基於模塊化多電平逆變器的動態電壓調節裝置及調節方法與流程

2023-12-12 23:19:47 1

本發明涉及一種動態電壓補償器，尤其是涉及一種基於模塊化多電平逆變器的動態電壓調節裝置及調節方法。

背景技術：

由於電網用電容量隨時變化，以及大量的非線性負載在生產中的應用，這些設備會向電力系統注入大量的高次諧波，還會引起電壓波動、電壓跌落和中斷等電能質量問題，配電變壓器的一次側電壓波動導致配電變壓器二次側電壓不穩定，從而影響用戶的用電質量。研究表明，電壓波動已成為影響許多用電設備正常、安全運行的電能質量問題之一。此外，人們越來越多的使用計算機、通信設備、plc等精密電子設備處理工作事物，這些負荷對系統的幹擾非常敏感，任何電能質量都可能影響這些負荷的正常運行，造成重大的經濟損失。因此，如何抑制電壓波動對電力用戶的幹擾、提高配電系統的動態電能質量，已成為擺在電力研究人員面前十分迫切的問題。

目前，動態電壓補償器(dynamicvoltagecompensator,dvc)是解決電壓跌落最有效的補償手段之一，而動態電壓補償器逆變單元的選擇直接影響dvc的補償效果。市場上的動態電壓補償器的逆變單元主要有如下幾種：

(1)兩電平變換器：拓撲結構簡單但其容量較小，電壓諧波特性差。

(2)多電平箝位式變換器：隨著電平數的增加，變換器所需的箝位元器件數量增加，直流側電壓中點電位易波動，控制算法也更複雜，在實際應用中受到限制。

(3)h橋級聯多電平變換器：避免了電容均壓問題，但隨著電壓等級升高，所需移相變壓器的副邊繞組增多，製造成本和難度增大，在功率變換場合需獨立直流電源，限制了其在某些領域的應用。

技術實現要素：

本發明的目的就是為了克服上述現有技術存在的缺陷而提供一種基於模塊化多電平逆變器(modularmultilevelconverter，mmc)的動態電壓調節裝置及調節方法，在補償過程中，dvc的控制系統計算出所需補償的電壓幅值和相位，然後通過模塊化多電平逆變器將儲能裝置的直流電能變換成交流電能，輸出相應大小和相位的電壓，以補償配電系統的電壓擾動對負荷的影響。mmc模塊化程度高，易拓展，開關損耗小且模塊數越多，輸出電壓波形的正弦程度越高。

本發明的目的可以通過以下技術方案來實現：

一種基於模塊化多電平逆變器的動態電壓調節裝置，包括相連接的主電路和dsp控制電路，所述的主電路串聯在電網與敏感負荷之間，包括相互並聯連接的儲能單元、mmc逆變單元和電容耦合單元，所述dsp控制電路包括dsp控制晶片以及分別與dsp控制晶片連接的電壓電流採樣電路、顯示輸入電路和保護電路。

所述的mmc逆變單元的單相拓撲結構中包含上下兩個橋臂，每個橋臂包含串聯的多個結構相同的子模塊和一個橋臂電抗器。

所述的子模塊由兩個帶有反並聯二極體的全控型器件構成的半橋再並聯一個電容組成。

所述的全控型器件包括igbt。

所述的電容耦合單元包括一個電容和一個電感。

一種如所述的基於模塊化多電平逆變器的動態電壓調節裝置的調節方法，包括：

(1)dsp控制電路實時採樣電網電壓，根據其與電網額定參考電壓的差額按照補償策略生成補償指令；

(2)對所述補償指令進行調製，輸出相應的補償電壓；

(3)對所述補償電壓依據跟蹤策略構成閉環反饋，跟蹤所述補償指令。

所述步驟(1)中，補償策略採用同相補償策略計算電壓補償量，生成補償指令。

所述步驟(2)中，mmc逆變單元根據補償指令，採用最近電平逼近的調製方式控制各子模塊的投入和切出。

所述步驟(3)中，跟蹤策略採用比例諧振控制方法，其傳遞函數為：

其中，ωc為截止頻率，kp為比例係數，kin為諧振係數，ωo為基波角頻率，n為需要調節的諧波次數。

與現有技術相比，本發明具有以下優點：

一、拓撲優勢：採用mmc型逆變拓撲，其模塊化程度高，易拓展，便於集成，冗餘設計簡單，子模塊的開關頻率與開關損耗小，且模塊數越多，輸出電壓波的正弦程度越高，子模塊在每相中的地位相同，開關器件選擇方便；具有公共的直流母線，能夠實現四象限運行，開關器件選用全控型器件，以便實現能量的雙向流動。

二、使用功率小：動態電壓補償器只補償了系統電壓升高或跌落的部分，而不是全部輸入電壓，因此其承擔的最大功率僅為系統功率的20％左右。

三、補償範圍廣：選用同相補償策略，輸出電壓的幅值最小，相應的dvc所需的容量最小，其控制方法簡單，可以最大化利用補償器的補償範圍，提高直流側儲能單元的利用率。

四、跟蹤性能好：在控制系統中採用比例諧振控制，可以實現零穩態誤差，同時具有很好的穩態裕度和暫態性能。

附圖說明

圖1為高性能動態電壓補償器主電路拓撲結構圖；

圖2為mmc單相拓撲結構示意圖；

圖3為同向補償策略向量圖；

圖4為最近電平逼近調製方式的調製原理示意圖；

圖5為比例諧振控制下的系統控制框圖；

其中，1為電網，2為電容耦合，3為mmc逆變單元，4為儲能單元，5為敏感負荷。

具體實施方式

下面結合附圖和具體實施例對本發明進行詳細說明。本實施例以本發明技術方案為前提進行實施，給出了詳細的實施方式和具體的操作過程，但本發明的保護範圍不限於下述的實施例。

1、系統組成

如圖1所示，本實施例提供一種基於模塊化多電平逆變器的動態電壓調節裝置，串聯在電網1與敏感負荷5之間，主要包括主電路和dsp控制電路，主電路包括儲能單元4、mmc逆變單元3和電容耦合單元2。儲能單元4為補償器提供能量，mmc逆變單元3通過控制開關器件的通斷輸出符合要求的電壓波形，電容耦合單元2連接電網和dvc，本實施例中，dvc為mmc逆變單元，電容耦合單元2將mmc逆變單元3產生的補償電壓udvr注入到系統中，抑制系統電壓usys波動對負荷的影響，保障敏感負荷uload的穩定。

dsp控制電路包括dsp控制晶片以及分別與dsp控制晶片連接的電壓電流採樣電路、顯示輸入電路和保護電路。電壓電流採樣電路主要是對電網電壓瞬時值檢測，為控制策略提供所需信息；保護電路主要是過壓、欠壓、過流等信號的檢測，用於保護高性能的可逆調節動態電壓補償器的功率器件；顯示輸入電路為外圍電路，用於顯示和參數設定。

mmc逆變單元3採用了模塊化多電平結構，mmc逆變單元3的單相拓撲結構如圖2所示。udc為直流母線電壓；o為直流側零電位點，單相模塊化多電平結構包含上下兩個橋臂，每個橋臂均由n個結構相同的子模塊sm和一個橋臂電抗器l1串聯而成；ip、in分別為上、下橋臂的電流值；iao為逆變單元的輸出電流，mmc通過控制子模塊的投入和切除得到所需要的輸出電壓uao。子模塊結構見圖2的右小圖，它由兩個igbt構成的半h橋和一個電容並聯而成，uc為子模塊電容電壓。

逆變器部分採用了模塊化多電平結構，這種拓撲結構具有多種優勢：(1)mmc的模塊化程度高，易拓展，便於集成，冗餘設計簡單。(2)子模塊在每相中的地位相同，開關器件選擇方便。(3)三相模塊化多電平變換器具有公共的直流母線，能夠實現四象限運行，開關器件選用全控型器件，以便實現能量的雙向流動。(4)mmc的輸出電壓諧波含量低，模塊數越多，輸出電壓波形的正弦程度越高，且開關損耗比較小。

2、工作原理

上述動態電壓補償裝置的調節工作原理如下：實時跟蹤電網的電壓，當電網電壓跌落時，利用合適的補償策略計算出所需的電壓補償量，而後控制mmc逆變單元3器件的導通和關斷，輸出相應的電壓波形。其電壓補償原理由圖1可得：

uload＝usys+udvr(1)

由式(1)可知，當輸入電壓usys降落δu時，mmc變換器通過耦合電容補償δu，從而維持負載側電壓不變，而當輸入電壓usys升高δu時，通過mmc變換器反相補償電壓δu，依然維持負載電壓的穩定。由此可知，該動態電壓調節器通過控制變換器，使能量在負載和電網之間循環流動，進而保持輸出電壓不變。且動態電壓補償器只補償了系統電壓升高或跌落的部分，而不是全部輸入電壓，因此其承擔的最大功率僅為系統功率的20％左右。

3、控制策略

(1)補償策略

補償策略的選取要考慮補償能力和補償效果兩方面，合適的補償策略能夠有效地提高補償器的補償性能。目前，補償器的補償策略主要有3種：完全補償、最小能量補償和同相補償。完全補償策略能夠補償電壓幅值和相位，但輸出電壓和功率不可控，因此在實際中應用較少。最小能量補償策略的直流電壓利用率最高，但輸出電壓幅值較大，易引起系統相位偏移，控制複雜。同相補償策略能夠補償電壓幅值但不能補償相位，控制方法簡單，系統電壓的頻率特性一般較為穩定，不會出現較大的波動，所以選用幅值補償能力強，實際應用廣泛的同相補償策略，其向量圖見圖3。

相量圖以電流相位為基準，i為負載電流，uload為波動前負載電壓，usys為跌落後電網電壓，udvr為補償器輸出的電壓，umax為補償器最大補償電壓值，θ為電網電壓的波動角度，ψ為跌落前的系統功率因數角。補償電壓與跌落後的電網電壓同相位，有效值大小為

udvr＝uload-usys(4)

由此可以看出，該方法僅將波動後電壓的幅值恢復至額定電壓，不改變電壓相位。與其他補償策略相比，同向補償輸出電壓的幅值最小，相應的dvc所需的容量最小。其控制方法最簡單，可以最大化利用補償器的補償範圍，提高直流側儲能單元的利用率。這種補償策略適用於對電壓幅值要求高而對相位不敏感的電網負荷。

(2)調製策略

mmc的調製策略就是如何通過控制子模塊的投入和切出使得輸出的交流電壓逼近調製波。模塊化多電平逆變器所採用的調製方式主要集中在以下兩大類：一類是基於載波的pwm調製方式，另一類是階梯波調製方式，包括空間矢量調製方式和最近電平逼近調製方式(nearestlevelmodulation，nlm)。而最近電平逼近調製方式適用於電平數比較多的場合。

本發明使用最近電平逼近方式。對於圖2，mmc的每相子模塊數為2n，即上下橋臂各有n個子模塊。每個子模塊的平均電壓約為udc/n。每相投入狀態的子模塊數為n個。該mmc能輸出的最大電平數為n+1。

根據公式推導，每相的交流側輸出電壓表達式為：

其中uan為下橋臂電壓，upa為上橋臂電壓，ua為交流側逆變輸出電壓。根據公式(5)可計算出mmc不同子模塊導通情況下的輸出電平。

mmc逆變單元採用最近電平逼近調製方式輸出相應的補償電壓，最近電平逼近調製方式的思路是，根據任意時刻調製波的幅值，採用四捨五入的方法選取與之最近的輸出電平，取其相應的各橋臂投入子模塊數。最近電平逼近調製方式的調製原理如圖4所示，最近電平逼近調製方式輸出電平與調製波幅值的誤差控制在±uc/2。可以看出，如果這n個子模塊由上下兩橋臂平均分攤，則輸出的電壓為0。隨著調製波的幅值從零開始升高，下橋臂投入子模塊數將會增加，上橋臂子模塊數則會相應減少，使得該相的輸出跟隨調製波的升高而升高。反之，當調製波幅值下降時，則上橋臂投入子模塊數目增加，下橋臂投入的子模塊數則減少。

令上橋臂投入子模塊數為nup，下橋臂投入子模塊數為ndown，則有：

nup＝n/2-round(us/uc)(6)

ndown＝n/2+round(us/uc)(7)

式中，round(x)為取與x最近的整數。

受子模塊數的限制，nup≥0，ndown≤n。若調製波us過大，則按照式(6)、(7)，會導出nup＜0，ndown＞n，此時只能取相應的邊界值，最近電平逼近調製方式已無法將輸出電壓與調製波電壓值差控制在±uc/2，這種情況稱最近電平逼近調製方式進入過調製。

(3)動態電壓跟蹤

實現dvc輸出電壓的準確跟蹤是dvc的一個重要技術，dvc既要有快速的動態響應又要保證穩定的電壓精度，還要能夠針對不同類型的負載甚至非線性負載的諧波電壓進行補償，這些都和dvc的控制器設計緊密相關。

本發明採用比例諧振控制(簡稱pr控制)方法。在特定某一頻率下，該控制器具有無限大的增益，因此可以實現零穩態誤差，同時具有很好的穩態裕度和暫態性能。將pr控制器用於dvc的控制系統中，可在兩相靜止坐標系下對電壓進行調節，簡化控制過程中的坐標變換，消除電流dq軸分量之間的耦合關係。此外，應用pr控制器，易於實現低次諧波補償，這些都有助於簡化控制系統的結構。

針對理想pr控制器帶寬較窄的問題，加入直流補償器的截止頻率ωc，考慮到研究對象單相dvc是由三相四線制系統等效而來，為了進一步拓寬pr控制器的頻帶，還需要採用多重pr控制器，其傳遞函數為：

其中，截止頻率ωc與系統的頻率帶寬成正比。比例係數kp影響系統的動態響應速度，基波諧振係數ki控制系統的穩態精度，ωo為基波角頻率。n為需要調節的諧波次數；kin為諧振係數。將改進的pr控制器用於dvc的動態電壓跟蹤控制系統中，得到系統的控制框圖如圖5所示，其控制方程為：

在設計諧振係數時，kin越大，控制器對基波的跟蹤效果和對n次諧波的響應速度和補償效果越好；但kin也不宜過大，否則各諧振控制器之間會相互影響。

與基於dq旋轉坐標系的pi控制相比，pr控制一方面可以實現對交流輸入的無靜差控制，同時具有很好的穩態裕度和暫態性能；另一方面可在兩相靜止坐標系下對電壓進行調節，簡化控制過程中的坐標變換。

以上詳細描述了本發明的較佳具體實施例。應當理解，本領域的普通技術人員無需創造性勞動就可以根據本發明的構思作出諸多修改和變化。因此，凡本技術領域中技術人員依本發明的構思在現有技術的基礎上通過邏輯分析、推理或者有限的實驗可以得到的技術方案，皆應在由權利要求書所確定的保護範圍內。