面參考圖6b說明的dac輸出電平(615)、(616)和(618)低了-6db。此外，當低階通道位(605')、中間階通道位(606')和高階通道位(608')都以上述方式移位時，如圖9所示，放大器(620)、(621)和(623)的輸出電平(685')、(686')和(688')分別比在上文參照圖6b說明的放大器輸出電平(685)、(686)和(688)低6db。此外，當低階通道位(605')、中間階通道位(606')和高階通道位(608')以上述方式移位時，如圖9所示，電阻元件(630)、(631)和(633)的輸出電平(640')、(641')和(643')比在上文參照圖6b說明的電阻元件輸出電平(640)、(641)和(643)低6db。因此，在圖9中所示的低階通道輸出信號、中間階通道輸出信號和高階通道輸出信號(640')、(641')和(643')在所有的時間都比在圖6b中所示的低階通道輸出信號、中間階通道輸出信號和高階通道輸出信號(640)、(641)和(643)低-6db。圖9描述了本發明的一個實現了在輸出(650')處的相對於上面參考圖6b說明的輸出電平(650)的-6db的電平移動的實施例。因此，可以通過由dsp(602)實現的適當的數字電平移動來實現在模擬輸出(650)處的電平向下移動。類似地，也可以通過由dsp(602)實現的適當的數字電平移動來實現在模擬輸出(650)處的向上的相對電平移動。
為了清楚起見，上述電平移動通過整數階的位移動實現，導致電平偏移增加了6db。但是，更一般地，通過對非最高有效位進行位值操作，可以以小於6db的步階來實現由dsp實施的電平移動調整。如上所述，電平移動映射不限於數字寄存器內的整數寬度或位對齊移動，而是可以由乘法係數產生，其中乘法係數可以是在數位訊號處理的操作範圍內的任何值。要將電平變化在心理聲學上視為線性(即非階梯式)，就需要音頻電平變化的每一次的增量不得大於0.1db，即增量等於或小於電平移動中的「可注意到的差異」(見《introductiontothephysicsandpsychophysicsofmusic》，juanroederer，springerverlag，1978年，第81頁，將其通過引用併入本文)。
根據本發明的替代實施例，不是由dsp(602)實現電平控制，而是存在與每個dac相關聯的、用於電平控制的裝置。每個電平控制可以作為模擬電位器、可調電阻器或數字控制的模擬調平裝置或dsp(602)中的數字增益函數或dac裝置(610)、(611)和(613)它們自己中的增益控制來實現。
應理解，本發明的系統也可以應用於三個以上的通道。例如，圖6c示出了將k＝32位輸入信號分為從dspin的位1到10獲取的l＝10位低階通道信號、的示例性劃分，從dspin的位11到15獲取的m1＝5位的第一中間階通道信號、從dspin的位16到21獲取的m2＝6位的第二中間階通道信號、從dspin的位22至25獲取的m3＝4位的第三中間階通道信號以及從dspin的位26至32獲取的h＝7位高階通道信號。dsp數字式地將電平將l＝10位低階通道信號向上移動了5位，以提供lowdacin。應注意，rl＝24低階通道dac的位16至24未被使用。如mid1dacin的位1到19的虛線框所示，dsp將m1＝5位第一中間階通道信號向上移動了9位。如mid2dacin的位1至18的虛線框所示，dsp將m2＝6位第二中間階通道信號向上移動了3位。如mid3dacin的位1至20的虛線框所示，dsp將m3＝4位的第三中間階通道信號向下移動了1位。如highdacin的位1至17和位25至32的虛線框所示，dsp將h＝7位高階通道信號向下移動了hs＝8位。在本示例中，lowdacin、mid1dacin、mid2dacin、mid3dacin、mid4dacin和highdacin的輸入範圍為rl＝rm1＝rm2＝rm3＝rh＝24位。
如圖4所示，根據本發明的替代實施例，不是如圖1a、1b、2a、2b和3a所示使dsp(410)將要輸入的數位訊號分成位通道(111)和(112)或(203)、(204)和(205)或(333)和(334)，數位訊號處理器(dsp)(410)可以具有分別接收表示原始數位訊號(401)的一部分的數位訊號(402)、(403)和(404)的多個數字輸入(412)、(413)和(414)。儘管圖中示出了32位數字輸入信號(401)，但應當注意，輸入信號(401)可以由任何數目的位組成。原始輸入信號(401)被分成三個較小的部分輸入信號(402)、(403)和(404)，每一個饋入單獨的dsp(410)輸入(412)、(413)和(414)。部分信號(402)、(403)和(404)可以在通道之間具有一些數據重疊，如圖4所示，其中位11-12(420)由低階通道信號和中間階通道信號(402)和(403)共享，位22-23(421)由中間階通道信號和高階通道信號(403)共享，和(404)。或者，部分通道信號(402)、(403)和(404)可以是連續的，沒有位重疊。根據另一替代實施例，任何數目的部分階通道源可被封裝成單個串行數據流或任何其它方式的數字傳輸或輸入。在一個替代實施例中，處理將如圖3a所示，其中dsp(在本例中是(401)而不是(302))然後將多階通道輸入數據(402)、(403)和(404)列入饋入高電平dac(303)和低電平dac(304)的兩個輸出階通道。本發明提供任意多個多階通道輸入信號，以在每一通道饋入任何數目的多階通道dac、分成任意數目的位或子位係數乘法器。
在圖5所示的另一替代實施例(500)中，使用兩個音頻麥克風(510)和(511)。兩個麥克風(510)和(511)接觸寬動態範圍聲源(501)。麥克風(510)針對具有相對較低的聲壓電平(spl)的聲信號的性能進行了優化。麥克風(511)針對具有相對較高的spl聲信號的性能進行了優化。每個麥克風(510)和(511)分別饋入調節放大器(520)和(521)，每一個調理放大器(520)和(521)提供適當的增益、輸入和輸出阻抗以及在麥克風終端領域的技術人員熟悉的其它優選的性能特性，例如根據www.thatcorp.com/datashts/aes129_designing_mic_preamps.pdf中描述的方式和方法，將其通過引用併入本文。然後，將被適當調理的、來自調理放大器(521)和(520)的高階通道輸出和低階通道輸出(526)和(525)分別饋入模數轉換器(adc)(531)和(530)。然後，將每個adc(536)和(535)的輸出饋入合適的dsp(540)的輸入。圖5的系統(500)可以被應用於圖3a的系統(300)，在這種情況下，adc(531)和(530)的輸出(536)和(535)將是數位訊號源(301)和(340)，數字輸出(551)和(550)將分別是高階通道dac(303)和低階通道dac(304)的輸入(333)和(334)。
當然，圖4和圖5僅示出了本發明的多種可能應用中的兩個示例(400)和(500)，用於向多個dac饋入表示單個節目的多個數位訊號(與將單個原始信號饋入dsp相反，其中該dsp然後饋入多個多階通道dac)。例如可以使用任何數目的麥克風或任何其它的多個多階通道節目信號。
根據式(1.1)和(1.2)，如圖10中的(曲線)(1015)所示，熱噪聲vn隨著電路源電阻rs上升。因此，電阻元件(307)和(308)和(630)、(631)和(633)的電阻一定不能太大，否則信噪比將會受到影響。如圖10所示，當源極電阻rs增加時，輸出端的電壓降vd(1011)和(1012)增加，其中電壓降vd的量也取決於外部設備(309)和(660)的負載rl。因此，電阻元件(307)、(308)、(630)、(631)和(633)具有提供低的系統信噪比和電壓降的低電平電阻是有利的。因此，根據本發明，每個電阻元件的優選標準是具有在10歐姆和1000歐姆之間的電阻，更優選為具有在30歐姆和300歐姆之間的電阻。
因此，可以看出，在這裡提出的改進與前文所述的本發明的目的是一致的。雖然上述說明包含許多特定性，但這些不應被解釋為對本發明的範圍的限制，而是作為其優選實施例的示例。許多其它變化是在本發明的範圍內的。例如：本發明不限於32位輸入信號-可以使用具有任何位長度信號的輸入信號；在通道之間的位分配可以包括或可以不包括其重疊位或非數數的位電平(即，小於一個完整位)；中間階通道電路和高階通道電路的切入切出可以是很快或包括淡入淡出或抖動；數位訊號處理器可以是具有足夠的速度、帶寬、輸入/輸出能力和可編程特徵以執行必要處理的數字處理器(例如fpga等)的任何方式；儘管教導的是使用200歐姆的電阻元件，但是本發明可以被設計成使用適當的且適合於低噪聲、高性能無源求和的任何電阻；電阻元件可以產生在上述教導的特定值之外的衰減值(或非衰減值)，當被合適地設計為與電路的其它參數相適應時，本發明可以在寬範圍的衰減值上成功地發揮作用；本發明不限於2階通道和3階通道拓撲，根據本發明，可以採用任何數目的通道；高階通道(或更高階通道)串聯切換元件可以是用於從帶有求和節點的電路連接去除高階通道輸出信號的任何裝置，以消除或顯著減少由高階通道部件產生的自噪聲-可能的裝置包括但不限於：(1)通過電源、內部關斷或禁止引腳或其它方法選擇性性地切斷通道放大器；(2)通過適當的接地通道電阻使高階通道接地；(3)使用低噪聲cmos或fet或相關有源切換器件(儘管應注意fet和cmos器件可能具有固有的、比上面教導的更高的自噪音)；定時進行高階通道切換的方法可能涉及數字控制的信號延遲和預估技術；雖然這裡描述了通道切換閾值電平的具體示例，但是本發明不限於這些特定的切換電平，可以採用其它切換閾值電平和/或其它切換定時動力學(例如，即使輸出信號電平可能下降到閾值點之下，開關也可以在一段時間內保持閉合，其中開關在上面描述為在該閾值點從打開狀態改變為閉合狀態)；儘管本文描述了特定的模數轉換器校準過程，但是本發明不限於這種校準標準，並且可以遵循可針對各種設計變化進行優化的其它校準過程；如果需要，可以使用數控(即，dsp控制的)電阻來實現補償目標；可以從切換元件向上來實現高階通道電阻元件，以改善噪聲和/或開關性能；儘管根據離散項目(例如放大器、數模轉換器、電阻元件和切換元件等)對電路做了圖示和描述，但是多個離散元件可以集成到單個集成電路或其它的集成系統或模塊化系統；儘管本文描述了具有特定特性(例如，具有+32dbu的最大輸出和-106dbu的單位增益噪聲基底)的放大器，但本發明不限於具有這些特性的放大器，而是可以採用任何類型的低噪聲、單端的或差分式的音響專用放大器；高階通道切換元件可以位於電阻元件和輸出節點之間；雖然本文描述了具有特定特性的數模轉換器(dac)(例如，24位輸入，-112dbu噪聲，120db的可用動態範圍等)，但本發明不限於具有這些特性的dac，可以使用任何類型的音響專用dac；儘管在這裡為了解釋清楚起見而使用了單極的或無符號的dac拓撲，但本發明並不限於單極的或無符號樣式的dac，可以採用dac的任何拓撲，包括但不限於帶符號的、雙極或補碼dac拓撲；儘管在這裡描述了具有-6db的示例性系統電平移動，但本發明不限於任何特定的系統電平移動值，即可以利用在dsp的可編程範圍內的任何電平移動值；雖然為了清楚說明起見，以整數位(對應於6db模擬域電平移動)示出和描述了電平移動和/或映射示例，但本發明可以利用對應於非整數位的電平移動，並且這種電平移動可以通過與任何方便的或相關的係數相乘或通過對指數寄存器值的計算和/或編程來實現。一個或多個模數轉換器可以是在使用相關聯的繼電器的通路之間切換，使得例如單個模數轉換器可以在多個通道中使用；雖然是通過離散功能元件(例如dsp、dac、放大器、電阻元件等)說明了優選實施例，但功能元件可以集成到共有設備中，例如放大器功能可以集成到dac器件中，以使得dac器件可以具有具有足夠低的輸出阻抗、足夠高的輸出電流、足夠高的輸出增益能力、足夠強的頻率濾波特性等的輸出，即集成dac器件執行可能是相反而在外部放大器設備的域中的功能；或者，例如，dac器件可以集成到dsp器件中，或者具有適當的輸出電阻和/或衰減特性等的電阻元件可以被集成到集成dac和dsp器件等；雖然某些說明和權利要求使用了諸如「向上」或「向下」等方向式語言來說明數字電平移動或電平映射或位映射，但使用這種語言是為了說明清楚，可能或可能不代表在數量上的向上或向下的「方向」；以及其它情形。因此，旨在本發明的保護範圍不是由所示的實施例所確定的實施例或激發所示實施例的物理分析來確定，而是由所附權利要求書及其合法等效物確定。