一種高效率的大功率移相全橋零電壓軟開關電路的製作方法

2023-10-17 18:01:59 1

本實用新型涉及移相全橋零電壓軟開關變換技術領域，具體是一種高效率的大功率移相全橋零電壓軟開關電路。

背景技術：

隨著電源產品向高功率密度、高可靠性、高效率方向發展，移相全橋電路得到了廣泛的應用和研究。相對於傳統的硬開關電路，移相全橋電路工作在零電壓開關模式下，開關損耗大大減小，有助於提高開關頻率，減小電源產品的體積和重量。隨著移相控制晶片的推出，通過移相控制方式，在原有的硬開關電路上，增加諧振網絡和鉗位電路，可以在一定負載範圍內實現主功率管的零電壓軟開關。但是受到電路本身的限制，傳統的移相全橋零電壓軟開關電路仍存在以下問題：

（1）電源輸出功率較大時，主功率管發熱量較大，很難通過熱設計進行優化，而且主功率管的熱衝擊較大，可能會造成熱擊穿，降低電源的可靠性；

（2）移相全橋電路的滯後橋臂在開關過程中，變壓器副邊相當於短路狀態，此時輸出濾波電感的電流通過整流部分續流，不再反射到變壓器原邊，用來實現滯後橋臂軟開關的能量僅來自諧振電感，因此不同於超前橋臂在軟開關時可以利用輸出電感和諧振電感的能量，滯後橋臂往往很難實現軟開關，導致開關損耗很大，電路熱分布不均勻，且電源整體效率降低；

（3）實現滯後橋臂軟開關的常用方法是增大諧振電感的感量，即除了變壓器的漏感，額外增加一個獨立的諧振電感，通過調整諧振電感的感量，使得滯後橋臂實現軟開關。但是隨著諧振電感感量的增大，一方面會進一步加劇副邊的佔空比丟失，使得更多的能量不能有效傳遞到副邊，導致電源效率降低，另一方面諧振電感自身發熱會愈加嚴重，增加散熱成本；

（4）隨著電源輸出功率的增加，通常採用多幅磁芯並繞的方式繞制主功率變壓器，會導致變壓器重量和體積的增大，不利於實現電源的小型化、輕量化；

（5）電源輸出功率較大時，如果使用單個全波整流電路，則流過輸出電感的電流很大，由於電感自身存在直流阻抗，導致其發熱嚴重；同樣的，流過輸出整流二極體的電流很大，導致其同樣發熱嚴重，另外在切換負載時引起的電流尖峰可能會導致二極體的熱衝擊進而導致器件熱失效。

技術實現要素：

本實用新型的目的在於提供一種高效率的大功率移相全橋零電壓軟開關電路，以解決傳統移相全橋零電壓軟開關電路在大功率應用場合的主功率管發熱嚴重、滯後橋臂難以實現軟開關、主功率變壓器體積大、副邊整流濾波電路發熱嚴重以及整機效率較低的問題。

本實用新型的技術方案為：

一種高效率的大功率移相全橋零電壓軟開關電路，包括由第一主功率管、第三主功率管、第五主功率管和第七主功率管構成的超前橋臂、由第二主功率管、第四主功率管、第六主功率管和第八主功率管構成的滯後橋臂、第一鉗位二極體、第二鉗位二極體、主功率變壓器、隔直電容、全波整流電路和諧振網絡；

所述第一主功率管的源極與第三主功率管的漏極連接，所述第五主功率管的源極與第七主功率管的漏極連接，所述第一主功率管的漏極與第五主功率管的漏極連接，所述第三主功率管的源極與第七主功率管的源極連接，所述第一主功率管與第三主功率管之間的節點連接到第五主功率管與第七主功率管之間的節點；

所述第二主功率管的源極與第四主功率管的漏極連接，所述第六主功率管的源極與第八主功率管的漏極連接，所述第二主功率管的漏極與第六主功率管的漏極連接，所述第四主功率管的源極與第八主功率管的源極連接，所述第二主功率管與第四主功率管之間的節點連接到第六主功率管與第八主功率管之間的節點；

所述第五主功率管的漏極與第二主功率管的漏極連接，所述第七主功率管的源極與第四主功率管的源極連接，第一鉗位二極體的陰極連接到第五主功率管與第二主功率管之間的節點，所述第一鉗位二極體的陽極與第二鉗位二極體的陰極連接，所述第二鉗位二極體的陽極連接到第七主功率管與第四主功率管之間的節點；

所述主功率變壓器的原邊分別與隔直電容的一端和超前橋臂連接，所述隔直電容的另一端連接到第一鉗位二極體與第二鉗位二極體之間的節點，所述主功率變壓器的副邊與全波整流電路連接；所述諧振網絡的一端連接到第一鉗位二極體與第二鉗位二極體之間的節點，另一端與滯後橋臂連接。

所述的高效率的大功率移相全橋零電壓軟開關電路，所述主功率變壓器由第一變壓器和第二變壓器構成，所述全波整流電路由第一全波整流電路和第二全波整流電路構成，所述第一全波整流電路包括第一整流二極體、第二整流二極體和第一輸出電感，所述第二全波整流電路包括第三整流二極體、第四整流二極體和第二輸出電感；

所述第一變壓器的原邊與第二變壓器的原邊通過一副磁芯並聯繞制；所述第一變壓器的原邊的一端抽頭與隔直電容連接，另一端抽頭與超前橋臂連接；所述第二變壓器的原邊的一端抽頭連接到第一變壓器的原邊與隔直電容之間的節點，另一端抽頭連接到第一變壓器的原邊與超前橋臂之間的節點；

所述第一變壓器的副邊的中心抽頭與第二變壓器的副邊的中心抽頭連接，為輸出負；所述第一變壓器的副邊的兩端抽頭分別與第一整流二極體和第二整流二極體的陽極連接，所述第一整流二極體和第二整流二極體的陰極與第一輸出電感的一端連接；所述第一輸出電感的另一端與第二輸出電感的一端連接，為輸出正；所述第二輸出電感的另一端與第三整流二極體和第四整流二極體的陰極連接，所述第三整流二極體和第四整流二極體的陽極分別與第二變壓器的副邊的兩端抽頭連接。

所述的高效率的大功率移相全橋零電壓軟開關電路，所述諧振網絡包括諧振電感、第一諧振電容、第二諧振電容、第三諧振電容和第四諧振電容；所述諧振電感的一端連接到第一鉗位二極體與第二鉗位二極體之間的節點，另一端連接到第二主功率管與第四主功率管之間的節點；所述第一諧振電容的一端連接到第二主功率管的源極，另一端連接到第二主功率管的漏極；所述第二諧振電容的一端連接到第四主功率管的源極，另一端連接到第四主功率管的漏極；所述第三諧振電容的一端連接到第六主功率管的源極，另一端連接到第六主功率管的漏極；所述第四諧振電容的一端連接到第八主功率管的源極，另一端連接到第八主功率管的漏極。

所述的高效率的大功率移相全橋零電壓軟開關電路，所述第一主功率管與第五主功率管的驅動信號一致，所述第三主功率管與第七主功率管的驅動信號一致，且所述第一主功率管與第三主功率管的驅動信號互補，中間的間隔時間即為死區時間；

所述第二主功率管與第六主功率管的驅動信號一致，所述第四主功率管與第八主功率管的驅動信號一致，且所述第二主功率管與第四主功率管的驅動信號互補，中間的間隔時間即為死區時間；

所述第一主功率管和第五主功率管超前於第二主功率管和第六主功率管一個相位；所述第三主功率管和第七主功率管超前於第四主功率管和第八主功率管一個相位。

所述的高效率的大功率移相全橋零電壓軟開關電路，所述第一主功率管、第二主功率管、第三主功率管、第四主功率管、第五主功率管、第六主功率管、第七主功率管和第八主功率管的內部分別一一對應集成有第一體二極體、第二體二極體、第三體二極體、第四體二極體、第五體二極體、第六體二極體、第七體二極體和第八體二極體；所述第一主功率管、第二主功率管、第三主功率管、第四主功率管、第五主功率管、第六主功率管、第七主功率管和第八主功率管的內部分別一一對應寄生有第一結電容、第二結電容、第三結電容、第四結電容、第五結電容、第六結電容、第七結電容和第八結電容。

本實用新型的有益效果為：

由上述技術方案可知，本實用新型可以有效降低主功率管損耗，提高了滯後橋臂實現零電壓軟開關的程度，減小了主功率變壓器的體積，解決了副邊整流濾波電路發熱嚴重的問題，並能夠有效提高整機效率。

附圖說明

圖1是本實用新型的結構示意圖；

圖2是本實用新型的工作模態波形圖。

具體實施方式

下面結合附圖和具體實施例進一步說明本實用新型。

如圖1所示，一種高效率的大功率移相全橋零電壓軟開關電路，包括由第一主功率管Q1、第三主功率管Q3、第五主功率管Q5和第七主功率管Q7構成的超前橋臂、由第二主功率管Q2、第四主功率管Q4、第六主功率管Q6和第八主功率管Q8構成的滯後橋臂、第一鉗位二極體DC1、第二鉗位二極體DC2、主功率變壓器Tr、隔直電容Cb、全波整流電路和諧振網絡。主功率變壓器Tr由第一變壓器Tr-1和第二變壓器Tr-2構成，全波整流電路由第一全波整流電路和第二全波整流電路構成。第一全波整流電路包括第一整流二極體DR1、第二整流二極體DR2和第一輸出電感LO1，第二全波整流電路包括第三整流二極體DR3、第四整流二極體DR4和第二輸出電感LO2。諧振網絡包括諧振電感Lr、第一諧振電容Cr1、第二諧振電容Cr2、第三諧振電容Cr3和第四諧振電容Cr4。

第一主功率管Q1的源極與第三主功率管Q3的漏極連接，第五主功率管Q5的源極與第七主功率管Q7的漏極連接，第一主功率管Q1的漏極與第五主功率管Q5的漏極連接，第三主功率管Q3的源極與第七主功率管Q7的源極連接，第一主功率管Q1與第三主功率管Q3之間的節點連接到第五主功率管Q5與第七主功率管Q7之間的節點。

第二主功率管Q2的源極與第四主功率管Q4的漏極連接，第六主功率管Q6的源極與第八主功率管Q8的漏極連接，第二主功率管Q2的漏極與第六主功率管Q6的漏極連接，第四主功率管Q4的源極與第八主功率管Q8的源極連接，第二主功率管Q2與第四主功率管Q4之間的節點連接到第六主功率管Q6與第八主功率管Q8之間的節點。

第五主功率管Q5的漏極與第二主功率管Q2的漏極連接，第七主功率管Q7的源極與第四主功率管Q4的源極連接，第一鉗位二極體DC1的陰極連接到第五主功率管Q5與第二主功率管Q2之間的節點，第一鉗位二極體DC1的陽極與第二鉗位二極體DC2的陰極連接，第二鉗位二極體DC2的陽極連接到第七主功率管Q7與第四主功率管Q4之間的節點。

隔直電容Cb的一端連接到第一鉗位二極體DC1與第二鉗位二極體DC2之間的節點，另一端與第一變壓器Tr-1的原邊的一端抽頭連接。第一變壓器Tr-1的原邊的另一端抽頭連接到第五主功率管Q5與第七主功率管Q7之間的節點。第二變壓器Tr-2的原邊與第一變壓器Tr-1的原邊通過一副磁芯並聯繞制，第二變壓器Tr-2的原邊的一端抽頭連接到第一變壓器Tr-1的原邊與隔直電容Cb之間的節點，另一端抽頭連接到第一變壓器Tr-1的原邊與超前橋臂之間的節點。

第一變壓器Tr-1的副邊的中心抽頭與第二變壓器Tr-2的副邊的中心抽頭連接，為輸出負。第一變壓器Tr-1的副邊的兩端抽頭分別與第一整流二極體DR1和第二整流二極體DR2的陽極連接，第一整流二極體DR1和第二整流二極體DR2的陰極與第一輸出電感LO1的一端連接。第一輸出電感LO1的另一端與第二輸出電感LO2的一端連接，為輸出正。第二輸出電感LO2的另一端與第三整流二極體DR3和第四整流二極體DR4的陰極連接，第三整流二極體DR3和第四整流二極體DR4的陽極分別與第二變壓器Tr-2的副邊的兩端抽頭連接。第一輸出濾波電容CO1、第二輸出濾波電容CO2以及負載RL的一端與輸出正連接，另一端與輸出負連接。

諧振電感Lr的一端連接到第一鉗位二極體DC1與第二鉗位二極體DC2之間的節點，另一端連接到第二主功率管Q2與第四主功率管Q4之間的節點。第一諧振電容Cr1的一端連接到第二主功率管Q2的源極，另一端連接到第二主功率管Q2的漏極；第二諧振電容Cr2的一端連接到第四主功率管Q4的源極，另一端連接到第四主功率管Q4的漏極；第三諧振電容Cr3的一端連接到第六主功率管Q6的源極，另一端連接到第六主功率管Q6的漏極；第四諧振電容Cr4的一端連接到第八主功率管Q8的源極，另一端連接到第八主功率管Q8的漏極。

第一主功率管Q1、第二主功率管Q2、第三主功率管Q3、第四主功率管Q4、第五主功率管Q5、第六主功率管Q6、第七主功率管Q7和第八主功率管Q8的內部分別一一對應集成有第一體二極體D1、第二體二極體D2、第三體二極體D3、第四體二極體D4、第五體二極體D5、第六體二極體D6、第七體二極體D7和第八體二極體D8。第一主功率管Q1、第二主功率管Q2、第三主功率管Q3、第四主功率管Q4、第五主功率管Q5、第六主功率管Q6、第七主功率管Q7和第八主功率管Q8的內部分別一一對應寄生有第一結電容C1、第二結電容C2、第三結電容C3、第四結電容C4、第五結電容C5、第六結電容C6、第七結電容C7和第八結電容C8。

第一主功率管Q1與第五主功率管Q5的驅動信號一致，第三主功率管Q3與第七主功率管Q7的驅動信號一致，且第一主功率管Q1與第三主功率管Q3的驅動信號互補，中間的間隔時間即為死區時間。第二主功率管Q2與第六主功率管Q6的驅動信號一致，第四主功率管Q4與第八主功率管Q8的驅動信號一致，且第二主功率管Q2與第四主功率管Q4的驅動信號互補，中間的間隔時間即為死區時間。第一主功率管Q1和第五主功率管Q5超前於第二主功率管Q2和第六主功率管Q6一個相位；第三主功率管Q3和第七主功率管Q7超前於第四主功率管Q4和第八主功率管Q8一個相位。

由上述可知，本實用新型中超前橋臂的主功率管和滯後橋臂的主功率管均為雙管並聯使用，其中，第一主功率管Q1與第五主功率管Q5並聯，第三主功率管Q3與第七主功率管Q7並聯，第二主功率管Q2與第六主功率管Q6並聯，第四主功率管Q4與第八主功率管Q8並聯。通過主功率管並聯，每對主功率管的導通阻抗降低為原來單個主功率管的50%，且發熱量均分在兩個主功率管上，並聯後單個主功率管的發熱量降低為原來的25%，不僅增加了輸出電流能力，減小了主功率管的損耗，也改善了主功率管的散熱條件，有利於提高整機效率，適用於低壓高電流的大功率電源應用場合。

本實用新型增加的諧振網絡，通過調整諧振電感Lr、第一諧振電容Cr1、第二諧振電容Cr2、第三諧振電容Cr3和第四諧振電容Cr4的參數，可以合理地設置諧振頻率，可以在滯後橋臂的主功率管結電容上的能量被釋放完全後再開通或關斷主功率管，使得滯後橋臂更容易實現軟開關，降低了主功率管的開關損耗，並且通過合理地設置死區時間，使得諧振周期和死區時間相互配合，可以實現效率的最大化。

主功率變壓器Tr採用新型繞制方法，即原邊通過一副磁芯並聯繞制、副邊通過兩路全波整流電路後並聯輸出。主功率變壓器Tr的集成度高，有助於充分利用磁芯的窗口面積，減少磁芯和骨架數量，實現電源的小型化和高功率密度。在減小主功率變壓器Tr體積和重量的同時，副邊通過兩副抽頭對應連接兩路全波整流電路，可以有效解決整流濾波電路發熱嚴重的問題。

本實用新型所描述電路的效率可達93%以上，且在增加器件較少的基礎上，對電路的參數進行優化，解決了現有移相全橋零電壓軟開關電路在輸出功率增大後，主功率管發熱嚴重、滯後橋臂不易實現軟開關導致效率偏低及電路結構體積龐大的問題。

下面參照圖2說明本實用新型所描述電路的工作原理：

（1）開關模態0，t0時刻之前：第一主功率管Q1、第五主功率管Q5和第四主功率管Q4、第八主功率管Q8導通，第一整流二極體DR1和第三整流二極體DR3導通，原邊向副邊傳遞能量。

（2）開關模態1，[t0，t1]：在t0時刻關斷第一主功率管Q1、第五主功率管Q5，原邊電流給第一結電容C1、第五結電容C5充電，同時給第三結電容C3、第七結電容C7放電。剛開始，VAB下降，VAC保持不變，當C點電壓下降到零電位時，第二鉗位二極體DC2導通，實現鉗位作用，將C點電壓鉗位在零電位。流經諧振電感Lr的電流保持不變，且與原邊電流的差值通過第二鉗位二極體DC2流過。由於第一結電容C1、第五結電容C5和第三結電容C3、第七結電容C7的存在，第一主功率管Q1可以實現零電壓關斷。到t1時刻，第一結電容C1、第五結電容C5的電壓充到與輸入電壓一致，第三結電容C3、第七結電容C7的電壓放電到零電位時，第二整流二極體 DR2和第四整流二極體DR4也開始導通。

（3）開關模態2，[t1，t2]：在t1時刻可以開通第三主功率管Q3、第七主功率管Q7，因為第三結電容C3、第七結電容C7的電壓放電到零電位，第三體二極體D3、第七體二極體D7已經導通，因此第三主功率管Q3、第七主功率管Q7為零電壓開通。

（4）開關模態3，[t2，t3]：在t2時刻關斷第四主功率管Q4、第八主功率管Q8，此時諧振電感Lr中的電流一邊給第四結電容C4、第八結電容C8及第二諧振電容Cr2、第四諧振電容Cr4充電，一邊給第二結電容C2、第六結電容C6及第一諧振電容Cr1、第三諧振電容Cr3放電，此時副邊所有的整流二極體都處在導通狀態，且主功率變壓器Tr的原副邊電壓均為零。正是通過諧振電感Lr和第二結電容C2、第六結電容C6和第四結電容C4、第八結電容C8及第一諧振電容Cr1、第二諧振電容Cr2、第三諧振電容Cr3、第四諧振電容Cr4諧振的能量將第四結電容C4、第八結電容C8的電壓充到與輸入電壓一致，第二結電容C2、第六結電容C6的電壓放電到零電位，才使得第四主功率管Q4、第八主功率管Q8零電壓關斷。

（5）開關模態4，[t3，t4]：副邊所有的整流二極體都繼續處在導通狀態，在t3時刻可以開通第二主功率管Q2、第六主功率管Q6，因為第二結電容C2、第六結電容C6的電壓放電到零電位，第二體二極體D2、第六體二極體D6已經導通，因此第二主功率管Q2、第六主功率管Q6為零電壓開通。由於輸入電壓全部反加在諧振電感Lr上，流過諧振電感Lr的電流線性下降，到t4時刻，流過諧振電感Lr的電流下降到與原邊電流一致，第二鉗位二極體DC2關斷。

（6）開關模態5，[t4，t5]：副邊所有的整流二極體都繼續處在導通狀態，由於輸入電壓全部反加在諧振電感Lr上，原邊電流線性下降至零時，第二體二極體D2、第六體二極體D6和第三體二極體D3、第七體二極體D7關斷。

（7）開關模態6，[t5，t6]：副邊所有的整流二極體都繼續處在導通狀態，原邊電流反向增加，通過第二主功率管Q2、第六主功率管Q6和第三主功率管Q3、第七主功率管Q7形成功率迴路，到t6時刻，原邊電流反向增加到與副邊電流折算到原邊的電流值一致時，第一整流二極體DR1和第三整流二極體DR3關斷。

（8）開關模態7，[t6，t7]：在t7時刻，C點電壓上升到輸入電壓，VAC下降到負輸入電壓，第一鉗位二極體DC1導通，實現鉗位作用，將VAC鉗位在負輸入電壓。

（9）開關模態8，[t7，t8]：流經諧振電感Lr的電流保持不變，且與原邊電流的差值通過第一鉗位二極體DC1流過，原邊電流反向增加，在t8時刻，原邊電流增加到與流過諧振電感Lr的電流一致時，第一鉗位二極體DC1關斷。

（10）開關模態9，[t8，t9]：第二主功率管Q2、第六主功率管Q6和第三主功率管Q3、第七主功率管Q7導通，第二整流二極體DR2和第四整流二極體DR4導通，原邊繼續向副邊傳遞能量。電路開始另一半周期的工作，其工作情況類似於上述半個周期。

以上所述實施方式僅僅是對本實用新型的優選實施方式進行描述，並非對本實用新型的範圍進行限定，在不脫離本實用新型設計精神的前提下，本領域普通技術人員對本實用新型的技術方案作出的各種變形和改進，均應落入本實用新型的權利要求書確定的保護範圍內。