電路裝置、振蕩器、電子設備以及移動體的製作方法
2023-10-08 23:51:49 4
本發明涉及電路裝置、振蕩器、電子設備以及移動體等。
背景技術：
以往，已知有被稱作tcxo(temperaturecompensatedcrystaloscillator)的溫度補償型振蕩器。該tcxo例如被用作便攜通信終端、gps相關設備、可穿戴設備或者車載設備等中的基準信號源等。
該tcxo有作為模擬方式的溫度補償型振蕩器的atcxo和作為數字方式的溫度補償型振蕩器的dtcxo。作為atcxo的現有技術，已知有專利文獻1中公開的技術。作為dtcxo的現有技術，已知有專利文獻2中公開的技術。
專利文獻1：日本特開2012-199631號公報
專利文獻2：日本特開昭64-82809號公報
dtcxo等數字方式的振蕩器與atcxo等模擬方式的振蕩器相比，在低功耗化等中存在有利的一面。例如在atcxo中，導致在該電路裝置的模擬電路中流過許多的消耗電流。尤其在atcxo中，在為了提高頻率精度，而想要增加作為模擬電路的溫度補償電路(近似函數產生電路)中的近似函數的次數，或者增加模擬電路的電晶體中流過的電流而降低噪聲時，導致功耗大幅增加。因此，存在很難同時實現頻率精度的提高和低功耗化這樣的課題。
技術實現要素：
根據本發明的若干方式，能夠提供可同時實現頻率精度的提高和低功耗化的電路裝置、振蕩器、電子設備以及移動體等。
本發明的一個方式涉及電路裝置，其特徵在於，該電路裝置具有：a/d轉換部，其對來自溫度傳感器部的溫度檢測電壓進行a/d轉換，輸出溫度檢測數據；處理部，其根據所述溫度檢測數據進行振蕩頻率的溫度補償處理，輸出所述振蕩頻率的頻率控制數據；以及振蕩信號生成電路，其使用來自所述處理部的所述頻率控制數據和振子，生成根據所述頻率控制數據設定的所述振蕩頻率的振蕩信號，所述振蕩信號生成電路具有：d/a轉換部，其對來自所述處理部的所述頻率控制數據進行d/a轉換；以及振蕩電路，其使用所述d/a轉換部的輸出電壓和所述振子，生成所述振蕩信號，所述d/a轉換部具有：調製電路，其從所述處理部接收i＝(n+m)比特的所述頻率控制數據，並根據所述頻率控制數據的m比特的數據調製所述頻率控制數據的n比特的數據；d/a轉換器，其對調製後的所述n比特的數據進行d/a轉換；以及濾波電路，其使所述d/a轉換器的輸出電壓平滑。
根據本發明的一個方式，僅通過在d/a轉換部中設置調製電路和濾波電路，就能夠使用例如n比特的解析度的d/a轉換器，實現i＝(n+m)比特這樣高的解析度的d/a轉換部63。並且，通過像這樣提高對頻率控制數據進行d/a轉換的d/a轉換部的解析度，能夠實現根據該頻率控制數據生成的振蕩信號的頻率精度的高精度化。此外，由於設置這樣的調製電路、濾波電路而引起的功耗的增加不會那麼大。另外，從處理部對d/a轉換部供給例如i比特的頻率控制數據也不會那麼困難。因此，根據本發明的一個方式，能夠提供可同時實現頻率精度的提高和低功耗化的電路裝置等。
另外，在本發明的一個方式中，可以是，在設所述d/a轉換部的採樣頻率為fs，設所述d/a轉換部的1次d/a轉換所引起的所述振蕩頻率的變化為δf的情況下，δf/fs＜1/106。
在本發明的一個方式中，d/a轉換部的採樣頻率fs和d/a轉換部的1次d/a轉換所引起的振蕩頻率的變化δf滿足δf/fs＜1/106。由此，能夠抑制因頻率控制數據的變動所引起的寄生而導致c/n特性惡化。
另外，在本發明的一個方式中，可以是，在fs≥1khz的情況下，δf/fs<1/106，在fs<1khz的情況下，δf<1mhz。
由此，為了抑制c/n特性的惡化，能夠使用與fs對應的適當的條件等。
另外，在本發明的一個方式中，可以是，在設所述d/a轉換部的採樣頻率為fs，設所述d/a轉換部的1次d/a轉換所引起的所述振蕩頻率的變化為δf的情況下，當fs＜1khz時，δf＜1mhz。
在本發明的一個方式中，d/a轉換部的採樣頻率fs和d/a轉換部的1次d/a轉換所引起的振蕩頻率的變化δf在fs＜1khz的情況下滿足δf＜1mhz。由此，能夠抑制因頻率控制數據的變動所引起的寄生而導致c/n特性惡化。
另外，在本發明的一個方式中，所述振子可以是石英振子。
由此，能夠使用石英振子作為振子。
另外，在本發明的一個方式中，可以是，所述石英振子是at切振子、sc切振子或者saw(surfaceacousticwave：聲表面波)諧振器。
由此，作為石英振子，能夠利用特性不同的多個振子(諧振器)中的至少1個。
另外，在本發明的一個方式中，可以是，在溫度從第1溫度變化成第2溫度的情況下，所述處理部輸出以k×lsb為單位從與所述第1溫度對應的第1數據變化到與所述第2溫度對應的第2數據的所述頻率控制數據，其中k≥1。
由此，在溫度從第1溫度變化為第2溫度的情況下，也從處理部對d/a轉換部輸入以k×lsb為單位變化的頻率控制數據。因此，在從第1溫度變化為第2溫度時，能夠有效地抑制如下的情況：d/a轉換部的輸出電壓發生大幅的電壓變化，從而發生因該電壓變化所引起的不良情況。
另外，在本發明的一個方式中，可以是，所述處理部對作為上次的所述溫度補償處理的運算結果數據的所述第1數據與作為本次的所述溫度補償處理的所述運算結果數據的所述第2數據進行比較，在所述第2數據大於所述第1數據的情況下，進行對所述第1數據加上規定值的處理直到相加結果數據達到所述第2數據為止，並且輸出所述相加結果數據作為所述頻率控制數據，在所述第2數據小於所述第1數據的情況下，進行從所述第1數據中減去規定值的處理直到相減結果數據達到所述第2數據為止，並且輸出所述相減結果數據作為所述頻率控制數據。
由此，通過進行對第1數據加上規定值的處理、或者從第1數據減去規定值的處理，能夠使頻率控制數據以k×lsb為單位變化。
另外，在本發明的一個方式中，可以是，所述處理部具有：運算部，其根據所述溫度檢測數據進行所述振蕩頻率的所述溫度補償處理的運算，輸出所述溫度補償處理的所述運算結果數據；以及輸出部，其接受來自所述運算部的所述運算結果數據，輸出所述頻率控制數據，在所述運算結果數據從與所述第1溫度對應的所述第1數據變化成與所述第2溫度對應的所述第2數據的情況下，所述輸出部輸出以k×lsb為單位從所述第1數據變化到所述第2數據的所述頻率控制數據。
由此，通過運算部中的運算處理，實現了振蕩頻率的溫度補償處理。並且，在來自該運算部的運算結果數據從第1數據變化為第2數據的情況下，輸出部輸出以k×lsb為單位從第1數據變化為第2數據的頻率控制數據。由此，在溫度從第1溫度變化成第2溫度的情況下，能夠從處理部輸出以k×lsb為單位從與第1溫度對應的第1數據變化到與第2溫度對應的第2數據的頻率控制數據。
另外，在本發明的一個方式中，可以是，所述處理部以比來自所述a/d轉換部的所述溫度檢測數據的輸出速率快的輸出速率輸出所述頻率控制數據。
由此，例如在a/d轉換部的a/d轉換期間內，能夠使頻率控制數據以k×lsb為單位依次變化。
另外，在本發明的一個方式中，可以是，在設所述d/a轉換中的數據的最小解析度為lsb的情況下，所述d/a轉換部輸出按照與k×lsb對應的電壓步幅變化的所述輸出電壓，其中k≥1。
由此，d/a轉換部的輸出電壓的變化被限制為與k×lsb對應的電壓步幅，因此，能夠抑制因該輸出電壓發生大幅的電壓變化所導致的不良情況的發生等。
另外，在本發明的一個方式中，可以是k＝1。
由此，能夠使d/a轉換部的輸出電壓以與1lsb對應的電壓步幅變化。
此外，本發明的另一個方式涉及振蕩器，該振蕩器具有上述任意的電路裝置和所述振子。
此外，本發明的另一個方式涉及電子設備，該電子設備具有上述任意的電路裝置。
此外，本發明的另一個方式涉及移動體，該移動體具有上述任意的電路裝置。
附圖說明
圖1是頻率精度和晶片尺寸的關係圖。
圖2是示出atcxo的頻率漂移的圖。
圖3是示出現有的dtcxo的頻率漂移的圖。
圖4是本實施方式的電路裝置的基本結構例。
圖5是本實施方式的電路裝置的詳細結構例。
圖6是示出振子的溫度特性及其偏差的例子的圖。
圖7是本實施方式的溫度補償處理的說明圖。
圖8是由於頻率漂移而產生的通信錯誤的說明圖。
圖9是從第1溫度變化成第2溫度時的頻率控制電壓的變化的說明圖。
圖10是從第1溫度變化成第2溫度時的頻率控制電壓的變化的說明圖。
圖11是本實施方式的方法的說明圖。
圖12是本實施方式的方法的說明圖。
圖13是本實施方式的方法的說明圖。
圖14是關於跳頻的說明圖。
圖15是採用本實施方式的方法時頻率漂移的改善的說明圖。
圖16是振子的c/n特性與使c/n特性惡化的寄生的關係的說明圖。
圖17是示出與δf和fs對應的寄生的特性例的圖。
圖18是示出不使c/n特性惡化的δf和fs的設定例的圖。
圖19是使δf和fs的設定按照時間序列變化的方法的說明圖。
圖20是處理部的詳細結構例。
圖21是使頻率控制數據以k×lsb為單位變化的方法的說明圖。
圖22是使頻率控制數據以k×lsb為單位變化的方法的說明圖。
圖23是d/a轉換部的詳細結構例。
圖24是d/a轉換部的更詳細結構例。
圖25是pwm調製的說明圖。
圖26是pwm調製的說明圖。
圖27是pwm調製的說明圖。
圖28是溫度傳感器部的詳細結構例。
圖29是溫度傳感器部的詳細結構例。
圖30是溫度傳感器部的說明圖。
圖31是振蕩電路的詳細結構例。
圖32是本實施方式的變形例的說明圖。
圖33是本實施方式的變形例的說明圖。
圖34是本實施方式的變形例的說明圖。
圖35是示出變形例中的頻率漂移的圖。
圖36是示出變形例中的頻率漂移的圖。
圖37是示出變形例中的頻率漂移的圖。
圖38是a/d轉換部的詳細結構例。
圖39是振蕩器的結構例。
圖40是電子設備的結構例。
圖41是移動體的結構例。
標號說明
xtal…振子；daca～dacf…d/a轉換器；
opa～opd、ops…運算放大器；cx1～cx3…電容器；
vtd…溫度檢測電壓；dtd…溫度檢測數據；dds…頻率控制數據；
vq…輸出電壓(頻率控制電壓)；ssc…振蕩信號；
t1…第1溫度；t2…第2溫度；dtd1…第1溫度檢測數據；dtd2…第2溫度檢測數據；
vc1…第1控制電壓；vc2…第2控制電壓；vdf…差分電壓；va…電壓幅度；
tad、tdac…期間；tp…規定期間；fd…允許頻率漂移；
fr…頻率可變範圍；vfs…滿量程電壓；
dat1…第1數據；dat2…第2數據；
10…溫度傳感器部；20…a/d轉換部；22…邏輯部；23…處理部；
24…寄存器部；26…模擬部；27…比較部；
28…溫度傳感器部用放大器；50…處理部；52…控制部；53…判定部；
54、55…比較部；58…乘法器；59…加法器；60…運算部；
61、62…類型轉換部；63…多路復用器；64…運算器；
65…多路復用器；66、67…工作寄存器；68…類型轉換部；
69…工作寄存器；70…輸出部；71…多路復用器；
72…輸出寄存器；73…lsb加法器；74…lsb減算器；
80…d/a轉換部；90…調製電路；100…d/a轉換器；
104、106…解碼器；120…濾波電路；130…濾波電路；
140…振蕩信號生成電路；150…振蕩電路；160…緩存電路；
180…存儲器部；190…rom；206…汽車；207…車體；
208…控制裝置；209…車輪；400…振蕩器；410…封裝；
420…振子；500…電路裝置；510…通信部；520…處理部；
530…操作部；540…顯示部；550…存儲部。
具體實施方式
以下，詳細說明本發明的優選實施方式。另外，以下說明的本實施方式並非不當地限定權利要求書所述的本發明的內容，在本實施方式中說明的全部結構並非必須是本發明的解決手段。
1.頻率漂移
在作為溫度補償型振蕩器的tcxo中，要求頻率精度的提高和低功耗化。在例如內置gps的鐘表或脈搏等活體信息的測定設備等可穿戴設備中，需要延長基於電池的動作持續時間。因此，要求作為基準信號源的tcxo在確保頻率精度的同時功耗更低。
此外，作為通信終端與基站的通信方式提出了各種方式。例如在tdd(timedivisionduplex)方式中，各設備在分割而成的時隙中發送數據。並且，在時隙(上行線路時隙、下行線路時隙)之間設定隔離時間，由此，可防止時隙重疊。在下一代的通信系統中，提出了例如使用1個頻帶(例如50ghz)以tdd方式進行數據通信。
但是，在採用這樣的tdd方式的情況下，需要在各設備中進行時刻同步，要求有正確的絕對時刻的鐘表。為了實現這樣的要求，還可考慮例如在各設備設置原子時鐘(原子振蕩器)作為基準信號源的方法，但是，將產生導致設備的高成本化或者設備大型化等問題。
此外，tcxo具有作為模擬方式的溫度補償型振蕩器的atcxo和作為數字方式的溫度補償型振蕩器的dtcxo。
並且，在使用atcxo作為基準信號源的情況下，在想要使頻率精度高精度化時，如圖1所示，導致電路裝置的晶片尺寸增加，很難實現低成本化和低功耗化。
另一方面，在dtcxo中，如圖1所示，具有電路裝置的晶片尺寸不會過度變大，能夠實現頻率精度的高精度化這樣的優點。
但是，在dtcxo等數字方式的振蕩器中，由於該振蕩頻率的頻率漂移，具有在組入有振蕩器的通信裝置中產生通信錯誤等這樣的問題。例如在數字方式的振蕩器中，對來自溫度傳感器部的溫度檢測電壓進行a/d轉換，根據得到的溫度檢測數據進行頻率控制數據的溫度補償處理，根據該頻率控制數據生成振蕩信號。在該情況下，已判明在由於溫度變化而使頻率控制數據的值大幅變化時，由此而產生跳頻的問題。在產生這樣的跳頻時，以與gps相關的通信裝置為例，導致產生gps的鎖脫落等問題。
因此，在dtcxo等數字方式的振蕩器中，雖然提出了各種電路方式，但是，作為這樣的通信錯誤成為問題的實際產品的基準信號源，現狀是幾乎不採用數字方式的振蕩器，而是採用atcxo等模擬方式的振蕩器。
例如圖2是示出atcxo的頻率漂移的圖。在atcxo中，如圖2所示，在溫度伴隨時間經過而變化的情況下，其頻率漂移也收縮在允許頻率漂移(允許頻率錯誤)的範圍內(±fd)。在圖2中，頻率漂移(頻率錯誤)用與公稱振蕩頻率(例如16mhz左右)的比率(頻率概率，ppb)表示。為了不產生例如通信錯誤，在規定期間tp(例如20msec)內，需要使頻率漂移收縮在允許頻率漂移的範圍內(±fd)。在此，fd為例如數ppb左右。
另一方面，圖3是示出使用現有的dtcxo時的頻率漂移的圖。如圖3所示，在現有的dtcxo中，該頻率漂移未收縮在允許頻率漂移的範圍內，產生超出了該範圍的跳頻。因此，導致產生起因於該跳頻的通信錯誤(gps的鎖脫落等)，成為採用dtcxo作為實際產品的基準信號源的障礙。
此外，已知振蕩器會產生與振子特性對應的相位噪聲。後述的圖16的d1是石英振子的一般的c/n特性的例子，相位噪聲的強度(縱軸，單位dbc/hz)在相對于振蕩頻率的失調頻率(橫軸，單位hz)較低的位置與失調頻率f的三次冪成反比，在1k～10khz左右的範圍內與f的二次冪成反比。在10khz以下的頻率範圍內，所謂1/f噪聲引起的影響較大。另一方面，在高於10khz的頻率下，熱噪聲引起的影響較大，成為不依存於f的平坦的特性。即，產生期望振蕩頻率以外的頻率的信號在振子的特性上不可避免，在dtcxo等振蕩器(以及包含振蕩器的電路裝置)中，進行即使產生d1這樣的成為c/n特性的相位噪聲也不成問題的設計。
但是，在dtcxo中，產生控制振蕩頻率的數據(頻率控制數據dds)的輸出頻率fs和與振蕩頻率的變化δf對應的強度的寄生。詳細情況使用下式(10)等在後面再述，產生的寄生相對於基波(振蕩頻率)的失調頻率為fs，強度為與(δf/fs)2對應的值。並且，根據fs和δf的值，有可能產生強度與d1所示的振蕩器本來的相位噪聲相比強度較大的寄生。圖16的d2是δf＝0.1hz、fs＝100khz時的寄生的例子，d3是δf＝0.1hz、fs＝600khz時的寄生的例子。d2、d3的任何寄生的強度都比振蕩器本來的相位噪聲(d1)高。
由於產生d2、d3所示的寄生，不同於期望振蕩頻率的頻率下的信號強度相對地增大，振蕩器400的c/n特性惡化。c/n特性的惡化與使用振蕩信號而得到的數據精度的降低有關。例如如果是上述gps的例子，則gps接收信號的精度降低，具體而言，根據gps接收信號求出的位置信息的精度降低。由此，與頻率變動對應的寄生的產生，也成為採用dtcxo作為實際產品的基準信號源的障礙。另外，圖16的d2、d3所示的寄生在其強度不降低的情況下，會使c/n特性惡化。由此，如果進行基於濾波電路的平滑等降低寄生強度的降噪處理，則在本實施方式的方法中，採用與d2、d3對應的δf、fs的值不會成為障礙。詳細情況容後再述。
2.結構
圖4示出本實施方式的電路裝置的基本結構例。該電路裝置是實現dtcxo、ocxo等數字方式的振蕩器的電路裝置(半導體晶片)。例如通過將該電路裝置和振子xtal收納於封裝，可實現數字方式的振蕩器。
圖4的電路裝置包含a/d轉換部20、處理部50、振蕩信號生成電路140。此外，電路裝置還可包含溫度傳感器部10、緩存電路160。另外，電路裝置的結構不限於圖4的結構，可以實施省略其一部分結構要素(例如溫度傳感器部、緩存電路、a/d轉換部等)或追加其它結構要素等的各種變形。
振子xtal是例如石英振子等壓電振子。振子xtal可以是設於恆溫槽內的恆溫(oven)型振子(ocxo)。振子xtal也可以是諧振器(電氣機械式的諧振器或者電氣式的諧振電路)。作為振子xtal，可採用壓電振子、saw(surfaceacousticwave)諧振器、mems(microelectromechanicalsystems)振子等。作為振子xtal的基板材料，可採用石英、鉭酸鋰、鈮酸鋰等壓電單晶體以及鋯鈦酸鉛等壓電陶瓷等壓電材料或者矽半導體材料等。作為振子xtal的振蕩手段，可以使用基於壓電效應的手段，也可以使用基於庫侖力的靜電驅動。
溫度傳感器部10輸出溫度檢測電壓vtd。具體而言，輸出根據環境(電路裝置)的溫度而變化的溫度依存電壓作為溫度檢測電壓vtd。溫度傳感器部10的具體結構例在後面再述。
a/d轉換部20進行來自溫度傳感器部10的溫度檢測電壓vtd的a/d轉換，輸出溫度檢測數據dtd。例如輸出與溫度檢測電壓vtd的a/d轉換結果對應的數字的溫度檢測數據dtd(a/d結果數據)。作為a/d轉換部20的a/d轉換方式，例如可採用逐次比較方式、與逐次比較方式類似的方式等。另外，a/d轉換方式不限於這樣的方式，還可採用各種方式(計數型、並聯比較型或者串並聯型等)。
處理部50(dsp部：數位訊號處理部)進行各種信號處理。例如處理部50(溫度補償部)根據溫度檢測數據dtd進行振蕩頻率(振蕩信號的頻率)的溫度補償處理。並且，輸出振蕩頻率的頻率控制數據dds。具體而言，處理部50根據按照溫度而變化的溫度檢測數據dtd(溫度依存數據)和溫度補償處理用的係數數據(近似函數的係數的數據)等，進行用於即使在溫度變化的情況下也使振蕩頻率恆定的溫度補償處理。該處理部50可以由門陣列等asic電路實現，也可以由處理器和在處理器上動作的程序來實現。
振蕩信號生成電路140生成振蕩信號ssc。例如振蕩信號生成電路140使用來自處理部50的頻率控制數據dds和振子xtal，生成根據頻率控制數據dds設定的振蕩頻率的振蕩信號ssc。作為一例，振蕩信號生成電路140使振子xtal以根據頻率控制數據dds設定的振蕩頻率振蕩，生成振蕩信號ssc。
另外，振蕩信號生成電路140也可以是以直接數字合成器方式生成振蕩信號ssc的電路。例如也可以將振子xtal(固定振蕩頻率的振蕩源)的振蕩信號設為參考信號，以數字方式生成根據頻率控制數據dds設定的振蕩頻率的振蕩信號ssc。
振蕩信號生成電路140可以包含d/a轉換部80和振蕩電路150。但是，振蕩信號生成電路140不限於這樣的結構，也可以實施省略其一部分結構要素或者追加其它結構要素等的各種變形。
d/a轉換部80進行來自處理部50的頻率控制數據dds(處理部的輸出數據)的d/a轉換。被輸入到d/a轉換部80的頻率控制數據dds是處理部50的溫度補償處理後的頻率控制數據(頻率控制碼)。例如可採用電阻串型(電阻分割型)作為d/a轉換部80的d/a轉換方式。但是，d/a轉換方式不限於此，也可採用電阻梯型(r－2r梯型等)、電容陣列型或者脈寬調製型等各種方式。此外，d/a轉換部80除了d/a轉換器以外，還可以包含其控制電路、調製電路、濾波電路等。
振蕩電路150使用d/a轉換部80的輸出電壓vq和振子xtal，生成振蕩信號ssc。振蕩電路150經由第1、第2振子用端子(振子用襯墊)而與振子xtal連接。例如振蕩電路150通過使振子xtal(壓電振子、諧振器等)振蕩而生成振蕩信號ssc。具體而言，振蕩電路150使振子xtal以將d/a轉換部80的輸出電壓vq作為頻率控制電壓(振蕩控制電壓)的振蕩頻率振蕩。例如在振蕩電路150是通過電壓控制來控制振子xtal的振蕩的電路(vco)的情況下，振蕩電路150可以包含電容值按照頻率控制電壓而變化的可變電容電容器(電容二極體等)。
另外，如前所述，振蕩電路150可以通過直接數字合成器方式來實現，在該情況下，振子xtal的振蕩頻率成為參考頻率，成為不同于振蕩信號ssc的振蕩頻率的頻率。
緩存電路160進行由振蕩信號生成電路140(振蕩電路150)生成的振蕩信號ssc的緩存，輸出緩存後的信號sq。即，進行用於使得能夠充分驅動外部負載的緩存。信號sq例如是限幅正弦波信號。但是，信號sq也可以是矩形波信號。或者，緩存電路160也可以是能夠輸出限幅正弦波信號和矩形波信號兩者作為信號sq的電路。
圖5示出本實施方式的電路裝置的詳細的結構例。在圖5中，d/a轉換部80包含調製電路90、d/a轉換器100、濾波電路120。
d/a轉換部80的調製電路90從處理部50接收i＝(n+m)比特的頻率控制數據dds(i、n、m為1以上的整數)。作為一例，i＝20，n＝16，m＝4。並且，調製電路90根據頻率控制數據dds的m比特(例如4比特)的數據，調製頻率控制數據dds的n比特(例如16比特)的數據。具體而言，調製電路90進行頻率控制數據dds的pwm調製。另外，調製電路90的調製方式不限於pwm調製(脈寬調製)，例如也可以是pdm調製(脈衝密度調製)等的脈衝調製，也可以是脈衝調製以外的調製方式。例如也可以對頻率控制數據dds的n比特的數據進行m比特的抖動處理(dithering處理)，由此實現比特擴展(從n比特到i比特的比特擴展)。
d/a轉換器100進行由調製電路90調製後的n比特的數據的d/a轉換。例如進行n＝16比特的數據的d/a轉換。作為d/a轉換器100的d/a轉換方式，例如可採用電阻串型、電阻梯型等。
濾波電路120對d/a轉換器100的輸出電壓vda進行平滑。例如進行低通濾波處理而對輸出電壓vda進行平滑。通過設置這樣的濾波電路120，例如能夠進行pwm調製後的信號的pwm解調。該濾波電路120的截止頻率可根據調製電路90的pwm調製的頻率來設定。即，來自d/a轉換器100的輸出電壓vda的信號包含pwm調製的基本頻率和高次諧波成分的脈動(ripple)，因此，由濾波電路120使該脈動衰減。另外，作為濾波電路120，例如可採用使用電阻或者電容器等被動元件的無源濾波器。但是，作為濾波電路120，還可以採用scf等有源濾波器。
如後所述，為了抑制由圖3中說明的跳頻導致的通信錯誤的產生，實現頻率精度的提高，需要使d/a轉換部80的解析度儘量高。
但是，僅用例如電阻串型等的d/a轉換器100難以實現例如i＝20比特這樣的高解析度的d/a轉換。此外，當d/a轉換部80的輸出噪聲較大時，由於該噪聲，很難實現頻率精度的提高。
因此，在圖5中，在d/a轉換部80中設置調製電路90。此外，處理部50輸出比特數比作為d/a轉換器100的解析度的n比特(例如16比特)多的i＝m+n比特的頻率控制數據dds。處理部50為了實現例如溫度補償處理等數位訊號處理，進行浮點運算等，因此，容易輸出這樣的比特數比n比特(例如n＝16比特)多的i＝m+n比特的頻率控制數據dds。
並且，調製電路90根據i＝m+n中的m比特的數據進行i＝m+n中的n比特的數據的調製(pwm調製等)，將調製後的n比特的數據dm輸出到d/a轉換器100。並且，d/a轉換器100進行數據dm的d/a轉換，濾波電路120進行所得到的輸出電壓vda的平滑處理，由此，能夠實現i＝m+n比特(例如20比特)這樣的高解析度的d/a轉換。
根據該結構，例如可採用輸出噪聲少的電阻串型等作為d/a轉換器100，因此，能夠降低d/a轉換部80的輸出噪聲，容易抑制頻率精度的劣化。例如由於調製電路90的調製而產生噪聲，但是，對於該噪聲，也能夠通過設定濾波電路120的截止頻率而使其充分衰減，能夠抑制起因於該噪聲的頻率精度的劣化。
另外，d/a轉換部80的解析度不限於i＝20比特，可以是高於20比特的解析度，也可以是低於20比特的解析度。此外，調製電路90的調製比特數也不限於m＝4比特，可以大於4比特(例如m＝8比特)，也可以小於4比特。
此外，在圖5中，有效地利用在d/a轉換部80的前級設置有進行溫度補償處理等數位訊號處理的處理部50的情況。即，處理部50通過例如浮點運算等，高精度地執行溫度補償處理等數位訊號處理。因此，例如浮點運算結果的尾數的低位比特也作為有效數據處理，如果轉換成二進位數據，則還能夠容易地輸出例如i＝m+n＝20比特這樣的高比特數的頻率控制數據dds。在圖5中著眼於這一點，將這樣的高比特數i＝m+n比特的頻率控制數據dds提供給d/a轉換部80，使用m比特的調製電路90和n比特的d/a轉換器100，成功實現i＝m+n比特這樣的高解析度的d/a轉換。
通過這樣地將d/a轉換部80的解析度設為高解析度，能夠抑制上述跳頻的產生。由此，能夠抑制由於跳頻而導致的通信錯誤等的產生。
此外，除了這樣的跳頻的問題以外，在dtcxo或ocxo等的數字方式的振蕩器中，還要求振蕩頻率有非常高的頻率精度。例如在前述的tdd方式中，上行和下行使用相同的頻率按照時分方式發送接收數據，在分配給各設備的時隙之間設定有隔離時間。因此，為了實現適當的通信，在各設備中需要進行時刻同步，要求有正確的絕對時刻的鐘表。例如在產生了基準信號(gps信號或經由網際網路的信號)消失或者異常的保持現象(holdover)的情況下，需要在沒有基準信號的狀態下由振蕩器側正確地對絕對時刻進行計時。因此，用於這樣的設備(gps相關設備、基站等)的振蕩器要求非常高的振蕩頻率精度。
為了實現這樣的要求，例如在採用各設備設置原子時鐘等的方法時，將導致設備的高成本化和大規模化。此外，不希望雖然實現了高頻率精度的振蕩器，但卻導致用于振蕩器的電路裝置大規模化，或者功耗非常大。
在這一點上，根據圖5的電路裝置的結構，僅在d/a轉換部80設置調製電路90、濾波電路120，即可實現例如i≥20比特這樣的非常高的解析度的d/a轉換部80，通過這樣地提高解析度，能夠實現振蕩頻率的高精度化。並且，由於這樣地設置調製電路90、濾波電路120而引起的電路裝置的晶片尺寸的增加或功耗的增加不會那麼大。並且，在處理部50中通過浮點運算等實現了溫度補償處理，還能夠容易地將例如i≥20比特這樣的頻率控制數據dds輸出到d/a轉換部80。因此，圖5的電路裝置的結構具有如下優點：能夠同時實現振蕩頻率的高精度化以及抑制電路裝置的規模和功耗的增加。
另外，圖4、圖5的電路裝置還能夠用作具有對基準信號(gps信號或經由網際網路的信號)和基于振蕩信號的輸入信號進行比較的相位比較電路的pll電路中的、振蕩用ic。在該情況下，處理部50對例如來自該相位比較電路的頻率控制數據進行溫度補償處理或老化校正處理等，由振蕩信號生成電路140生成振蕩信號即可。
此外，在溫度從第1溫度變化成第2溫度的情況下，處理部50輸出從與第1溫度(第1溫度檢測數據)對應的第1數據到與第2溫度(第2溫度檢測數據)對應的第2數據，以k×lsb為單位變化(每次變化k×lsb)的頻率控制數據dds。在此，k≥1，k為1以上的整數。例如在設頻率控制數據dds的比特數(d/a轉換部的解析度)為i的情況下，k<2i，k為與2i相比足夠小的整數(例如k＝1～8)。更具體而言，k<2m。例如在k＝1的情況下，處理部50輸出以1lsb為單位(以1比特為單位)從第1數據變化成第2數據的頻率控制數據dds。即，輸出從第1數據向第2數據每次移動1lsb(1比特)地變化的頻率控制數據dds。另外，頻率控制數據dds的變化步幅不限於1lsb，例如也可以如2×lsb、3×lsb、4×lsb···那樣，為2×lsb以上的變化步幅。
例如，處理部50包含運算部60和輸出部70。運算部60根據溫度檢測數據dtd進行振蕩頻率的溫度補償處理的運算。通過基於例如浮點運算等的數位訊號處理實現溫度補償處理。輸出部70接受來自運算部60的運算結果數據cq，輸出頻率控制數據dds。並且，在運算結果數據cq從與第1溫度對應的第1數據變化成與第2溫度對應的第2數據的情況下，該輸出部70進行以k×lsb為單位從第1數據變化成第2數據的頻率控制數據dds的輸出處理。
由此，如果從處理部50輸出的頻率控制數據dds每次變化k×lsb，則例如在溫度從第1溫度變化成第2溫度的情況下，d/a轉換部80的輸出電壓vq產生較大的電壓變化，能夠抑制由於該電壓變化而產生圖3的跳頻的事態。由此，能夠防止由於該跳頻而產生通信錯誤等。
更具體而言，處理部50對上次(上次的定時)的溫度補償處理的運算結果數據(cq)即第1數據和本次(本次的定時)的溫度補償處理的運算結果數據即第2數據進行比較。
並且，在第2數據大於第1數據的情況下，處理部50(輸出部70)進行對第1數據加上規定值的處理，例如進行作為規定值加上k×lsb的處理。例如在k＝1的情況下，進行作為規定值加上1lsb的處理。另外，加上的規定值不限於1lsb，也可以是2×lsb以上。並且，處理部50例如進行該相加處理直到相加結果數據達到第2數據為止，並且將該相加結果數據作為頻率控制數據dds進行輸出。
另一方面，在與第2溫度對應的第2數據小於與第1溫度對應的第1數據的情況下，處理部50(輸出部70)進行從第1數據減去規定值的處理。例如進行作為規定值減去k×lsb的處理。例如在k＝1的情況下，進行作為規定值減去1lsb的處理。另外，減去的規定值不限於1lsb，也可以是2×lsb以上。並且，處理部50例如進行該相減處理直到相減結果數據達到第2數據為止，並且將該相減結果數據作為頻率控制數據dds進行輸出。
由此，如果進行對第1數據加上規定值或者從第1數據減去規定值的處理並輸出頻率控制數據dds，則在溫度補償處理的運算結果數據從與第1溫度對應的第1數據變化成與第2溫度對應的第2數據的情況下，例如能夠輸出以與規定值對應的k×lsb為單位從第1數據變化成第2數據的頻率控制數據dds。
此外，處理部50(輸出部70)在第1模式(通常模式)下進行以k×lsb為單位變化的頻率控制數據dds的輸出處理。由此，能夠抑制由跳頻而導致的通信錯誤等的產生。
另一方面，處理部50在第2模式(高速模式)下不進行以k×lsb為單位變化的頻率控制數據dds的輸出處理，而是將溫度補償處理的運算結果數據作為頻率控制數據dds進行輸出。具體而言，將來自運算部60的運算結果數據cq作為頻率控制數據dds進行輸出。由此，能夠將與第1模式相比高速變化的頻率控制數據dds提供給d/a轉換部80，能夠實現高速模式。
另外，第1模式在電路裝置通常動作時(通常動作期間)設定。另一方面，第2模式在例如電路裝置啟動時(啟動期間)或者檢查時(測試期間)設定。即，在通常動作時以外的動作時電路裝置被設定成第2模式。
通過例如在電路裝置的通常動作時設定成第1模式，處理部50輸出以k×lsb為單位變化的頻率控制數據dds。由此，防止跳頻等問題，實現振蕩頻率的高精度化等。
另一方面，通過在電路裝置啟動時或者檢查時設定成第2模式，不進行使頻率控制數據dds以k×lsb為單位變化的處理，來自運算部60的運算結果數據cq直接作為頻率控制數據dds輸出。由此，能夠縮短電路裝置的啟動時間，能夠高速啟動電路裝置。此外，能夠縮短製造電路裝置或振蕩器時等中的檢查期間(測試期間)，實現製造期間的縮短等。
此外，在本實施方式中，處理部50以比來自a/d轉換部20的溫度檢測數據dtd的輸出速率快的輸出速率輸出頻率控制數據dds。由此，能夠輸出以k×lsb為單位從第1數據變化成第2數據的頻率控制數據dds。例如在與a/d轉換期間對應的期間內，能夠使頻率控制數據dds每次k×lsb地階段性地變化。
圖6是示出振子xtal(at振子等)的溫度引起的振蕩頻率的頻率偏差的一例的圖。處理部50進行用於使具有圖6所示的溫度特性的振子xtal的振蕩頻率不依賴於溫度而保持恆定的溫度補償處理。
具體而言，處理部50執行使得a/d轉換部20的輸出數據(溫度檢測數據)與d/a轉換部80的輸入數據(頻率控制數據)成為圖7所示的對應關係的溫度補償處理。圖7的對應關係(頻率校正表)能夠通過將例如裝有電路裝置的振蕩器放入恆溫槽，監視各溫度下的d/a轉換部80的輸入數據(dds)和/d轉換部20的輸出數據(dtd)等的方法來取得。
並且，將用於實現圖7的對應關係的溫度補償用的近似函數的係數數據存儲在電路裝置的存儲器部(非易失性存儲器)中。並且，處理部50根據從存儲器部讀出的係數數據和來自a/d轉換部20的溫度檢測數據dtd進行運算處理，由此，實現用於使振子xtal的振蕩頻率不依賴於溫度而保持恆定的溫度補償處理。
另外，溫度傳感器部10的溫度檢測電壓vtd如後所述具有例如負的溫度特性。因此，能夠利用圖7所示的溫度補償特性，通過抵消來補償圖6的振子xtal的振蕩頻率的溫度依存性。
3.本實施方式的方法
接著，詳細說明本實施方式的方法。首先，使用圖8，說明由於跳頻而產生的gps(globalpositioningsystem)的通信錯誤。並且，使用圖16～圖19說明振蕩器400的c/n特性和寄生。
3.1跳頻
gps衛星將與衛星軌道、時刻等有關的信息包含在圖8的導航消息中，作為gps衛星信號以50bps的數據速率發送。因此，1比特的長度為20msec(pn碼的20個周期)。1個導航消息由1個主幀構成，1個主幀由1500比特組成的25個幀構成。
gps衛星信號如圖8所示根據導航消息的比特值以bpsk調製方式來調製。具體而言，對導航消息乘以pn碼(偽隨機碼)來進行頻譜擴散，對頻譜擴散後的信號乘以載波(1575.42mhz)，由此進行bpsk調製。在圖8中，示出導航消息的b1部分的pn碼，且示出pn碼的b2部分的載波。pn碼的邏輯電平變化的定時，如b3所示載波發生相位反轉。載波的1波長的期間為0.635ns左右。gps接收機接收以bpsk調製方式調製後的導航消息的載波，通過進行載波的接收信號的解調處理，取得導航消息。
在這樣的接收信號的解調處理時，在不使與載波的頻率(1575.42mhz)之間的殘差頻率收縮於4hz/20msec內時，在解調處理中產生誤判定。即，在gps導航消息的1比特長的期間(gps導航消息的周期)tp＝20msec內，不使與載波的頻率之間的殘差頻率收縮於4hz內時，產生跳頻引起的通信錯誤。
並且，上述4hz相對於載波的頻率1575.42mhz的比例為數ppb左右，因此，圖2、圖3所示的允許頻率漂移fd也為數ppb左右。
在例如gps的接收機中，根據由本實施方式的電路裝置(振蕩器)生成的振蕩信號，設定解調處理中的載波的頻率。因此，需要使振蕩信號的振蕩頻率的頻率漂移在tp＝20msec中收縮於±fd內。由此，能夠在gps衛星信號的接收信號的解調處理中防止誤判定的產生，能夠避免產生通信錯誤(接收錯誤)。
但是，在現有的dtcxo等的數字方式的振蕩器中，沒有在期間tp(20msec)中將頻率漂移抑制在±fd(數ppb左右)內。因此，由於圖3所示的跳頻，存在由於解調處理的誤判定而導致產生通信錯誤這樣的問題點。
因此，在本實施方式中，通過採用在圖9～圖13等中說明的方法，解決了該跳頻的問題。
在圖9中，設與第1溫度t1對應的頻率控制電壓為第1控制電壓vc1。此外，設與第2溫度t2對應的頻率控制電壓為第2控制電壓vc2。該頻率控制電壓(振蕩控制電壓)是圖4、圖5的振蕩電路150的頻率控制電壓，與例如d/a轉換部80的輸出電壓vq對應。第1溫度t1、第2溫度t2是由溫度傳感器部10檢測到的溫度，與來自a/d轉換部20的溫度檢測數據dtd對應。
例如設溫度為第1溫度t1時的a/d轉換部20的溫度檢測數據dtd為第1溫度檢測數據dtd1。設溫度為第2溫度t2時的a/d轉換部20的溫度檢測數據dtd為第2溫度檢測數據dtd2。
在該情況下，圖9的第1控制電壓vc1在圖7中說明的溫度補償特性下，成為與第1溫度檢測數據dtd1對應的頻率控制電壓。此外，第2控制電壓vc2在上述溫度補償特性下，成為與第2溫度檢測數據dtd2對應的頻率控制電壓。
另外，在圖9中，為了方便，假定溫度升高時頻率控制電壓升高的情況。即，由圖6、圖7可知，在溫度升高的情況下，有頻率控制電壓升高的溫度範圍，也有頻率控制電壓降低的溫度範圍，在此，假定前者的情況進行說明。
如圖10所示，在從第1溫度t1變化成第2溫度t2的情況下，第1控制電壓vc1與第2控制電壓vc2的差分電壓為vdf。因此，如果不做任何研究，在從第1溫度t1變化成第2溫度t2的情況下，d/a轉換部80的輸出電壓vq從vc1變化成vc2。即，d/a轉換部80的輸出電壓vq以差分電壓vdf的步幅變化。
即，如前所述，第1控制電壓vc1在圖7的溫度補償特性下，成為與第1溫度檢測數據dtd1對應的頻率控制電壓，第2控制電壓vc2成為與第2溫度檢測數據dtd2對應的頻率控制電壓。因此，通常情況下，d/a轉換部80在第1溫度t1下，輸出與第1溫度檢測數據dtd1對應的頻率控制電壓即第1控制電壓vc1，在第2溫度t2下，輸出與第2溫度檢測數據dtd2對應的頻率控制電壓即第2控制電壓vc2。因此，d/a轉換部80的輸出電壓vq從第1控制電壓vc1變為第2控制電壓vc2，以差分電壓vdf的步幅大幅變化。
並且，在這樣地d/a轉換部80的輸出電壓vq以差分電壓vdf的步幅大幅變化時，產生圖3所示的跳頻。即，圖4、圖5的振蕩電路150將d/a轉換部80的輸出電壓vq作為頻率控制電壓使振子xtal振蕩。因此，在d/a轉換部80的輸出電壓vq以差分電壓vdf的步幅變化時，振子xtal的振蕩頻率也以與該差分電壓vdf對應的步幅變化。其結果是，產生圖3所示的跳頻，產生在圖8中說明的通信錯誤。
因此，在本實施方式中，如圖11所示，在溫度從第1溫度t1變化成第2溫度t2的情況下，以比第1控制電壓vc1與第2控制電壓vc2的差分電壓vdf的絕對值小的電壓幅度變化的輸出電壓vq從d/a轉換部80輸出到振蕩電路150。
差分電壓vdf的絕對值例如是|vc1－vc2|。在該情況下，可以是vc1＞vc2，也可以是vc1<vc2。此外，由於沒有溫度變化等，在vc1＝vc2(dtd1＝dtd2)的情況下，輸出電壓vq的變化電壓幅度當然也是0v，差分電壓vdf的絕對值與輸出電壓vq的變化電壓幅度一致。即，該情況成為本實施方式的方法的例外情況。
例如在沒有採用本實施方式的方法的情況下，溫度從t1變化成t2的情況下，d/a轉換部80的輸出電壓vq如圖11的c1所示以差分電壓vdf的步幅變化。
對此，在本實施方式的方法中，如圖11的c2所示，以比該差分電壓vdf的絕對值小的電壓幅度va，使d/a轉換部80的輸出電壓vq變化。電壓幅度va例如是期間tdac內的輸出電壓vq的電壓變化。
如圖11的c2所示，如果為了va<vdf而使d/a轉換部80的輸出電壓vq變化，則與c1的情況相比，振蕩電路150的振蕩頻率的變化也非常小。因此，能夠抑制圖3所示的跳頻的產生，還能夠防止圖8中說明的通信錯誤的產生。
更具體而言，在本實施方式中，d/a轉換部80在設d/a轉換中的數據的最小解析度為lsb的情況下，輸出以與k×lsb(k≥1)對應的電壓的步幅變化的輸出電壓vq。例如如圖11的c2所示，d/a轉換部80的輸出電壓vq以與k×lsb對應的電壓的步幅呈階梯狀地(階段性地)變化。即，上述的電壓幅度va例如是d/a轉換部80的與k×lsb對應的電壓的步幅。另外，只要電壓幅度va在與k×lsb對應的電壓的步幅以下即可，也可以使用例如後述的變形例的方法等，使得va比與k×lsb對應的電壓的步幅小。
在此，lsb是被輸入到d/a轉換部80的數據(處理部50輸出的頻率控制數據dds)的最小解析度。並且，與lsb對應的電壓是d/a轉換的最小解析度的電壓即最小解析度電壓。因此，與k×lsb對應的電壓相當於該最小解析度電壓的k倍的電壓。
此外，在例如設d/a轉換部80的解析度為i比特的情況下，k<2i，k是比2i足夠小的整數(例如k＝1～8)。更具體而言，通過設置調製電路90等，在d/a轉換部80的解析度從n比特擴展至i＝n+m比特的情況下，能夠設為k<2m。
例如在k＝1的情況下，d/a轉換部80的輸出電壓vq以與1lsb(1比特)對應的電壓的步幅變化。例如d/a轉換部80的輸出電壓vq以與1lsb對應的電壓的步幅階梯狀地(階段性地)變化(增加或者減小)。
即，不依賴於輸入至d/a轉換部80的輸入數據dds，d/a轉換部80的輸出電壓vq以與1lsb(廣義而言k×lsb)對應的電壓的步幅變化。這可以通過如下方式實現：例如圖5的處理部50(輸出部70)在溫度從第1溫度變化成第2溫度的情況下，輸出以1lsb為單位(以k×lsb為單位)從與第1溫度對應的第1數據變化到與第2溫度對應的第2數據的頻率控制數據dds。
此外，圖11的c2所示的以與k×lsb對應的電壓的步幅階段性的變化可以通過如下方式實現：處理部50以比來自a/d轉換部20的溫度檢測數據dtd(dtd1、dtd2)的輸出速率快的輸出速率，輸出頻率控制數據dds(d/a轉換部80進行d/a轉換)。
例如，a/d轉換部20如圖11所示每隔期間tad輸出溫度檢測數據dtd。例如，a/d轉換部20輸出與第1溫度t1對應的第1溫度檢測數據dtd1，然後，在經過期間tad後，輸出與第2溫度t2對應的第2溫度檢測數據dtd2。期間tad相當於a/d轉換部20的a/d轉換間隔(溫度檢測電壓的採樣間隔)，1/tad相當於a/d轉換部20的輸出速率。
並且，a/d轉換部20在輸出第2溫度檢測數據dtd2時，接收到該第2溫度檢測數據dtd2的處理部50進行溫度補償處理等數位訊號處理，輸出與第2溫度檢測數據dtd2對應的頻率控制數據dds。此時，處理部50如後述的圖21、圖22所示，使頻率控制數據dds以k×lsb為單位呈階梯狀地變化。因此，接收到該以k×lsb為單位變化的頻率控制數據dds而進行d/a轉換的d/a轉換部80的輸出電壓vq也如圖11的c2所示，每隔期間tdac以與k×lsb對應的電壓的步幅變化。
在此，期間tdac相當於d/a轉換部80的d/a轉換間隔(處理部50的頻率控制數據dds的輸出間隔)，1/tdac相當於處理部50、d/a轉換部80的輸出速率。
並且，如圖11所示，tad＞tdac，與a/d轉換部20的輸出速率1/tad相比，處理部50、d/a轉換部80的輸出速率1/tdac更快。因此，即使每隔期間tdac(每個輸出速率1/tdac)的輸出電壓vq的變化幅度是va＝k×lsb的電壓這樣小的電壓幅度，在期間tad內，輸出電壓vq也能夠從控制電壓vc1變化成控制電壓vc2。即，在溫度從t1變化成t2，溫度檢測數據從dtd1變化成dtd2的情況下，在作為a/d轉換間隔的期間tad內，能夠使輸出電壓vq從與溫度檢測數據dtd1對應的控制電壓vc1變化成與溫度檢測數據dtd2對應的控制電壓vc2。並且，此時的電壓變化的電壓幅度va較小，因此，還能夠抑制產生跳頻。
圖12是在頻率領域中說明本實施方式的方法的圖。例如，設振蕩信號生成電路140(d/a轉換部80和振蕩電路150)的振蕩頻率的頻率可變範圍為fr。例如，振蕩信號生成電路140對溫度變化進行圖13所示的頻率調整，該頻率調整中的頻率可變範圍為fr。即，如果是對應的頻率調整範圍收縮於該頻率可變範圍fr內的溫度變化，則能夠由振蕩信號生成電路140進行頻率調整。
此外，設規定期間tp內的振蕩頻率的允許頻率漂移為fd。為了防止產生例如在圖8中說明的通信錯誤，需要使規定期間tp內的振蕩頻率的頻率漂移收縮於允許頻率漂移fd內。在由於圖3所示的跳頻，振蕩頻率的頻率漂移未收縮於允許頻率漂移fd內時，在例如gps衛星信號等的接收信號的解調處理中產生誤判定，產生通信錯誤。
此外，設d/a轉換部80的滿量程電壓為vfs。d/a轉換部80能夠使輸出電壓vq在該滿量程電壓vfs的範圍內變化。該滿量程電壓vfs相當於被輸入到例如d/a轉換部80的頻率控制數據dds如0～2i那樣在整個範圍內變化時的電壓範圍。
並且，設在圖11中說明的d/a轉換部80的d/a轉換間隔(tdac)下的輸出電壓vq的電壓變化的電壓幅度為va。在該情況下，在本實施方式的方法中，如圖12所示，下式(1)成立。
va<(fd/fr)×vfs(1)
具體而言，在設d/a轉換部80的解析度為i比特的情況下，下式(2)成立。
1/2i<(fd/fr)(2)
通過採用上式(1)、(2)所示的本實施方式的方法，如圖12所示，能夠使規定期間tp(例如20msec)內的、振蕩頻率相對於公稱振蕩頻率fos(例如16mhz左右)的頻率漂移收縮於允許頻率漂移fd內(例如數ppb左右)。由此，能夠抑制由圖3等中說明的跳頻引起的通信錯誤等的產生。
例如，上式(1)的右邊(fd/fr)×vfs是對d/a轉換部80的滿量程電壓vfs乘以允許頻率漂移fd與頻率可變範圍fr之比(fd/fr)而得到的。
並且，如果使d/a轉換部80的d/a轉換間隔(tdac)下的輸出電壓vq的變化的電壓幅度va比該(fd/fr)×vfs小，則在頻率領域中，如圖12所示，能夠使相對於公稱振蕩頻率fos的頻率漂移收縮於允許頻率漂移fd內。即，能夠使d/a轉換部80的輸出電壓vq的變化的電壓幅度va小至圖11的c2所示，能夠抑制跳頻的產生。
例如在上式(1)不成立時，如圖14所示，產生相對於公稱振蕩頻率fos的頻率漂移未收縮於允許頻率漂移fd內的跳頻，產生在圖8中說明的通信錯誤等。在本實施方式中，通過使d/a轉換部80的輸出電壓vq變化以使上式(1)成立，能夠抑制這樣的跳頻的產生，能夠防止通信錯誤等。
即，d/a轉換部80使該輸出電壓vq在滿量程電壓vfs的範圍內變化，在圖13所示的頻率可變範圍fr內調整振蕩電路150的振蕩頻率，由此，可實現在圖6、圖7中說明的振蕩頻率的溫度補償處理。
不過，在d/a轉換部80的輸出電壓vq的變化的電壓幅度va變大，例如va≥(fd/fr)×vfs時，振蕩頻率的頻率漂移超出允許頻率漂移fd，產生圖14所示的跳頻。
對此，在本實施方式中，使d/a轉換部80的輸出電壓vq在va<(fd/fr)×vfs的關係成立的較小的電壓幅度va內變化，能夠抑制產生圖14所示的跳頻。
並且，在設d/a轉換部80的解析度為i比特的情況下，在本實施方式中，如上式(2)所示，1/2i<(fd/fr)成立。
在例如對上式(2)的兩邊乘以d/a轉換部80的滿量程電壓vfs時，成為下式(3)。
vfs×1/2i<(fd/fr)×vfs(3)
上式(3)的左邊vfs×1/2i相當於d/a轉換部80的1lsb的電壓(最小解析度電壓)。上式(2)、(3)意味著使相當於該1lsb的電壓的vfs×1/2i小於(fd/fr)×vfs。如果這樣設為vfs×1/2i<(fd/fr)×vfs，則在如圖11的c2所示，使d/a轉換部80的輸出電壓vq以1lsb的電壓的步幅變化的情況下，振蕩頻率的頻率漂移不超出允許頻率漂移fd，能夠抑制跳頻的產生。
換言之，設定作為d/a轉換部80的解析度的i比特，以使上式(2)、(3)成立。
在該情況下，為了考慮製造偏差等各種偏差來確保充分的範圍，期望設定d/a轉換部80的解析度，以使與(fd/fr)相比1/2i足夠小。具體而言，將d/a轉換部80的解析度設定成例如i＝20比特以上。
由此，例如規定期間tp內的允許頻率漂移如在圖8中說明的那樣為數ppb左右的情況下，上式(2)、(3)足以成立。因此，能夠有效地抑制由跳頻導致的通信錯誤的產生等。
例如，圖15是說明採用在圖11～圖13中說明的本實施方式的方法時的頻率漂移的改善的圖。比較圖2、圖3和圖15可知，根據本實施方式的方法，即使在採用dtcxo等的電路結構的情況下，也能夠使該頻率漂移收縮到與圖2的atcxo相同的程度。
即，在現有的dtcxo等的電路裝置中，產生圖3所示的頻率漂移，成為通信錯誤等的原因。
對此，如果採用本實施方式的方法，則如圖15所示，能夠使頻率漂移收縮到與圖2的atcxo相同的程度。因此，通過設為例如dtcxo等的電路結構，起到如下特有的效果：能夠在實現電路裝置的晶片尺寸的減小和頻率精度的提高，同時能夠抑制跳頻，防止通信錯誤等的產生。
3.2寄生和振蕩器的c/n特性
由於頻率控制數據dds的變動(狹義而言d/a轉換部80中的比特變化)而產生寄生。首先說明該寄生的特性。設振蕩器400的主信號振幅電壓為vo，振蕩器400的主信號頻率(振蕩頻率)為f0。相對於vo和f0，最小比特在d/a轉換部80中小刻度地變動而成為相位變動時的相位噪聲(寄生)滿足下式(4)～(10)。
對各式進行具體說明。在設相位變動的頻率為fs的情況下，fs相當於頻率控制數據dds的輸出頻率。在此，如圖4所示，在振蕩信號生成電路140包含d/a轉換部80和振蕩電路150的情況下，頻率控制數據dds的輸出頻率fs是d/a轉換部80的採樣頻率(1/tdac)，振蕩頻率的變化δf是1次d/a轉換引起的振蕩頻率的變化量。
最小頻率解析度為δf，因此，在設相位變動的相位擺動振幅為的情況下，每隔採樣頻率fs在頻率變化0或者+δf或者－δf中擺動。這考慮到在振幅±δf內進行頻率變動，因此，用下式(4)表示。
使用這些變量，對主信號施加相位變動而得的信號可以用下式(5)表示。
根據三角函數的和積公式，上式(5)可變形成下式(6)。
此外，在上式(6)中，以與1相比足夠小為前提進行簡化，上式(6)可變形成下式(7)。
並且，根據三角函數的和積公式，上式(7)可變形成下式(8)。
由上式(8)可知，信號成分可作為主信號的第一項、在相位變動成分的側波帯位於主信號頻率的上下對稱的位置的第二項以及第三項之和來觀察。該主信號和側波帯的功率比p_ratio(fs)可利用彼此的振幅電平通過下式(9)求出。此外，在以dbc/hz為單位表示寄生相對於主信號的強度l(fs)時，成為下式(10)。
圖16的d1是表示振蕩器400的一般的c/n特性(相位噪聲的特性)的曲線圖。圖16的橫軸用對數表示相對於基本波(振蕩頻率)的失調頻率，縱軸表示信號強度。由d1可知，振蕩器400中產生相位噪聲是不可避免的，以產生該相位噪聲為前提來進行設計。即，即使產生了上式(10)所示的強度的寄生，如果強度比振蕩器本來的相位噪聲相小，則電路裝置500中的該寄生引起的影響充分小，能夠抑制要取得的數據的精度降低。相反，如圖16的d2、d3所示，在寄生的強度與振蕩器本來的相位噪聲相比過大的情況下，振蕩器400的c/n特性由於該寄生而惡化，要取得的數據的精度降低。例如，導致根據gps接收信號求出的位置信息的精度降低等。
在本實施方式的電路裝置500中，如上所述，為了抑制頻率漂移引起的缺陷而使頻率控制數據dds的變動為k×lsb以下。因此，可期待δf的值小到某種程度，但是，在該條件下沒有能夠抑制寄生引起的c/n特性的惡化的保證。即，需要規定δf與fs的關係，以使頻率控制數據dds的變動為k×lsb以下，並且，寄生成為被振蕩器本來的相位噪聲掩蓋的程度的強度。
使用圖17說明具體的關係例。圖17的e1與圖16的d1相同，表示石英振子的一般的c/n特性。e1例如是at切的石英振子的c/n特性，與q值的特性在要求範圍內最差(c/n特性差)的情況對應。即，在實際的電路裝置500中，設計成即使產生e1所示的強度的相位噪聲也沒有問題，如果能夠使寄生為被e1掩蓋的程度的強度，則能夠抑制數據精度的降低。
圖17的e2表示δf/fs＝1/106時的寄生的強度，e3表示δf/fs＝1/107時的寄生的強度，e4表示δf/fs＝1/108時的寄生的強度。如上式(10)所示，寄生的強度由δf/fs決定，因此，在δf/fs為規定值的情況下，寄生的強度與失調頻率無關而為固定值，如e2～e4所示成為與橫軸平行的直線。另外，寄生的失調頻率為fs，因此，對於e2～e4，也可以考慮橫軸為頻率控制數據dds的輸出頻率fs。這一點在後述的e5、e6中也是同樣的。
在此，如果能夠設為δf/fs<1/108，則寄生的強度比e4所示的直線低，因此，能夠比e1所示的振蕩器本來的相位噪聲小。即，在本實施方式的電路裝置500中，只要滿足δf/fs<1/108即可。但是，為了減小δf/fs，必須增大fs或者減小δf。如果增大fs則d/a轉換部80中的功耗增大，如果減小δf則需要提高d/a轉換部8中的解析度(減小與1lsb的變化對應的頻率的變化幅度)。即，在將δf/fs設定成小於規定值這樣的條件下，存在如下折衷關係：如果增大δf來抑制對解析度的要求，則必須增大fs來增大d/a轉換部80中的轉換速度，如果減小fs來抑制對d/a轉換部80的要求，則必須減小δf來確保較高的解析度。因此，雖然滿足δf/fs<1/108這樣的條件是理想的，但是要考慮到實現不易。
由此，在本實施方式中，也可以使用比δf/fs<1/108緩和的條件。例如，本實施方式的d/a轉換部80在d/a轉換器100的後級具有濾波電路120(或者後述的濾波電路130)。能夠利用濾波電路120對d/a轉換器100的輸出電壓進行平滑，由此減小振蕩頻率的變動。即，能夠利用濾波電路120實質上減小δf。
例如，如果將d/a轉換器100的採樣頻率fs設定得較高，利用濾波電路120將截止率設為1/100左右，則能夠將寄生的強度改善1/100(－40db以下)左右。該情況下，即使δf/fs＝1/106(e2)，濾波電路120引起的改善後的寄生的強度也在e1以下，因此，能夠成為寄生被振蕩器本來的相位噪聲掩蓋的狀態。即，即使使用δf/fs<1/106這樣的條件，也能夠抑制c/n特性的悪化引起的精度降低。
如上所述，本實施方式的電路裝置500具有：a/d轉換部20，其進行來自溫度傳感器部10的溫度檢測電壓的a/d轉換，輸出溫度檢測數據dtd；處理部50，其根據溫度檢測數據dtd進行振蕩頻率的溫度補償處理，輸出振蕩頻率的頻率控制數據dds；以及振蕩信號生成電路140，其使用來自處理部50的頻率控制數據dds和振子xtal，生成由頻率控制數據dds設定的振蕩頻率的振蕩信號。並且，為了抑制跳頻引起的缺陷等，處理部50在溫度從第1溫度變化成第2溫度的情況下，輸出以k×lsb(k≥1)為單位從與第1溫度對應的第1數據變化到與第2溫度對應的第2數據的頻率控制數據dds。
並且，在本實施方式中，為了提高使用振蕩信號而取得的數據的精度，在設d/a轉換部80的採樣頻率為fs、設d/a轉換部80的1次d/a轉換所引起的振蕩頻率的變化為δf的情況下，滿足δf/fs<1/106。
如果頻率控制數據dds的變化以k×lsb為單位，則由此δf的大小也受到限制。例如，在電路裝置500包含d/a轉換器100的情況下，d/a轉換器100的輸出電壓的變化幅度δvdac成為與頻率控制數據dds的變化幅度對應的值。振蕩電路包含的可變電容的電容值根據電壓而變化，其變化係數(c/v)已確定。此外，振蕩電路150的振蕩頻率根據可變電容的電容值而變化，其變化係數(f/c)也已確定。即，在該例子中，成為δf＝δvdac×(c/v)×(f/c)這樣的關係，因此，振蕩頻率的變化δf成為與頻率控制數據dds的變化幅度k×lsb對應的值。
即，通過滿足頻率控制數據dds以k×lsb為單位變化這樣的第1條件，δf被限制在規定值以下，但是，在本實施方式中，還滿足δf/fs<1/106成立這樣的第2條件。由此，能夠抑制跳頻引起的缺陷等，並且，能夠抑制寄生引起的精度降低。
另外，頻率控制數據dds的k×lsb具體地與怎樣的δf的值對應，是根據k的值、d/a轉換器100的滿量程、可變電容的特性、振蕩電路150的特性等決定。此外，用於滿足δf/fs<1/106的具體的δf的值根據頻率控制數據dds的輸出頻率fs決定。因此，第1條件和第2條件中的哪個條件是嚴格的條件根據狀況而不同，但是，無論如何，在本實施方式中，只要進行滿足更加嚴格的條件的設定即可。
此外，δf/fs<1/106這樣的條件是根據如下觀點求出的：無論失調頻率(頻率控制數據dds的輸出頻率fs)是怎樣的值，寄生都會被振蕩器本來的相位噪聲掩蓋。但是，由圖17的e1可知，在1/f噪聲引起的影響較大的頻帶中，頻率越小則振蕩器本來的相位噪聲越大。即，在失調頻率相對較低的頻帶中，即使產生強度更高的寄生，該寄生也會被振蕩器400的相位噪聲掩蓋，對精度的影響較小。
即，與寄生的失調頻率(fs)無關，滿足δf/fs<1/106這樣的條件，從抑制基于振蕩信號的數據精度降低這樣的觀點來看是充分的條件，但是，有可能成為過於嚴格的條件。
由此，在本實施方式中，也可以使用與δf/fs<1/106不同的條件。圖17的e5、e6是示出設δf為給定的固定值時的寄生的特性的圖。如圖17所示，在設縱軸的單位為dbc/hz，橫軸為失調頻率的對數的情況下，設δf為固定值時的寄生強度表示成單調遞減的直線。並且，通過使δf變化，直線的切片變化，δf越大則相同的失調頻率下的寄生強度越高。圖17的e5表示δf＝0.1mhz時的寄生的特性，e6表示δf＝1mhz時的寄生的特性。
由圖17可知，作為δf＝0.1mhz的e5與橫軸上的位置無關，位於表示振蕩器400的c/n特性的e1的下方。即，通過滿足δf<0.1mhz，能夠使寄生的強度比振蕩器本來的相位噪聲小。不過，δf<0.1mhz也是與δf/fs＝1/108同樣的理想條件，實際上即使是更緩和的條件，對精度的影響也較小。具體而言，在本實施方式中，只要設e6所示的直線為上限，以δf<1mhz為條件即可。
不過，δf<1mhz這樣的條件也是在失調頻率(fs)較大的狀況下過於嚴格的條件。由上式(10)可知，fs越大則寄生的強度越小。即，在fs較大的情況下，即使δf較大，也能夠抑制寄生的強度的增加，對精度的影響較小。在δf<1mhz這樣的條件下，有可能成為在fs較大的情況下也會使δf過小這樣的嚴格條件。
由此，在本實施方式中，也可以根據狀況切換δf/fs<1/106和δf<1mhz。具體而言，只要以圖17的e2、e6的交點即fs＝1khz為界來切換條件即可。在交點的右側即fs≥1khz的情況下，e2位於e6的上方，因此，e2的條件更加緩和。另一方面，在交點的左側即fs<1khz的情況下，e6位於e2的上方，因此，e6的條件更加緩和。即，在本實施方式中，只要以在fs≥1khz的情況下，δf/fs<1/106，在fs<1khz的情況下，δf<1mhz為條件即可。由此，能夠緩和應該滿足的條件，因此，例如能夠降低對d/a轉換器100的解析度的要求，容易實現電路裝置500。
此外，本實施方式的方法不限於組合使用δf/fs<1/106和δf<1mhz。具體而言，可以是，在設d/a轉換部80的採樣頻率為fs、設d/a轉換部80的1次d/a轉換所引起的振蕩頻率的變化為δf的情況下，當fs＜1khz時，δf＜1mhz。此時，在fs≥1khz的情況下，可以採用與δf/fs<1/106不同的條件，也可以不將fs≥1khz設為本實施方式的方法的應用對象。
另外，還可考慮δf和fs滿足以上條件的電路裝置的各種設計方法。例如，根據電路裝置，要求d/a轉換部80的轉換速度(採樣頻率)不同。在給定的電路裝置中，能夠設定fs＝100khz這樣的較高採樣頻率；在不同的電路裝置中，從功耗等的觀點來看，可考慮只允許fs＝100hz這樣的較低採樣頻率。在允許fs＝100khz的電路裝置中，只要如上所述將δf/fs<1/106用作條件即可，δf<100mhz。在該情況下，與δf<1mhz相比能夠增大δf，即使解析度較低也沒有問題。另一方面，在fs＝100hz的電路裝置中，只要如上所述使用δf<1mhz即可。在該情況下，對解析度的要求較高，但是，能夠實現低功耗的電路裝置等。
在此，本實施方式的振子xtal例如是石英振子。另外，已知石英振子的振蕩頻率等特性根據相對於晶軸的切斷方位而不同。本實施方式的石英振子可以是廣泛使用的at切振子或者sc切(stresscompensation-cut)振子或者saw諧振器。
at切振子是相對於晶軸的角度為35.15°，作為10mhz～500mhz的振蕩源用於spxo、tcxo、vcxo的振子。此外，sc切振子是由於在高溫下溫度特性極小這樣的特徵而作為10mhz～100mhz的振蕩源用於ocxo的振子。另外，at切振子和sc切振子的振蕩頻率由厚度剪切振動決定。此外，saw諧振器是應用了聲表面波(surfaceacousticwave)的振子，依賴於石英表面的電極圖案而振動。saw諧振器是振蕩頻率高達100mhz～3.5ghz，c/n特性較好(q值高)的振子。
另外，δf/fs<1/106是與δf、fs之比有關的條件。因此，可考慮大量滿足δf/fs<1/106的δf、fs的組合。圖18是不使c/n特性惡化而能夠取得精度較好的數據時的δf、fs的值的組合的例子。圖18的f1為(δf，fs)＝(0.1hz，4mhz)，f2為(δf，fs)＝(4mhz，100khz)，f3為(δf，fs)＝(1mhz，10khz)。
在本實施方式中，將δf、fs的值的組合限定成一個並無妨礙。例如，僅將f1～f3中的任意一個設定成δf、fs的值的組合，在電路裝置500中進行動作，使得滿足必須設定的值。不過，本實施方式的方法不限於此，也可以使δf、fs的值的組合為可變的。例如，也可以保持f1～f3這3種作為δf、fs的值的組合的候選，根據狀況採用3種中的任意一種。
例如，根據從電路裝置500開始動作時起是否在規定期間內，決定要使用的δf、fs的值的組合。在開始動作時，此前未進行對溫度檢測數據dtd的溫度補償處理，因此，要輸出的振蕩信號ssc的振蕩頻率與所望的振蕩頻率之差(以下，表述為頻率誤差)有時較大。通過處理部50的溫度補償處理，能夠求出用於減小頻率誤差(狹義而言為0)的頻率控制數據dds，但是，在本實施方式中，具有將每一次的振蕩頻率的變動抑制到δf這樣的制限。即，在頻率控制數據dds的1次輸出的期間內，頻率誤差只減少δf，使頻率誤差為0有可能需要較長時間。
因此，在本實施方式中，可以在開始動作時，將δf設定成較大的值，並且為了滿足δf/fs<1/106而使fs也為較大的值。如果是上述f1～f3的例子，則使用f1所示的(δf，fs)＝(0.1hz，4mhz)。由此，δf較大，因此，能夠在較短的時間內使振蕩信號的振蕩頻率接近所望的頻率(使頻率誤差接近0)。
不過，為了增大δf，fs也必須增大，帶來功耗的增大等。由此，在經過了一定程度的時間的情況下(或者，頻率誤差小到一定程度的情況下)，期望減小δf，減小fs。如果是圖18的例子，則將要使用的δf、fs的值的組合從f1變更成f2所示的(δf，fs)＝(4mhz，100khz)。此外，在進一步經過了時間的情況下(頻率誤差變小的情況下)，也可以將要使用的δf、fs的值的組合從f2變更成f3所示的(δf，fs)＝(1mhz，10khz)。
圖19是用於說明以上的控制的圖。圖19的縱軸表示頻率誤差(hz)，橫軸用對數表示從開始動作時(啟動時)起的經過時間。如圖19的t1～t2所示，從啟動時起在規定期間內利用f1所示的參數動作。採樣頻率fs較高，並且每一次的頻率變化量δf也較大，因此，能夠在短時間內使在啟動時0.2hz以上的頻率誤差接近0。此外，在t2～t3的期間內利用f2所示的參數動作，在t3以後的期間內利用f3所示的參數動作。
由此，能夠使用與狀況對應的參數實現δf/fs<1/106所示的條件。具體而言，在頻率誤差有可能較大的狀況下，在高速地追蹤目標值，並且完成了一定程度的追蹤的情況下，減小fs來抑制功耗的增大。
另外，在此，說明了δf、fs的值的組合有3種的例子，但是，當然也可以是2種，還可以是4種以上。此外，只要δf、fs滿足δf/fs<1/106即可，具體的數值也不限於圖18的f1～f3。此外，示出了在滿足δf/fs<1/106這樣的條件下使δf和fs為可變的例子，但是，也可以在使頻率控制數據dds以k×lsb(k≥1)為單位變化這樣的條件下使k為可變。
4.詳細的結構例
4.1處理部
接著，示出本實施方式的電路裝置的各部的詳細結構例。圖20是示出處理部50的詳細結構例的圖。
如圖20所示，處理部50(dsp部)包含控制部52、運算部60、輸出部70。控制部52進行運算部60、輸出部70的控制和各種判斷處理。運算部60根據來自a/d轉換部20的溫度檢測數據dtd進行振蕩頻率的溫度補償處理的運算。輸出部70接收來自運算部60的運算結果數據，輸出頻率控制數據dds。
控制部52包含判定部53。判定部53具有比較部54、55，根據比較部54、55的比較結果進行各種判定處理。
運算部60包含類型轉換部61、62、68、多路復用器63、65、運算器64、工作寄存器66、67、69。運算器64包含乘法器58和加法器59。
類型轉換部61被輸入來自存儲器部180的係數數據，進行從二進位類型(整數)到浮點類型(單精度)的類型轉換，將類型轉換後的係數數據輸出到多路復用器63。類型轉換部62被輸入來自a/d轉換部20的溫度檢測數據dtd，進行從二進位類型到浮點類型的類型轉換，將類型轉換後的溫度檢測數據dtd輸出到多路復用器63。將例如15比特的二進位的溫度檢測數據dtd進行類型轉換而轉成32比特的浮點數據(指數部＝8比特，尾數＝23比特，符號＝1比特)。此外，多路復用器63被輸入來自存儲溫度補償處理用的固定值的定數數據的rom190的該定數數據。
多路復用器63選擇運算器64的輸出數據、工作寄存器66、67的輸出數據、類型轉換部61、62的輸出數據、rom190的輸出數據中的任意一項輸出到運算器64。運算器64利用乘法器58和加法器59，進行例如32比特的浮點的積和運算等運算處理，由此執行溫度補償處理。多路復用器65選擇運算器64的乘法器58和加法器59的輸出數據的中的任意一項，輸出到工作寄存器66、67和類型轉換部68中的任意一方。類型轉換部68將運算部60(運算器64)的運算結果數據從浮點類型類型轉換成二進位類型。例如將32比特的浮點的運算結果數據進行類型轉換而變成20比特的二進位的運算結果數據。類型轉換後的運算結果數據保持在工作寄存器69中。
運算部60(運算器64)如下式(11)所示，進行以例如5次的近似函數(多項式)近似圖6的溫度特性的曲線的溫度補償處理。
vcp＝b·(t－t0)5+c·(t－t0)4+d·(t－t0)3+e·(t－t0)(11)
在上式(11)中，t相當於由溫度檢測數據dtd表示的溫度，t0相當於基準溫度(例如25℃)。b、c、d、e是近似函數的係數，該係數的數據存儲在存儲器部180中。運算器64執行上式(11)的積和運算等運算處理。
輸出部70包含多路復用器71、輸出寄存器72、lsb加法器73、lsb減算器74。多路復用器71選擇作為運算部60的輸出數據的運算結果數據、lsb加法器73的輸出數據、lsb減算器74的輸出數據中的任意一項輸出到輸出寄存器72。控制部52的判定部53監視工作寄存器69的輸出數據和輸出寄存器72的輸出數據。並且，進行使用比較部54、55的各種比較判定，根據判定結果控制多路復用器71。
在本實施方式中，輸出部70如圖21、圖22所示，在溫度從第1溫度變化成第2溫度的情況下，輸出從與第1溫度對應的第1數據dat1到與第2溫度對應的第2數據dat2，以k×lsb為單位變化的頻率控制數據dds。輸出例如k＝1，以1lsb為單位變化的頻率控制數據dds。
例如，在輸出寄存器72中存儲有作為上次(第n－1的定時)的運算部60的運算結果數據的第1數據dat1。在工作寄存器69中存儲有作為本次(第n的定時)的運算部60的運算結果數據的第2數據dat2。
並且，輸出部70如圖21所示，在作為本次的運算結果數據的第2數據dat2比作為上次的運算結果的第1數據dat1大的情況下，進行對第1數據dat1加上作為規定值的1lsb(廣義而言k×lsb)的處理，直到相加結果數據達到第2數據dat2為止，並且將相加結果數據作為頻率控制數據dds而輸出。
另一方面，輸出部70如圖22所示，在作為本次的運算結果數據的第2數據dat2小於作為上次的運算結果的第1數據dat1的情況下，進行從第1數據dat1減去作為規定值的1lsb(k×lsb)的處理，直到相減結果數據達到第2數據dat2為止，並且將相減結果數據作為頻率控制數據dds而輸出。
具體而言，控制部52的判定部53對存儲在輸出寄存器72中第1數據dat1和存儲在工作寄存器69中的第2數據dat2進行比較。其比較的判定由比較部54進行。
並且，如圖21所示，在dat2比dat1大的情況下，由lsb加法器73進行對輸出寄存器72的dat1加上1lsb的處理，由多路復用器71選擇lsb加法器73的輸出數據。由此，在輸出寄存器72中，如圖21所示，保持對dat1依次加上1lsb而得到的相加結果數據。並且，將依次加上1lsb而更新的相加結果數據作為頻率控制數據dds而輸出。並且，反覆進行該相加處理直到相加結果數據達到dat2為止。對相加結果數據與dat2的一致進行判定的比較處理由比較部55進行。
另一方面，如圖22所示，在dat2比dat1小的情況下，由lsb加法器74進行對輸出寄存器72的dat1減去1lsb的處理，由多路復用器71選擇lsb加法器73的輸出數據。由此，在輸出寄存器72中，如圖22所示，保持從dat1依次減去1lsb而得到的相減結果數據。並且，將依次減去1lsb而更新的相減結果數據作為頻率控制數據dds而輸出。並且，反覆進行該相減處理直到相減結果數據達到dat2為止。
另外，lsb加法器73、lsb減算器74的相加處理、相減處理的最大次數被設定成規定次數(例如8次)。並且，可以對例如環境溫度的最大溫度變化進行規定(例如2.8℃/10秒)。因此，進行設定使得與例如1lsb×規定次數對應的溫度變化(與例如1lsb×8次的電壓對應的溫度變化)充分超過上述的最大溫度變化。
此外，如在圖11中說明的那樣，處理部50的頻率控制數據dds的輸出速率(1/tdac)比a/d轉換部20的溫度檢測數據dtd的輸出速率(1/tad)快。因此，例如在圖11中從a/d轉換部20向處理部50輸入溫度檢測數據dtd2後，在接下來被輸入溫度檢測數據dtd3之前的期間tad內，可執行圖21、圖22所示的將1lsb加上或者減去給定次數的處理。例如可執行上述最大次數即規定次數(例如8次)的相加處理或相減處理。
如上所述，根據圖20的結構的處理部50，如圖21、圖22所示，例如能夠輸出從與第1溫度(第1溫度檢測數據dtd1)對應的第1數據dat1到與第2溫度(第2溫度檢測數據dtd2)對應的第2數據dat2，以k×lsb為單位變化的頻率控制數據dds。由此，能夠通過處理部50的頻率控制數據dds的輸出控制，實現在圖11～圖13中說明的本實施方式的方法。
此外，在本實施方式中，能夠通過例如32比特等的高精度的運算處理實現例如運算部60的處理。因此，例如在類型轉換部68中對32比特的浮點的運算結果數據進行類型轉換時，根據精度得到確保的23比特的尾數，能夠取得例如20比特的二進位的頻率控制數據dds(運算結果數據)。由此，如在圖5中說明的那樣，能夠將例如i＝20比特的頻率控制數據dds從處理部50輸入到d/a轉換部80。並且，調製電路90根據i＝20比特中的m＝4比特的數據，對頻率控制數據dds的n＝16比特的數據進行調製，d/a轉換器100對調製後的n＝16比特的數據進行d/a轉換，由此，能夠實現i＝20比特的解析度的d/a轉換。
4.2d/a轉換部
圖23、圖24是示出d/a轉換部80的詳細結構例的圖。d/a轉換部80包含調製電路90、d/a轉換器100、濾波電路120。
如圖23所示，d/a轉換器100包含高位側的d/a轉換器daca、低位側的d/a轉換器dacb以及電壓跟隨連接的運算放大器(運算增幅器)opa、opb、opc。
高位側daca被輸入來自調製電路90的n比特(n＝q+p)的數據dm中的高位q比特的數據，低位側dacb被輸入低位p比特(例如p＝q＝8)的數據。這些高位側daca、低位側dacb是從由例如串聯連接的多個電阻進行電壓分割而成的多個分割電壓中選擇與輸入數據對應的電壓的電阻串型的d/a轉換器。
如圖24所示，高位側daca包含串聯連接在高電位側電源電壓vdda的節點與低電位側電源電壓vss的節點之間的多個電阻ra1～ran。此外，高位側daca包含一端與基於這些電阻ra1～ran的電壓分割節點連接的多個開關元件sa1～san+1、根據數據dm的高位q比特的數據生成接通或者斷開開關元件sa1～san+1的開關控制信號的解碼器104(開關控制電路)。
並且，高位側daca將由多個電阻ra1～ran中的高位q比特的數據確定的電阻的兩端的分割電壓中的一個分割電壓輸出到運算放大器opa的非反轉輸入端子，將另一個分割電壓輸出到運算放大器opb的非反轉輸入端子。由此，該一個電壓由電壓跟隨連接的運算放大器opa進行阻抗轉換，作為電壓vx提供給低位側dacb。此外，該另一個電壓由電壓跟隨連接的運算放大器opb進行阻抗轉換，作為電壓vy提供給低位側dacb。
在由例如高位q比特的數據確定了電阻ra1的情況下，將電阻ra1兩端的分割電壓中的高電位側的分割電壓經由接通的開關元件sa1以及運算放大器opa作為電壓vx來提供。此外，將低電位側的分割電壓經由接通的開關元件sa2以及運算放大器opb作為電壓vy來提供。此外，在由高位q比特的數據確定電阻ra2的情況下，將電阻ra2兩端的分割電壓中的低電位側的分割電壓經由接通的開關元件sa3以及運算放大器opa作為電壓vx來提供。此外，將高電位側的分割電壓經由接通的開關元件sa2以及運算放大器opb作為電壓vy來提供。
低位側dacb包含串聯連接在電壓vx的節點與電壓vy的節點之間的多個電阻rb1～rbm。此外，低位側dacb包含一端與基於這些電阻rb1～rbm的電壓分割節點連接的多個開關元件sb1～sbm+1、和根據數據dm的低位p比特的數據生成接通或者斷開開關元件sb1～sbm+1的開關控制信號在內的解碼器106(開關控制電路)。
並且，低位側dacb將基於電阻rb1～rbm的多個分割電壓中的通過低位p比特的數據選擇出的1個分割電壓作為選擇電壓，經由接通的開關元件輸出到電壓跟隨連接的運算放大器opc的非反轉輸入端子。由此，將該選擇電壓作為d/a轉換器100的輸出電壓vda而輸出。
圖25、圖26、圖27是調製電路90的說明圖。如圖25所示，調製電路90接收來自處理部50的i＝(n+m)比特的頻率控制數據dds。並且，根據該頻率控制數據dds的低位m比特的數據(比特b1～b4)，進行頻率控制數據dds的高位n比特(比特b5～b20)的數據的pwm調製。並且，如在圖23、圖24中說明的那樣，該n比特的數據中的高位q比特的數據(比特b13～b20)被輸入到高位側daca，低位p比特的數據(比特b5～b12)被輸入到低位側dacb。
圖26是pwm調製的第1方式的說明圖。dy、dz是數據dm的高位n比特的數據，是在n比特表現中dy＝dz+1成立的數據。
在由用於pwm調製的低位m＝4比特的數據表示的佔空比例如為8比8的情況下，如圖26所示，以時分方式將8個16比特的數據dy和8個16比特的數據dz從調製電路90輸出到d/a轉換器100。
此外，在由低位m＝4比特的數據表示的佔空比為10比6的情況下，以時分方式將10個數據dy和6個數據dz從調製電路90輸出到d/a轉換器100。同樣地，在由低位m＝4比特的數據表示的佔空比為14比2的情況下，以時分方式輸出14個數據dy和2個數據dz。
圖27是pwm調製的第2方式的說明圖。在用於pwm調製的m＝4比特的各比特b4、b3、b2、b1為邏輯電平「1」的情況下，選擇在圖27中與各比特對應的輸出模式(各比特的右側示出的輸出模式)。
在例如比特b4＝1，b3＝b2＝b1＝0的情況下，在期間p1～p16內僅輸出與比特b4對應的輸出模式。即，將n＝16比特的數據按照dz、dy、dz、dy····的順序以時分方式，從調製電路90輸出到d/a轉換器100。由此，數據dy，dz的輸出次數共8次，可實現與在圖26中佔空比為8比8的情況相同的pwm調製。
此外，在比特b4＝b2＝1，b3＝b1＝0的情況下，在期間p1～p16內輸出與比特b4、b2對應的輸出模式。由此，數據dy、dz的輸出次數分別為10次、6次，可實現與佔空比為10比6的情況相同的pwm調製。同樣地，在比特b4＝b3＝b2＝1，b1＝0的情況下，數據dy，dz的輸出次數分別為14次、2次，可實現與佔空比為14比2的情況相同的pwm調製。
如上所述，根據圖5、圖23的調製電路90，僅控制數據dy、dz的輸出次數等即可實現pwm調製，雖然是使用例如16比特的解析度的d/a轉換器100，也能夠實現例如20比特以上的d/a轉換的解析度。
在例如噪聲較小的電阻串型或電阻梯型的d/a轉換中，例如16比特左右的解析度是實質上的界限。在這一點上，根據圖5、圖23的結構，僅設置電路規模較小的調製電路90和濾波電路120，即可將d/a轉換的解析度提高到例如20比特以上。因此，能夠在將電路規模的增加抑制到最小限度，同時提高d/a轉換部80的解析度。並且，通過提高d/a轉換部80的解析度，能夠實現振蕩頻率精度的高精度化，能夠抑制跳頻，提供適合於時刻同步的振蕩器。
4.3溫度傳感器部、振蕩電路
圖28示出溫度傳感器部10的第1結構例。圖28的溫度傳感器部10具有電流源ist和集電極被提供來自電流源ist的電流的雙極性電晶體trt。雙極性電晶體trt成為其集電極與基極被連接的二極體連接，向雙極性電晶體trt的集電極的節點輸出具有溫度特性的溫度檢測電壓vtd。溫度檢測電壓vtd的溫度特性是由於雙極性電晶體trt的基極-發射極間電壓的溫度依存性而產生的。如圖30所示，溫度檢測電壓vtd具有負的溫度特性(具有負梯度的1階溫度特性)。
圖29示出溫度傳感器部10的第2結構例。在圖29中，圖28的電流源ist由電阻rt實現。並且，電阻rt的一端與電源電壓的節點連接，另一端與雙極性電晶體trt1的集電極連接。此外，雙極性電晶體trt1的發射極與雙極性電晶體trt2的集電極連接。並且，雙極性電晶體trt1，trt2均與二極體連接，被輸出到雙極性電晶體trt1的集電極的節點的電壓vtsq如圖30所示具有負的溫度特性(具有負的梯度的1階溫度特性)。
此外，在圖29的溫度傳感器部10中，還設有運算放大器opd和電阻rd1、rd2。運算放大器opd的非反轉輸入端子被輸入電壓vtsq，反轉輸入端子與電阻rd1的一端以及電阻rd2的一端連接。並且，電阻rd1的他端被提供基準溫度電壓vta0，電阻rd2的他端與運算放大器opd的輸出端子連接。
利用這樣的運算放大器opd以及電阻rd1、rd2，構成以基準溫度電壓vat0為基準將電壓vtsq正轉放大的放大器。由此，從溫度傳感器部10輸出溫度檢測電壓vtd＝vat0+(1+rd2/rd1)×(vtsq－vat0)。並且，通過調整基準溫度電壓vat0，能夠調整基準溫度t0。
圖31示出振蕩電路150的結構例。該振蕩電路150具有電流源ibx、雙極性電晶體trx、電阻rx、可變電容電容器cx1、電容器cx2、cx3。
電流源ibx向雙極性電晶體trx的集電極提供偏置電流。電阻rx被設置在雙極性電晶體trx的集電極與基極之間。
電容可變的可變電容電容器cx1的一端與振子xtal的一端連接。具體而言，可變電容電容器cx1的一端經由電路裝置的第1振子用端子(振子用襯墊)而與振子xtal的一端連接。電容器cx2的一端與振子xtal的另一端連接。具體而言，電容器cx2的一端經由電路裝置的第2振子用端子(振子用襯墊)而與振子xtal的另一端連接。電容器cx3的一端與振子xtal的一端連接，另一端與雙極性電晶體trx的集電極連接。
在雙極性電晶體trx流過由于振子xtal的振蕩而產生的基極-發射極間電流。並且，當基極-發射極間電流增加時，雙極性電晶體trx的集電極-發射極間電流增加，從電流源ibx向電阻rx分支的偏置電流減少，因此，集電極電壓vcx降低。另一方面，當雙極性電晶體trx的基極-發射極間電流減少時，集電極-發射極間電流減少，從電流源ibx向電阻rx分支的偏置電流增加，因此，集電極電壓vcx上升。該集電極電壓vcx經由電容器cx3而反饋給振子xtal。
振子xtal的振蕩頻率具有溫度特性(例如圖6的溫度特性)，該溫度特性由d/a轉換部80的輸出電壓vq(頻率控制電壓)補償。即，輸出電壓vq被輸入到可變電容電容器cx1，利用輸出電壓vq控制可變電容電容器cx1的電容值。當可變電容電容器cx1的電容值變化時，振蕩迴路的諧振頻率變化，因此，振子xtal的溫度特性引起的振蕩頻率的變動得到補償。可變電容電容器cx1可由例如可變電容二極體(varactor)等實現。
另外，本實施方式的振蕩電路150不限於圖31的結構，能夠進行各種變形實施。例如在圖31中以cx1為可變電容電容器的情況為例進行了說明，但是，也可以將cx2或者cx3設為利用輸出電壓vq控制的可變電容電容器。此外，也可以將cx1～cx3中的多個設為利用vq控制的可變電容電容器。
5.變形例
接著，說明本實施方式的各種變形例。例如，以上如圖21，圖22所示，說明了處理部50輸出以k×lsb為單位變化的頻率控制數據dds，由此實現圖11～圖13的本實施方式的方法的情況，但是，本實施方式不限於此。
在圖32的變形例中，在d/a轉換器dacc、dacd的後級設有由scf(開關電容濾波器)構成的濾波電路130。例如8比特的d/a轉換器dacc根據定時n的數據d(n)輸出電壓da1。此外，8比特的d/a轉換器dacd根據接下來的定時n+1的數據d(n+1)輸出電壓da2。
在設濾波電路130的scf的時鐘頻率為fck的情況下，通過由電容器cs1、開關元件ss1、ss2構成的電路，可實現rg＝1/(cs1×fck)的電阻。通過由電容器cs2、開關元件ss3、ss4構成的電路，可實現rf＝1/(cs2×fck)的電阻。
此外，該濾波電路130的時間常數τ可由下式(12)表示。
τ＝rf×cs3＝(cs3/cs2)×(1/fck)(12)
通過設為例如cs3＝5pf，cs2＝0.1pf，fck＝5khz，可實現τ＝10msec。通過這樣地將時間常數τ設為足夠長，如圖34所示，可實現從電壓da1到電壓da2以時間常數τ緩慢變化的輸出電壓vq。
例如如圖33所示，設在圖8中說明的期間tp(例如20msec)為橫軸、設允許頻率漂移fd(例如數ppb左右)為縱軸的情況下的斜率為sl1＝fd/tp。在該情況下，通過與該斜率sl1相比，減小以圖34的時間常數τ實現的斜率sl2，能夠實現圖11～圖13的本實施方式的方法。即，將具有由期間tp和允許頻率漂移fd規定的斜率sl1無法產生這樣的強低通濾波特性的濾波電路130設在d/a轉換器dacc、dacd的後級。由此，如圖11的c2所示，d/a轉換部80的輸出電壓vq可實現與以1lsb的電壓的步幅變化的電壓波形相同的電壓波形，能夠解決跳頻的問題。
但是，在濾波電路130的時間常數τ比期間tp長時，振子xtal的溫度特性的變動用濾波電路130的輸出電壓vq校正不完，產生頻率偏移的問題。
例如，圖35是示出時間常數τ＝tp＝20mesc的情況下相對於溫度變化的頻率漂移的圖。通過如圖35所示設定成τ＝tp，能夠解決跳頻的問題。另一方面，圖36、圖37分別是τ＝22msec，40msec的情況下相對於溫度變化的頻率漂移的圖。這樣，在圖32的變形例中，產生在時間常數τ變長和時頻率漂移的特性惡化的問題，存在很難求出最優解這樣的缺點。
圖38是a/d轉換部20的結構例。如圖38所示，a/d轉換部20包含處理部23、寄存器部24、d/a轉換器dace、dacf、比較部27。此外，還可以包含溫度傳感器部用放大器28。處理部23、寄存器部24作為邏輯部22設置，d/a轉換器dace、dacf、比較部27、溫度傳感器部用放大器28作為模擬部26設置。
寄存器部24存儲a/d轉換的中途結果、最終結果等的結果數據。該寄存器部24相當於例如逐次比較方式中的逐次比較結果寄存器。d/a轉換器dace、dacf對寄存器部24的結果數據進行d/a轉換。這些dace，dacf可採用與圖23、圖24相同結構的d/a轉換器。比較部27進行d/a轉換器dace、dacf的輸出電壓與溫度檢測電壓vtd(溫度傳感器部用放大器28進行放大後的電壓)的比較。比較部27可由例如斬波型比較器等實現。處理部23根據比較部27的比較結果進行判定處理，進行寄存器部24的結果數據的更新處理。並且，將通過該更新處理而求出的最終的溫度檢測數據dtd作為溫度檢測電壓vtd的a/d轉換結果，從a/d轉換部20輸出。通過這樣的結構，可實現例如逐次比較方式的a/d轉換、與逐次比較方式類似的方式的a/d轉換等。並且，在圖11～圖13中說明的本實施方式的方法還可通過研究圖38的a/d轉換部20的溫度檢測數據dtd的輸出方式等來實現。
6.振蕩器、電子設備、移動體
圖39示出包含本實施方式的電路裝置500的振蕩器400的結構例。如圖39所示，振蕩器400包含振子420和電路裝置500。振子420和電路裝置500被安裝于振蕩器400的封裝410內。並且，振子420的端子和電路裝置500(ic)的端子(襯墊，pad)通過封裝410的內部布線電連接。
圖40示出包含本實施方式的電路裝置500的電子設備的結構例。該電子設備包含本實施方式的電路裝置500、石英振子等的振子420、天線atn、通信部510、處理部520。此外，還可以包含操作部530、顯示部540、存儲部550。由振子420和電路裝置500構成振蕩器400。另外，電子設備不限於圖40的結構，可以進行省略它們的一部分結構要素或者追加其它的結構要素等各種變形實施。
作為圖40的電子設備，可假定例如gps內置時鐘、活體信息測定設備(脈搏計、步數計等)或者頭部安裝式顯示裝置等的可穿戴設備，智慧型手機、便攜電話、便攜遊戲裝置、筆記本pc或者平板pc等便攜信息終端(移動終端)，發布內容的內容提供終端，數位照相機或者攝像機等視頻設備，或者基站或路由器等網絡作業相關設備等的各種設備。
通信部510(無線電路)進行經由天線atn從外部接收數據或者向外部發送數據的處理。處理部520進行電子設備的控制處理、經由通信部510發送接收的數據的各種數字處理等。該處理部520的功能可通過例如微計算機等的處理器來實現。
操作部530用於用戶進行輸入操作，可通過操作按鈕、觸摸面板顯示器等來實現。顯示部540用於顯示各種信息，可通過液晶、有機el等顯示器來實現。另外，在作為操作部530使用觸摸面板顯示器的情況下，該觸摸面板顯示器兼具操作部530以及顯示部540的功能。存儲部550用於存儲數據，其功能可通過ram、rom等半導體存儲器、hdd(硬碟)等來實現。
圖41示出包含本實施方式的電路裝置的移動體的例子。本實施方式的電路裝置(振蕩器)例如可以安裝到車輛、飛機、摩託車、自行車或者船舶等的各種移動體中。移動體是具有例如發動機或馬達等驅動機構、方向盤或舵等操控機構以及各種的電子設備(車載設備)，是在陸地上、空中和海上移動的設備或裝置。圖41概略地示出作為移動體的具體例的汽車206。汽車206組入了本實施方式的電路裝置和具有振子的振蕩器(未圖示)。控制裝置208根據通過該振蕩器生成的時鐘信號而進行工作。控制裝置208按照例如車體207的姿態對懸架的軟硬度進行控制，或者對各個車輪209的制動器進行控制。例如可通過控制裝置208實現汽車206的自動運行。另外，組入有本實施方式的電路裝置和振蕩器的設備不限於這樣的控制裝置208，還能夠組入到汽車206等的移動體上設置的各種設備(車載設備)中。
另外，如上所述對本實施方式進行了詳細說明，而對本領域普通技術人員而言，應能容易理解未實際脫離本發明的新穎事項和效果的多種變形。因此，這樣的變形例全部包含在本發明的範圍內。例如，在說明書或者附圖中，至少一次與更加廣義或者同義的不通用語一同描述的用語都可以在說明書或者附圖的任意部分置換為該不同用語。此外，本實施方式和變形例的全部組合也包含在本發明的範圍內。此外，電路裝置、振蕩器、電子設備、移動體的結構或動作、d/a轉換方法、頻率控制數據的處理方法、處理部的頻率控制數據的輸出方法、d/a轉換部的電壓的輸出方法、振子的頻率控制方法等也不限於在本實施方式中說明的方式，能夠進行各種變形實施。