虛擬參數高壓側mosfet驅動器的製作方法
2023-10-18 19:17:14 3
專利名稱：虛擬參數高壓側mosfet驅動器的製作方法
技術領域：
本發明涉及電源領域。更具體而言，本發明涉及僅初級受控的準諧振轉換器。
背景技術：
多年來已經發展了若干種功率轉換器拓撲，其旨在改善功率轉換器的功率密度和切換效率。新的轉換器拓撲的新興焦點是提供用以減小或消除轉換器切換損耗同時增大切換頻率的手段。更低損耗和更高切換頻率意味著更高效的轉換器，更高效的轉換器可以減小轉換器部件的尺寸和重量。附加地，隨著諸如由脈衝寬度調製(PWM)操作的金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)開關的高速複合半導體開關的引入，最近的正激式(forward)和反激式(flyback)拓撲現在能夠在提高很多的切換頻率(諸如像高達
1.0MHz)操作。然而，切換頻率的增大會導致切換和部件應力相關損耗的相應增大，以及由於半導體開關在高電壓和/或高電流水平的快速切換的原因，導致增大的電磁幹擾(EMI)、噪聲和切換換向問題。此外，現代電子部件被預期在小空間中高效地執行多個功能，並且具有最小的不期望副作用。比如，提供相對高功率密度和高切換頻率的傳統電壓轉換器還應包括整齊有序的電路拓撲，提供輸出或"負載"電壓與輸入或"源"電壓的隔離，並且還提供可變的升壓或降壓電壓變換。在減小或消除切換損耗和減小EMI噪聲的努力中，"諧振"或"軟"切換技術的使用已經在本領域中被更多地採用。諧振切換技術應用到傳統功率轉換器拓撲提供了許多針對高密度和高頻率的許多優點從而減小或消除切換應力並且減小EMI。然而，提供對功率開關的控制所需要的複雜性以及與該複雜控制關聯的部件形成了在商業應用中的有限使用。在減小或消除切換損耗和減小高切換頻率造成的EMI噪聲的努力中，更多地採用"諧振"或"軟"切換技術。諧振切換技術通常包括與半導體開關串聯的電感器-電容器(LC)子電路，該電感器-電容器(LC)子電路在被啟用時在轉換器內形成諧振子電路。另外，在切換周期期間對諧振開關的控制周期計時以用各自跨過轉換器部件的特定電壓和電流條件來對應，這允許在零電壓和/或零電流條件下切換。零電壓切換(ZVS)和/或零電流切換(ZCS)固有地減小或消除許多頻率相關切換損耗。使用諧振切換技術已經形成了若干個功率轉換器拓撲，例如像是Telefus等人的美國專利5，694，304，題為"HighEfficiency Resonant Switching Converters" (Telefus),其通過引用結合於此；Henze等人的美國專利 5，057，986,題為"Zero Voltage Resonant Transition Switching PowerConverter" (Henze),其通過引用結合於此；Jitaru的美國專利5, 126, 931，題為"FixedFrequency Single Ended Forward Converter Switching at Zero Voltage" (Jitaru),其通過引用結合於此；以及Archer的美國專利5，177，675,題為"Zero Voltage, ZeroCurrent, Resonant Converter" (Archer),其通過引用結合於此。具體而言，Henze描述用於在諸如1.0MHz或更大的非常高切換頻率操作的單端DC-DC反激式拓撲。在Henze中，多個脈衝寬度調製(PWM)開關被用於實現零電壓諧振轉換開關。Jitaru特別描述了採用零電壓和/或零電流諧振技術的已知正激式和/或反激式轉換器拓撲的變型。Jitaru特別描述使用諧振切換技術來在恆定頻率操作的正激式轉換器拓撲。Archer描述在諧振反激式拓撲中的、使用與主變壓器的初級或次級繞組並聯插入的諧振變壓器組件的零電壓和零電流切換技術。這種諧振切換技術向傳統功率轉換器拓撲的應用，提供了針對高密度、高頻率轉換器的許多優點，諸如準正弦電流波形，轉換器的電子部件上減小的或消除的切換應力，減小的頻率依賴損耗，和/或減小的EMI。然而，在控制零電壓切換和/或零電流切換期間引起的能量損耗，以及在驅動和控制諧振裝置期間引起的損耗仍然成問題。比如，一些研究人員已經結合諧振轉換器電路實施有源箝位電路，從而在減小其許多副作用的同時實現高頻率切換的益處。參考例如上文通過引用而被結合的授予Telefus的美國專利。在Jansen等人的美國專利公布N0.2007-0263415 (Jansen)描述了已知為準諧振迴路電路的一種改善的切換類型功率轉換器，該專利公布全文通過引用結合於此。圖1示出簡化形式的具有準諧振迴路電路101的這種功率轉換器100。圖1的電路說明在準諧振反激式轉換器中的本發明的概念表示。功率轉換器100包括:具有初級和次級繞組的輸出變壓器103，初級開關105，輔助開關104，第一諧振電容器106，第二諧振電容器102，以及具有用於輔助開關104的驅動裝置的比較器109。轉換器還包括次級整流器裝置，其包括二極體107和存儲電容器108。在此示例性實施例中，初級開關105由初級控制模塊111控制。圖1中的電路包括DC電源112從而向功率轉換器的初級側提供電力。用於輔助開關104的比較器109和驅動器裝置被配置為使得當變壓器103的初級繞組兩端的電壓高於零時，輔助開關將被啟用或者導通。用於輔助開關104的比較器109和驅動器裝置進一步被配置使得當變壓器103的初級繞組兩端的電壓等於或低於零時，輔助開關將被禁用。因此，作為變壓器103的初級電感和第一諧振電容器106之間能量交換的結果，對於變壓器103的初級繞組兩端小於或等於零的電壓存在第一諧振頻率。公知的是，MOSFET開關包括必須被考慮的固有電容。為此，圖2更詳細示出圖1的功率轉換器100。輔助開關由MOSFET 220和固有本體二極體222表示，MOSFET 220具有的寄生電容被表示為柵極到源極Cissl 242，源極到漏極Cossl 228以及柵極到漏極Crssl240,並且固有本體二極體222由N阱與P襯底的結(或反之亦然)形成。初級開關由MOSFET 224及其固有本體二極體226表示，MOSFET 224的寄生電容表示為Ciss2 246，Coss2 248和Crss2 244。功率轉換器200還包括變壓器202，用於輔助開關220的驅動電路系統(包括三個二極體230、232、234以及驅動電容器236)，以及包括整流器二極體210和平滑電容器212的次級整流裝置。圖2的功率轉換器200包括準諧振迴路電路201。圖1中的第一諧振電容器102包括輔助開關220的寄生電容器Cossl 228和Crssl 240的組合。另外，寄生電容Crssl 240還看起來與第二諧振電容器238以及與初級開關242的電容器Coss2 248和電容器Crss2244串聯。圖3的第二諧振電容器106在圖2中由電容器C2 238表示。在大多數單端功率轉換器(諸如圖1和2的反激式轉換器)中，期望能夠保持重置電壓受限制，以使得對於功率轉換器的情形，諸如初級開關224的開關MOSFET兩端的電壓水平(Vdsl)保持在安全操作區域中。在此情形下，在初級開關224接通時間期間，變壓器202的初級繞組兩端的重置電壓(Vres)低於變壓器的初級繞組兩端的電壓(Vde)。為了實現初級開關224的零電壓切換，在最大重置電壓(Vres)的點的有效諧振電容中的能量(Ehigh)必須等於或大於就在初級MOSFET接通之前時有效諧振電容中的能量(Elow)。通常，當諧振電容器的操作頻率接近其自身的諧振頻率時，電容性值看起來將增大，從而造成高於物理電容器規定值的有效諧振電容。本領域普通技術人員將理解，當輔助開關220被啟用時，驅動電容器236與次級諧振電容器238並聯。結果，驅動電容器236和次級諧振電容器238的值必須成比例；即不應改變其中之一而不改變另一個，因為這樣做將改變諧振迴路201的總有效諧振電容。然而，更小值的電容器無法驅動更高值的電容器。結果，在諸如在輸出的功率處大於10瓦的高功率應用中，輔助開關220必須更大從而恰當地處理增大的電流流動。當開關220尺寸增大時，寄生電容Crssl和Cissl成比例地增大。結果，驅動電容器236必須為更高值。更高值的分立(discrete)電容器直接轉化為增大的尺寸和成本,這在小形狀因子(form factor)的產品中會是無法接受的。無論尺寸和成本如何，由於電容器的串聯等效電阻增大造成無法接受的效率減小的原因，增大所有值是毫無依據的。為此，需要一種具有準諧振迴路電路的功率轉換器電路，其中驅動輔助開關的電路獨立於輔助開關本身。
發明內容
本發明提供一種使用準諧振迴路電路的開關類型功率轉換器。初級開關和輔助開關選擇性地將能量存儲元件耦合到諧振迴路電路，由此改變諧振頻率。輔助開關由具有分離電源的獨立驅動器驅動，從而在使用物理上較小且成本有效的元件(包括電晶體)的同時實現與上文列出的現有技術相比更高功率的功率轉換。在本發明的第一方面，功率轉換器包括輸出變壓器，以及耦合到輸出變壓器的諧振迴路電路。在一些實施例中，諧振迴路包括:初級開關，用於選擇性地對第一能量存儲元件充電；與第一能量存儲元件並聯的第二能量存儲元件；輔助開關，用於選擇性地將第三能量存儲元件與第一能量存儲元件耦合；以及第一電源，用於提供向諧振迴路電路提供電力。比較器檢測跨過能量存儲元件中至少一個的電壓，並且驅動器基於比較器的輸出狀態驅動輔助開關。有利地，驅動器包括用於獨立於諧振迴路提供電力的第二電源。在操作中，驅動器從分離電源接收電力的事實使得驅動器能夠提取達到其所需量的電流，並且因此能夠驅動任何尺寸的輔助開關。驅動器的所添加的部件通常為電晶體，該電晶體是非常成本有效的並且具有小的形狀因子，從而能夠在小形狀因子設備中實現高功率輸出功率轉換器，能夠依賴驅動器的尺寸來對從行動電話到電動車輛的任何器件進行充電或者向其提供操作功率。在一些實施例中，第二電源為耦合到電力變壓器的繞組的整流器。上述能量存儲元件可以是下述中的任何一種:分立電感器、變壓器的電感、分立電容器或開關固有的寄生電容器。開關可以是M0SFET，或者對於更高功率應用是IGBT。優選地，比較器包括:電容器，用於從至少一個能量存儲元件接收電荷；第一二極體，用於檢測到預驅動器的電流；第二二極體，用於限制到該至少一個能量存儲元件的反向電流；以及第三二極體，用於限制到預驅動器的反向電流。在一些實施例中，預驅動器可以是MOSFET。驅動器可以是考慮到功率和效率需求而適合特定應用的任何已知或專用驅動器，諸如A類電路、AB類電路、B類電路、C類電路和D類電路。在本發明另一方面，一種功率轉換器包括:輸出變壓器；第一諧振電容器，耦合到變壓器從而與輸出變壓器的初級電感形成諧振電路；初級開關，用於選擇性地對第一諧振電容器充電；以及耦合到輸出變壓器的第二諧振電容器。輔助開關與所述變壓器的初級電感形成諧振電路，並且比較器確定第一諧振電容器上的電荷數量。為了有效地根據由第一諧振電容器上的電荷確定的比較器的輸出狀態而驅動任何尺寸的輔助開關，提供了一種驅動器，其中該驅動器包括獨立電源。在一些實施例中，比較器包括:電容器，用於從第一諧振電容器接收電荷；以及預驅動器，用於從電容器接收電荷並且驅動驅動器。各二極體可以用於引導電流到預驅動器以及離開諧振電容器。在一些實施例中，第一和第二諧振電容器可以包括分立部件電容器或者開關所固有的寄生電容器。優選地，功率轉換器使用切換周期，該切換周期包括第一諧振周期和第二諧振周期，其中第一諧振電容器中的能量通過第一和第二諧振周期基本上轉移到第二諧振電容器。通常，第一諧振周期包括比第二諧振周期高的頻率。在一些實施例中，比較器根據切換周期而選擇性地啟用驅動器，其中驅動器驅動輔助開關。
在所附權利要求書中闡述本發明的新穎特徵。然而出於解釋的目的，在下述各圖中闡述本發明的若干個實施例。圖1說明電源設備的現有技術功能框圖。圖2更詳細說明電源設備的現有技術功能框圖。圖3說明依據本發明的實施例的電源設備的示意圖。圖4更詳細說明依據本發明的實施例的電源設備的示意圖。圖5為用於顯著(substantial)負載的驅動信號的幅值與時間關係曲線圖。圖6為用於非顯著(insubstantial)負載的驅動信號的幅值與時間關係曲線圖。
具體實施例方式在下述說明書中，出於解釋目的而闡述了許多細節和可替換方案。然而，本領域普通技術人員將意識到，不使用這些特定細節也可以實踐本發明。在其它情形中，公知的結構和器件以框圖形式示出，從而不會由於不必要細節而模糊對本發明的描述。圖3示出根據本發明的實施例，具有準諧振迴路電路301的簡化功率轉換器300。圖1的電路說明具有改善的驅動裝置的準諧振反激式轉換器中本發明的概念表示。功率轉換器300包括具有初級和次級繞組的變壓器303，初級開關305，輔助開關304，第一諧振電容器306，第二諧振電容器302以及比較器309。比較器309控制驅動器電路310，該驅動器電路310驅動輔助開關304。在一些實施例中，比較器309和驅動器310分別由分離的DC電源312和313供電。驅動器310的電源312足夠強，即能夠傳遞足夠電流，從而使得驅動器310能夠驅動任何尺寸的輔助開關304。在此實施例中，驅動器310從比較器309解耦合，並且使用不同的電源。然而，比較器309和驅動器310可以使用相同的電源，因為驅動器310可以配置成提取驅動大開關所需量的功率。通過示例方式，每個電源312、313或其它可以是電力變壓器的繞組的整流輸出。轉換器300還包括輸出整流器，其包括二極體307和存儲電容器308。在此示例性實施例中，初級開關305由初級控制模塊311控制。舉例來講，控制模塊311為集成電路，諸如具有驅動裝置的處理器，所述驅動裝置能夠應用如下面的圖5和6所示的適當驅動信號。用於輔助開關304的比較器309和驅動器310被配置使得當變壓器303的初級繞組兩端的電壓高於零時，輔助開關304將為接通位置。用於輔助開關304的比較器309和驅動器310還被配置使得當變壓器303的初級繞組兩端的電壓等於或低於零時，輔助開關304被禁用。因此，作為變壓器303的初級電感和第一諧振電容器306之間的能量交換的結果，對於變壓器303的初級繞組兩端小於或等於零的電壓，存在第一諧振頻率。有利地，驅動器310可以是如所需一樣強大的驅動器件，因為它與比較器309獨立。在圖1的現有技術中，比較器109是唯一可用於驅動輔助開關104的驅動裝置，並且由於圖2中的驅動電容器236必須具有大於輔助開關220的寄生電容的值的事實，結果整個功率轉換器所能夠提供的功率量受到限制。本發明通過由獨立驅動310參數地或獨立地驅動輔助開關304而解決了該問題。輔助開關足夠大從而承載任何所需量的電流。初級開關305由獨立的驅動和控制電路311驅動。在一些實施例中，驅動和控制電路311產生在下文中更詳細描述的適當波形，從而在諧振迴路301中形成諧振。圖4示出根據本發明實施例的圖3的功率轉換器300的更詳細視圖。在一些實施例中，功率轉換器400包括功率級440。功率級440既用於向轉換器400提供操作DC電力，也用於提供將被轉換的電力。功率級400耦合到並且驅動判定級460。判定級460包括比較器409和驅動裝置410。比較器409包括電容器426，第一二極體Dl 431，第二二極體D2431和第三二極體D2 430。電容器426根據第一諧振電容器406上的電荷被充電。當電容器436中的電荷達到足夠級別從而正向偏置Dl 431時，第一二極體D1341開始導通。有利地，第二二極體D2 432被反向偏置，由此限制電流返回到諧振電容器406。電容器426開始對電晶體Q5 432充電。體二極體(bulkdiode)434也稱為固有二極體,被示為與電晶體Q5 432並聯。Q5 432的漏極耦合到驅動器裝置410。在此示例性實施例中，驅動器裝置包括推挽式A-B結構，該結構包括Q3 411和Q4 412，並且該驅動器裝置是雙極構造。驅動器410與比較器409共享DC電源，該DC電源經由與功率級440中的第一存儲電容器456並聯的第一整流二極體455被提供。因為驅動器410電耦合到電力變壓器450自己的獨立繞組453並且從其提取電流，它可以製成用以驅動任何尺寸的輔助開關404所需那樣強大。功率級440中的二極體455和存儲電容器456對由4繞組變壓器450的第三繞組453提供的AC電壓進行整流。然而，從此公開內容受益的普通技術人員將認識到，比較器409和驅動器410可以被分開供電，例如由分離的變壓器或者同一變壓器的獨立的繞組供電。Q5 433能夠充當預驅動器，其能夠驅動分離的更強大的驅動裝置410。結果，Q5 433不需要是能夠應對大電流的大電晶體。Q5 433可以被選擇為簡單且小的MOSFET。如上所述，驅動器410被表示為推挽式A-B電路。在可替換實施例中，驅動器裝置410為任何已知或專用的驅動裝置，其包括但不限於A類，B類，C類或D類(開關)驅動器。應注意，當實施用於形成諧振迴路401中的諧振頻率的驅動信號時，所選擇驅動器造成的相移應被考慮在內。來自輸出變壓器403的次級側的輸出被整流從而驅動負載410。在此示例性實施例中，二極體407和存儲電容器408用作簡單的整流器。然而，包括但不限於橋式整流器和DC電壓調節器的更複雜整流裝置可以用於紋波敏感應用。
驅動器410的輸出耦合到輔助開關404的柵極。因為輔助開關由能夠提供任何所需驅動電流的驅動器裝置410來參數地驅動，輔助開關404為所需要那麼大，從而承載適當電流而不需要改變電容器426的值。在一些實施例中，保護二極體480能夠防止過流條件。如上所述，因為電容器426不再驅動輔助開關404，而是驅動預驅動器開關433，諧振電容器406不需要增大值以使得電容器426和諧振電容器406之間的比例被維持，這是由於電容器426的值可以保持小並且仍然能夠驅動相對小的預驅動器Q5 433。與圖1和2的現有技術中的更高功率應用將需要的電容器值增大的成本相比，驅動器裝置410和預驅動器433中電晶體的附加的成本通常是無關緊要的。可能更為重要的是，驅動器410和預驅動器433導致小尺寸增大,而能夠應對更大功率的更大值的電容器導致無法接受的尺寸增大。諧振迴路電路401包括初級開關405，第一諧振電容器406，具有用作第二諧振電容器的寄生電容(未示出)的輔助開關404，以及輸出變壓器403的初級電感。輔助開關404能夠選擇性地將諧振電容器406與輸出變壓器403的初級繞組並聯耦合，由此選擇性地在第一和第二諧振頻率之間切換。對於變壓器403的初級繞組兩端高於零的電壓，輔助開關404處於接通位置，並且第二諧振電容器，即輔助開關404的柵極到漏極電容器，與第一諧振電容器406並聯連接。因此，作為變壓器的初級電感403和第一和第二諧振電容器之間的能量交換的結果，對於變壓器403的初級繞組兩端高於零的電壓，存在值低於第一諧振頻率的第二諧振頻率。如果需要，可以包括附加電感以作為與輸出變壓器403的初級繞組串聯的分立電感器403。通過添加與輸出變壓器403的初級繞組並聯的分立電感器403B，可以減小電感。在圖4的示例性實施例中，初級開關405和次級開關404被表示為MOSFET。然而，因為由於獨立於比較器409的參數驅動器410，本發明的此實施例不受到功率限制，所以在要求開關404和405承載大電流量的應用中，可以使用諸如隔離柵雙極電晶體(IGBT)的更高功率器件。圖5為對於非顯著(insubstantial)負載410的應用到圖4的初級開關405的柵極的驅動信號501以及從初級開關405的漏極到源極測量的電壓502的幅值與時間關係曲線圖500。對來自圖3的功率轉換器的單個切換周期的下述描述是基於在圖4的功率轉換器400的輸出處在最低負載410下的穩態連續波形。當在其它情形下操作時，本發明也提供類似益處，所述情形諸如但不限於，在功率轉換器400的輸出處在負載410下的操作，以及在功率轉換器的啟動期間。當來自圖4的功率轉換器在最低負載條件下操作時，其中最低負載為仍然引起諧振迴路中的諧振的最小負載，驅動信號的佔空比非常小。現在討論從初級開關405被切斷的時刻開始直至初級開關405再次被接通的時刻的功率轉換器的一個切換周期。當初級開關405被禁用並且諧振迴路為開路時，第一諧振電容器406兩端的電壓基本上等於由四繞組變壓器450的第三繞組453的整流輸出提供的電壓。作為輸出變壓器403的初級繞組的電感和第一諧振電容器406之間的諧振的結果，初級開關405兩端的電壓增大並且因此第一諧振電容器406和輸出變壓器403的初級繞組兩端的電壓減小。在第一諧振頻率的四分之一周期之後，初級開關405兩端的電壓基本上等於經整流的功率，並且因此第一諧振電容器406和輸出變壓器403的初級繞組兩端的電壓基本上為零。在此時刻，在第一諧振電容器406中最初存儲的能量的大部分現在存儲於輸出變壓器403的初級側的電感中。另外在此時刻，輔助開關404被用於輔助開關404的比較器409和驅動裝置410接通。由於輸出變壓器403的初級繞組的電感和並聯的第一和第二諧振電容器之間的第二諧振，初級開關405兩端的電壓進一步增大，並且因此第一諧振電容器406和輸出變壓器403的初級繞組兩端的電壓也增大。在第二諧振頻率的四分之一周期之後，輸出變壓器403的初級側的電感中存儲的能量大部分被傳送到第一和第二諧振電容器，但是與第一諧振電容器406兩端的最初開始電壓相比，極性相反且幅值更低。這種條件稱為重置條件。由於第一和第二諧振電容器與初級輸出變壓器403的初級側的電感之間的諧振，初級繞組兩端的電壓並且因此初級開關405兩端的電壓開始下降。在第二諧振頻率的四分之一周期之後，第一和第二諧振電容器中存儲的能量大部分被在再次存儲於輸出變壓器403的初級側的電感中。在該時刻，第一和第二諧振電容器以及輸出變壓器403的初級側兩端的電壓基本上為零。在該時刻，輔助開關404被比較器309和驅動器裝置410禁用。在輔助開關404被禁用之後，諧振基於輸出變壓器403的初級側的電感與第一諧振電容器406之間的最初第一諧振而繼續。在第一諧振頻率的四分之一周期之後，初級開關405兩端的電壓進一步下降，直至它基本上接近零。隨後，初級開關能夠處於基本上零電壓切換條件。由於檢測輸出變壓器403的初級繞組兩端的零電壓點的比較器409，輔助開關404也在基本上零電壓切換條件下切換，其中該零電壓點與輔助開關404兩端的零電壓基本上吻合。圖6為針對非顯著負載410的應用到圖4的初級開關405的柵極的驅動信號601以及從初級開關405的從漏極到源極測量的電壓602的時間與幅值關係曲線圖600。在此情形下，與上文所述最低負載條件相比，初級開關405被啟用更長的時間階段，以便在輸出變壓器403的初級側的電感中提供更大量的電流並且由此提供更多電荷。在初級開關405被禁用之後，初級開關305兩端的柵極電壓的上升按照與如上針對零負載條件所述的類似的方式發展。一旦初級開關305兩端的電壓如上所述達到重置條件，由於在初級開關405被啟用時更長的充電時間階段的原因，輸出變壓器403的初級側的電感中的附加能量通過輸出變壓器403的次級側放電，並且能夠被次級整流器二極體407和存儲電容器408整流並且最終到到負載410。在操作中，功率轉換器器件能夠利用反激式類型的益處，而不遭受通過使用如上所述諧振迴路電路的高頻率瞬變的不良影響。有利地，用於諧振迴路中的兩個開關元件其中之一的驅動器模塊獨立於比較器，其決定何時啟用開關元件以改變迴路的諧振頻率。因為驅動器元件是獨立的，並且能夠從其自己的電源(例如其自己的繞組以及多繞組變壓器上的整流器)得到功率，該驅動器元件可以製成為用以驅動任何尺寸的開關元件所需那麼強大。在一些實施例中，電容器和電感器形成諧振電路。可替換地，電容器與變壓器的線圈並聯形成並聯諧振電路。在所有這些類型的實施方式中，寄生電容有利地產生回到源的負電流。因此，對於系統通常引起問題的寄生電容作為電容器操作，該電容器與諧振迴路以及實際電容相結合來存儲和釋放能量。換言之，包括實際或有源部件以及寄生部件的所有部件是處於全諧振電路中。因此，該系統的部件(包括寄生部件)產生的能量的全部或大部分被傳遞到負載(典型地在低頻率模式中)或者回到源(在高頻率模式中)。具體而言，一些實施例的周期操作通過產生一系列阻尼正弦波形而實施準諧振存儲迴路。一些實施例進一步針對系統維持能量平衡，以使得高頻率周期的能量基本上相當於低頻率周期的能量。儘管已經參考許多特定細節描述了本發明，本領域普通技術人員將認識到，本發明可以在其它特定形式中實施而不背離本發明的精神。因而，本領域普通技術人員將理解，本發明不受到前述說明性細節的限制，而是由所附權利要求書來限定。
權利要求
1.一種功率轉換器，包括: a.輸出變壓器； b.耦合到所述輸出變壓器的諧振迴路電路，所述諧振迴路電路包括: 1.第一能量存儲元件； .初級開關，用於選擇性地對第一能量存儲元件充電； ii1.與所述第一能 量存儲元件並聯的第二能量存儲元件； iv.輔助開關，用於選擇性地將第三能量存儲元件與所述第一能量存儲元件耦合；以及 V.第一電源，用於向所述諧振迴路電路提供電力； C.比較器，用以檢測跨過所述能量存儲元件中至少一個的電壓；以及 d.驅動器，用以基於所述比較器的輸出狀態驅動所述輔助開關；其中所述驅動器包括第二電源，該第二電源用於獨立於所述諧振迴路提供電力。
2.根據權利要求1所述的電源設備，其中所述第二電源包括耦合到電力變壓器的繞組的整流器。
3.根據權利要求1所述的電源設備，其中所述輔助開關和所述第三能量存儲元件整體形成為一個電晶體。
4.根據權利要求1所述的電源設備，其中所述第一能量存儲元件包括所述輸出變壓器的初級繞組。
5.根據權利要求1所述的電源設備，其中所述第一能量存儲元件包括分立電感器。
6.根據權利要求1所述的電源設備，其中所述第一能量存儲元件包括電容器。
7.根據權利要求1所述的電源設備，其中所述第二能量存儲元件包括電容器。
8.根據權利要求1所述的電源設備，其中所述初級開關包括MOSFET。
9.根據權利要求1所述的電源設備，其中初級開關包括IGBT。
10.根據權利要求1所述的電源設備，其中所述輔助開關包括MOSFET。
11.根據權利要求1所述的電源設備，其中所述輔助開關包括IGBT。
12.根據權利要求1所述的設備，其中所述比較器包括: a.用於從至少一個能量存儲元件接收電荷的電容器；以及 b.用於選擇性地啟用所述驅動器的預驅動器。
13.根據權利要求14所述的電源設備，其中所述比較器還包括 a.第一二極體，用於向所述預驅動器引導電流； b.第二二極體，用於限制到所述至少一個能量存儲元件的反向電流；以及 c.第三二極體，用於限制到所述預驅動器的反向電流。
14.根據權利要求14的比較器，其中所述預驅動器包括MOSFET。
15.根據權利要求1所述的電源設備，其中所述驅動器包括以下任何一種:A類電路、AB類電路、B類電路、C類電路和D類電路。
16.—種功率轉換器,包括: a.輸出變壓器； b.第一諧振電容器，耦合到所述變壓器以與所述輸出變壓器的初級電感形成諧振電路；C.初級開關，用於選擇性地對所述第一諧振電容器充電； d.第二諧振電容器，耦合到所述輸出變壓器； e.輔助開關，與所述變壓器的所述初級電感形成諧振電路； f.比較器，用於確定在所述第一諧振電容器上的電荷數量；以及 g.驅動器，用於根據所述比較器的輸出狀態選擇性地啟用和禁用所述輔助開關，其中所述驅動器包括獨立電源。
17.根據 權利要求18所述的功率轉換器，其中所述比較器包括: a.電容器，用於從所述第一諧振電容器接收電荷；以及 b.預驅動器，用於從所述電容器接收電荷並且驅動所述驅動器；
18.根據權利要求18所述的比較器，還包括: a.第一二極體，用於從所述電容器向所述預驅動器引導電流； b.第二二極體，用於限制到所述至少一個能量存儲元件的反向電流；以及 c.第三二極體，用於限制到所述預驅動器的反向電流。
19.根據權利要求18所述的功率轉換器，其中所述第一諧振電容器和所述第二諧振電容器包括寄生電容器。
20.根據權利要求18所述的功率轉換器，還包括: a.切換周期，所述切換周期包括: 1.第一諧振周期，以及 .第二諧振周期，其中所述第一諧振電容器中的能量通過所述第一諧振周期和所述第二諧振周期基本上轉移到所述第二諧振電容器。
21.根據權利要求22所述的功率轉換器，其中所述第一諧振周期包括比第二諧振周期更高的頻率。
22.根據權利要求18所述的功率轉換器，其中所述初級開關包括MOSFET。
23.根據權利要求18所述的功率轉換器，其中所述初級開關包括IGBT。
24.根據權利要求18所述的功率轉換器，其中所述輔助開關包括MOSFET。
25.根據權利要求18所述的功率轉換器，其中所述輔助開關包括IGBT。
26.—種功率轉換器,包括: a.變壓器； b.初級開關； c.第一諧振電容器，耦合到所述變壓器從而與所述變壓器的初級電感形成諧振電路； d.第二諧振電容器，通過輔助開關耦合到所述變壓器從而與所述變壓器的所述初級電感形成諧振電路；以及 e.比較器，其中所述比較器根據切換周期選擇性地啟用驅動器，其中所述驅動器驅動所述輔助開關。
27.根據權利要求28所述的功率轉換器，其中所述切換周期包括: a.第一諧振周期，以及 b.第二諧振周期，其中所述第一諧振電容器中的能量通過所述第一諧振周期和所述第二諧振周期基本上轉移到所述第二諧振電容器。
28.根據權利要求28所述的功率轉換器，其中所述比較器包括:a.電容器，用於從所述第一諧振電容器接收電荷；以及b.預驅動器，用於從所述電容器接收電荷並且驅動所述驅動器；
29.根據權利要求30所述的比較器，還包括:a.第一二極體，用於從所述電容器向所述預驅動器引導電流；b.第二二極體，用於限制到所述至少一個能量存儲元件的反向電流；以及c.第三二極體，用於限制到所述預驅 動器的反向電流。
30.根據權利要求28所述的功率轉換器，其中所述初級開關包括MOSFET。
31.根據權利要求28所述的功率轉換器，其中所述初級開關包括IGBT。
32.根據權利要求28所述的功率轉換器，其中所述輔助開關包括MOSFET。
33.根據權利要求28所述的功率轉換器，其中所述輔助開關包括IGBT。
全文摘要
本發明提供了一種供電設備和調節方法。轉換器電路包括初級開關元件和輔助開關元件。輔助開關元件用於傳送反射電壓信號。變壓器包括初級和次級，初級與轉換器電路耦合。轉換器電路包括初級開關和輔助開關，用於選擇性地確定諧振頻率。輔助開關由具有獨立電源的驅動器啟用，從而允許如所需的那麼強的驅動器來驅動大的輔助開關。
文檔編號H02M3/335GK103201939SQ201180053957
公開日2013年7月10日 申請日期2011年11月8日 優先權日2010年11月9日
發明者M·塔萊弗斯, B·沙菲波爾 申請人:弗萊克斯電子有限責任公司