在傳輸信道之間確定增益偏置的方法
2023-10-24 16:22:17
專利名稱：在傳輸信道之間確定增益偏置的方法
背景本發明涉及接收機的信道估計，尤其涉及基於至少兩個信號的信道估計，其中一個信號可以是導頻信號。
在數字通信系統中，代表信息的數字符號在不同的節點(例如基站、行動電話)之間傳播以交換信息。
經常被提到的分層模型OSI(開放系統互聯)模型通常用來描述通信系統。在模型的最底層傳輸由比特組成的信息流，一般稱為物理信道。物理信道提供的服務質量事先被定義，它取決於具體的安排。在簡化描述中，物理信道包含按照預設格式進行比特格式化、編碼、交織、載波調製、媒質傳輸、下變頻、解調、解交織以及前向糾錯。此外，還有很多為實現特定操作的其它功能，例如時域和頻域的同步及信道估計。導頻符號通常在物理信道的信息符號中傳輸，之後接收機利用導頻符號來完成同步和信道估計。信道估計描述了信道(包含調製、TX前端、媒質、RX前端和解調)影響傳輸符號，用於在接收機中重建信號。
有兩種類型的物理信道，專用物理信道和廣播物理信道。專用物理信道傳輸信號到一個接收機，而廣播物理信道是為多個接收機設計的。
媒質攜帶了不同節點的天線之間的電磁或光學信號。在無線通信系統中媒質包含「自由空間」(並不自由)，而且信號是在這種媒質中傳播的電磁波。建築物及其它障礙引起的反射會帶來衰落和散射。散射可以引起多徑效應，這取決於物理信道的符號速率和散射強度。
基站在大部分時間傳輸多個物理信道。在TDMA系統中，來自同一個基站的物理信道用時間來區分(如果使用多個載波用頻率)。在FDMA系統中，只使用頻率來區分不同物理信道。在擴頻CDMA系統中，使用編碼來區分不同用戶(如果使用多個載波用頻率)。
在WCDMA系統中，從同一個基站發出的公共物理導頻信道(CPICH)和在專用物理信道(DPCH)中傳輸的導頻可以使用基本上同樣的前端和同樣的天線發射。然後兩個信道經過同樣的媒質響應，這樣基於CPICH和DPCH的信道估計都可以用來提供信道參數的良好估計。當CPICH和DPCH用兩個不同的天線發射時這種情況不適用。
不考慮使用的信道，由於通過傳輸媒質的影響，接收到的信號會在很多方面不同於發送信號。在媒質中，作用於射頻信號的影響主要包括多徑衰落、媒質中其它信號的幹擾以及熱噪聲。信號與其自身的反射或回波信號之間的相互作用形成衰落，這可以引起嚴重的並且高度局部化的信號幅度和相位的漂移，稱為瑞利衰落。在無線環境中，幹擾通常是由多餘的其它無線信號的存在引起的。這些信號可以與有用信號使用同一個信道(有時稱為同信道幹擾)或者相鄰的信道(有時稱為鄰信道幹擾)。熱噪聲存在於所有通信信道中，會引起傳輸信號的額外失真。因此，可以認為接收機接收到的信號是一個複合信號，由有用分量和有害分量組成。有害分量代表穿越媒質路徑的影響，例如幹擾和噪聲。
在接收端，處理接收到的信號以獲取數字採樣序列或者碼流。在這裡叫做「接收信號」或者「接收碼流」，這些信號可以用複數表示。舉例來說，接收信號可以經過濾波、放大、使用同相和正交本機振蕩器下混頻到基帶、進行模數(A/D)轉換和同步處理之後，獲得了復接收碼流r(n)。復碼流r(n)中的每一個點可以寫成實部與虛部的和，即r(n)＝I(n)+jQ(n)，其中I(n)代表樣本同相分量，Q(n)代表樣本正交分量，n是樣本時間指數。
每個復接收碼也可以寫作有用分量和有害分量之和，即r(n)＝s(n)+z(n)，其中s(n)是有用信號分量流，z(n)是有害分量流，也就是噪聲。如前所述，有害分量樣本z(n)可以包括其他信號帶來的幹擾，例如同信道和相鄰信道幹擾，由多徑傳播引起的自幹擾，和熱噪聲或者環境噪聲。經常有多個幹擾信號，其中一個相對其餘來說功率最強。
典型的接收機對接收碼流r(n)應用基帶信號處理的某種形式以還原(或「檢測」)信息符號。此類基帶信號處理可以基於一種傳輸媒質模型。例如，傳輸媒質可以做成一個濾波器的模型，它有k個覆信道標記係數；濾波器的輸入是發射的數位訊號，濾波器的輸出是有用信號分量。若b(n)表示發射的數位訊號，那麼有用信號分量樣本s(n)由下式給出
s(n)＝h(0)b(n)+h(1)b(n-1)+...+h(K-1)b(n-K+1)其中h(k)是信道標記係數，它是具有實部和虛部的復值。信道標記係數可以用極坐標表示為h(k)＝a(k)jθ(k)其中h(k)的幅度是a(k)，即h(k)的模。h(k)的相位用θ(k)表示。
信道標記係數的估計可以用多種信道標記估計技術實現。信道標記估計，即信道跟蹤，在當前技術中是眾所周知的，J.Proakis的「數字通信」第二版624-627頁(McGraw-Hill圖書公司，1989)中有關於它的討論。初始信道標記估計可以使用已知技術從同步信號相關值或者最小方差估計中得到。
信道標記係數估計hest(k)用來計算檢測到的數字符號序列bdet(n)。舉例來說，只要hest(0)非零(即如果媒質的濾波器模型只有一個標記)，b(n)是二進位的，那麼bdet(n)由下式給出bdet(n)＝sgn[hest(0)*r(n)]其中sgn[x]表示取x的符號，上標」*」表示複數共軛。在本例中，b(n)是二進位的，因此bdet(n)可以允許的值也是二進位的，如+1和-1。因此，可以看到對發射的數位訊號b(n)的精確檢測取決於對信道標記係數的精確估計。
參考
圖1可以更好的理解上文，圖1給出了一個典型的數字通信系統10，它包含一個發射機12和一個接收機14。發射機12包括一個數字符號發生器102和一個數字發射機103。符號發生器接收攜帶信號101的信息，產生相應的數字符號序列b(n)。數字符號序列b(n)被傳往數字發射機103，它將該序列進行數模(D/A)轉換、調製、脈衝整形和放大，然後發射作為結果的模擬信號Y。接收機14包含多個接收機無線單元18a-18n，每個都可以有相應的天線16a-16n、無線處理器105a-105n以及A/D轉換器106a-106n。每個天線16a-16n接收一個對應於發射信號Y的模擬接收信號，並且將接收信號傳往無線處理器105a-105n。天線16a-16n可以相互分離，相應地，每個無線單元18a-18n從不同接收信道(空間分集)接收一個接收信號。
在圖1的例子中，信道是無線傳輸信道，但是熟悉現有技術的人喜歡電話傳輸信道、區域網傳輸信道等。信道也可以是與相控天線元件或者來自波束成形器的無線電波有關的無線信道。此外，應該理解分離的天線16和無線單元18可以看作瑞克接收機的「探針」，瑞克接收機是一個遠程終端(如現代數字蜂窩電話系統中的行動電話)的典型配置。這種配置提供多徑分集。
無線處理器105a-105n典型地將接收信號濾波，放大，並下變頻到基帶。之後A/D轉換器106a-106n將基帶接收信號轉換為複數字接收碼流rx(n)，其中下標x表示對應碼流的接收信道。例如，無線單元18a可以從天線16a接收模擬信號，並且產生相應的數字接收碼流ra(n)。隨之產生的數位訊號rx(n)是包含同相分量I和正交分量Q的覆信號序列。熟悉現有技術的人都知道這些信號並不一定是複數。覆信號rx(n)被送到基帶處理器20，使用估計到的信道標記係數hest(k)來處理覆信號以檢測出信息符號，從接收到的碼流rx(n)獲得bdet(n)。
由於自幹擾信號是時間離散的，它們會互相干擾並且產生幹擾衰落，所以多徑傳播通常是有害的。但是多徑傳播也可能會有好處。反射信號傳播與主信號相同的信息。當衰落引起主信號本身的顯著衰減時，能夠利用時間離散波的結構性累加來「重構」或放大主信號，即信號的差異被放大了。
基帶處理器20包含一個瑞克接收機。瑞克接收機是一個有效利用時間離散信號上述特點的無線接收機。瑞克接收機包含大量稱作瑞克分支的獨立接收單元，每個接收、跟蹤或定位一個獨立的載波。瑞克接收機還包括用以組合接收信號的裝置和延遲這些信號，以便在組合信號之前，使其達到一定相位。。
如果多個信道的標記係數非零，就可以利用信道標記係數估計執行某種形式的均衡。一種叫做最大似然序列估計(MLSE)的均衡，在上文提到的J.Proakis的著作的第六章中有描述。相應地，基帶處理器20可以包含一個相干檢測器，它可以由多天線MLSE均衡器實現，例如Backstrom等人在美國專利第5191598號中公開的那種，該專利在本申請中作為特別參考。當然接收機可以對檢測到的符號進行進一步的處理。例如，可以對檢測到的符號進行前向糾錯解碼，這些符號也可以被組合為軟信息值。
由於信道傳輸的影響，天線16接收到的信號包含有害信號，有害信號包含熱噪聲，很有可能還會包含上面提到的幹擾信號。圖1中示出了一個幹擾信號的例子，這裡幹擾器106產生信號X，有害信號使接收機從接收到的樣本流中完美地恢復信息符號變得困難。
如果有害成分包含幹擾，那麼可以應用多種抗幹擾技術來改進接收信號的信噪比(SNR)從而改善信道標記係數估計的精確度。應用陣列處理技術的抗幹擾技術在數字傳輸系統中可以帶來很大的性能增益，但是為了使這種抗幹擾達到很好的效果，要求對每個獨立信道的信道標記係數都有合理的估計。抗幹擾技術的例子包括J.H.Winters在他的著作「在扁平衰落的數字移動無線系統IS-54中使用自適應陣列的信號捕獲和跟蹤」(IEEE Trans，Veh.Technol.)第42卷377-384頁(1993年11月)中描述的內容。在幹擾很強的情況下，這種技術也可以帶來很好的檢測性能。
在傳統的通信系統中，每個物理信道都是單獨跟蹤的，也就是說每個物理信號的信道標記係數都是獨立估計的，估計時使用的是每個物理信道接收到的樣本流，而沒有參考其他物理信道接收到的樣本流。很多已知的估計信道標記係數的方法認為信道標記係數只是在考慮範圍中的物理信道接收到的信號的函數。由於幹擾，精確地估計每個獨立物理信道的信道標記係數可能會很困難，而由於檢測器使用了估計的信道標記係數來檢測傳輸信號，這會帶來潛在的錯誤。
在WCDMA系統中每個基站在幾個物理信道傳輸。由於多方面的原因，其中的很多物理信道包含可以用來估計信道特性的導頻符號。典型的導頻信號是一個或多個預設的符號，它可以在各自的信道傳輸，或者插入其他信道，它可以被用來完成監督、控制、均衡、接續、同步或者參考的功能。
再次參照圖1，發射機12中產生的數據可以包含(舉例來說)信道編碼數據、傳輸功率控制(TPC)指令、可選的傳輸格式聯合指示符(TFCIs)等。第三代夥伴項目(3GPP)正在標準化的第三代蜂窩電話系統就是此類系統中的一種。對於3GPP通信系統中的下行鏈路(基站到遠端站)傳輸，數據可以是時空分段編碼並且可以經過碼率匹配、交織等操作。一個或多個導頻信號可以複合到編碼數據中，複合碼流可以經過信道化編碼、擾碼等。然後，信道化的擾碼信號被一個或多個天線傳到接收機14。
圖2描述了圖1通信系統的一個傳輸信道傳送信息的示例格式。正如在很多數字系統中，信道傳送的信息被組織為很多時隙210，它們被分組形成連續的幀220，每一幀包含一系列時隙210。如圖2示，幀220可以被分組成為連續的超幀230。每個時隙210除了其它信息以外可以包含一個TFCI 211，第一組數據(有效載荷)212，TPC命令213，第二組數據214以及導頻信號215。在一個典型通信系統中，時隙可以持續0.625毫秒並且包含可變數目的比特，這取決於時隙的類型，幀可以包含16個時隙，超幀可以包含72個幀。每個基站也發送包含導頻符號的CPICH，其擴頻因子為256。該CPICH以相對較高的功率發送，到達蜂窩的邊界。
目前已經有了很多信道估計的方法。例如，G.Bottomle的美國專利第5822380號「節點信道估計的裝置和方法」中描述了出其它內容以外的估計信道標記係數的一種裝置，它是來自一個信道標記係數正在被估計的信道的接收樣本流的函數，也是來自於其它信道的至少一個接收樣本流的函數。該專利在本申請中作為特別參考。2000年5月19日J.Nilsson申請的美國專利第09/573157號「具有傳輸分集的信道估計方法和裝置」描述了在傳輸分集的環境下使用導頻信號的信道估計。該專利在本申請中作為特別參考。
歐洲公開的S.Abeta等人申請的專利申請第P0955741號「信道估計裝置，及每個均含有該裝置的CDMA接收機和CDMA發射機」描述了數據符號信道估計的獲取，它基於與數據符號序列並行的導頻符號序列。美國K.Rohani等人的專利第5583886號「確定大量信道響應並隨之修正接收信號的方法」描述了一個跳頻擴頻通信系統，它基於從若干發射機的每一個發送來的已知信號確定若干信道估計。
圖3描述了基帶處理器28，它像在美國專利第5822380號中描述的那樣處理複合接收信道。如圖3所示，基帶處理器28包含相關檢測器25，節點信道估計器30以及有害相關估計器32。基帶處理器28可以在可編程微處理器或數位訊號處理器(DSP)中實現。DSP的一個示例是德州儀器製造的TMS320C50。
節點信道估計器30接收復樣本流ra(n)，rb(n)和有害相關矩陣RZZ，基於兩個樣本流為每個接收信道估計一組信道標記係數h(k)。利用有害相關矩陣，並且將信道標記係數作為複合復樣本流的函數進行計算，幹擾對於信道標記係數估計的影響減少了。節點信道估計器30同樣接收已知的輸入或bdet(n)的試驗性檢測值，它被節點信道估計器30用來進行信道標記係數估計。
接收樣本流rx(n)和信道標記係數c(k)提供給有害相關估計器32，它為接收天線產生有害相關矩陣RZZ。有害相關估計器32可以用多種方法實現，包括Gregory E.Bottomley為「在多天線數字蜂窩通信系統中抗幹擾組合的方法和裝置」申請的美國專利第5680419號中公開的方法，該專利在本申請中作為特別參考。有害相關矩陣RZZ通過線路41提供給節點信道估計器30和相干檢測器24。
開關31通過線39提供已知符號值或試驗性檢測信息符號值bdet(n)給聯合信道估計器30和有害相關估計器32。已知符號值可以在同步或者處理導頻信號時提供，此時已知模式的符號被接收機接收並處理。這種處理之後，開關提供檢測到的信息符號值bdet(n)給節點信道估計器30和有害相關估計器32。
相關檢測器25接收復樣本，估計的信道標記係數和多接收信道的有害相關信息，並且利用它們來檢測傳輸信息符號。如圖3所示，相關檢測器25可以被改變來進行幹擾消除，它使用有害相關估計器32提供的有害相關矩陣RZZ來消除或者排除復樣本帶來的幹擾。美國專利5680419號描述了一個適當的檢測器的例子。上文中提到的J.H.Winters的著作中也提到了這種檢測器的例子。
當復接收信號的特性大相逕庭時，使用復接收信號來估計信道標記係數就變得複雜起來。例如，在很多現有通信系統中很常見的是，當接收到的信號來源於傳輸功率不同的信道時會發生錯誤。在3GPP系統中，專用和公共信道使用不同信號傳輸，它們通常被作為物理信道。物理信道通過信道化編碼和/或時分復用分離。根據基站的構造，這些信號可以通過同一種媒質傳輸，因而經歷同樣的多徑。DPCH和CPICH可以同時被一個遠程終端接收，例如，被瑞克接收機的不同探針接收。CPICH在每一個小區中廣播，它使用特定的信道化編碼，並且總是沒有功率控制。CPICH的功率選擇原則是讓即使處於蜂窩邊界外的手機也能接收到它。因此，在很多情況下CPICH的功率比DPCH的高的多。此外，大多情況下傳輸DPCH時使用了功率控制，它用來將每個單獨的DPCH功率限制在每個手機接收每個DPCH所需要的值上。因此，在多數情況下DPCH和CPICH的傳輸功率對於手機來說相差的值是未知的，我們把這種差異叫做增益偏置。同樣要注意由於功率控制的原因，這種增益偏置會隨時間改變。
相應的，需要為復接收信道提供更精確的信道標記係數估計，並且最好從具有不同傳輸功率電平的復接收信道組合信道估計。
概述申請人的發明滿足了上述以及其它要求。一方面，它提供了一種確定通信系統中傳輸信道之間增益偏置的方法。第一組信道估計來源於通過第一個信道接收的符號，第二組信道估計來源於通過第二個信道接收的符號。增益偏置在接收機中被確定，使用的是基於第一和第二組信道估計的二階等式。
從申請人發明的另一個方面來說，它提供了確定通信系統中傳輸信道的一組覆信道估計的方法。第一組信道估計來源於通過傳輸信道接收的符號，第二組信道估計來源於通過通信系統中另一個信道接收的符號。增益偏置基於第一和第二組信道估計來確定。信道估計增益組的確定是基於增益偏置和第一和第二組的信道估計。
從申請人發明的第三個方面來說，它提供了確定通信系統中傳輸信道的一組信道估計增益的方法。第一組信道估計來源於通過傳輸信道接收的符號，第二組信道估計來源於通過通信系統中另一個信道接收的符號。增益偏置基於第一和第二組信道估計來確定。信道估計增益組基於增益偏置和第一與第二組信道估計來確定。信道估計增益組與第一和第二組信道估計中的一個有關。
值得強調的是在本說明書中使用術語「包含」時，它用來表明存在聲明過的特性、整數、步驟或者成分，但是並不排除一種或者更多其它特性、整數、步驟、成分或其群的存在與附加。
附圖簡述結合附圖閱讀該描述可以了解本發明的目的、特徵和優勢，附圖中相似的參考數字表示相似的部分，其中圖1是典型的數字通信系統的框圖2描述了傳輸信道的一種格式；圖3是基帶處理器的框圖；圖4A是根據本發明的方法的流程圖；圖4B是根據本發明的方法的框圖；圖5是根據本發明的瑞克接收機和處理單元的框圖；圖6A是根據發明實施例的圖5的處理器單元功能框圖；圖6B是根據發明可選實施例的圖5的處理器單元功能框圖；發明詳述一些現代數字通信系統，例如上述的專利和出版物中描述的那些，使用瑞克接收機處理經過不同路徑傳輸並且在不同時間到達接收天線的傳輸信號的反射，即回波。可以認為瑞克接收機有很多「探針」，每個探針可以看成是各個信號通道的獨立接收機。為了改善性能，瑞克探針的輸出經常被通過最大比率合併方法來合併，而且更精確的信道估計會改善這種最大率瑞克合併的精確性和最終檢測符號的精確性。
典型地，信道估計來源於包含在傳輸信號中的導頻符號，但也可以使用數據符號和其它已知符號。正如「物理信道和傳輸信道到物理信道的映射」(3G TS 25.211，3.3.0版，2000年6月)中描述的，在3GPP標準中，當接收專用信道DPCH和CPICH時，兩個信道擁有適於信道估計的導頻符號。但是，兩個信道具有不同特性，其中之一便是信道傳輸功率不同。由於DPCH中使用的傳輸功率控制，功率偏置也可以隨時間變化。因此，接收機通常對增益偏置沒有精確的了解，雖然對瑞克接收機之後的解碼器來說更正功率偏置對於獲得正確的軟信息很重要。通信系統可以發送表明增益偏置的信息給接收機，但是這樣做是不合要求的，因為該信息會消耗稀有的信道容量，而且它並不一定會被正確接收。
不更正信道間的增益偏置而從DPCH和CPICH組合信道估計當然可以做到。例如，一種方法將來源於CPICH的信道估計作為DPCH的信道估計使用，但是由於上述的原因，這會給DPCH帶來錯誤的軟信息。另一種方法用來自DPCH信道估計的增益信息和來自CPICH信道估計的相位信息來產生混合信道估計(注意信道估計是復值)。大體上，該方法可以得到正確結果，但是由於DPCH和CPICH不同的功率電平，DPCH的信道估計通常比CPICH的信道估計噪聲大，因此限制了這種方法可以獲得的精確性改善。相應地，這裡描述了組合DPCH和CPICH兩個信道的信道估計而不用要求附加信息來表明信道之間的增益偏置的最好方法。下面是申請人確定兩個信道之間增益偏置的方法以及信道估計改進方法的數學推導，圖4A的流程圖和圖4B的框圖闡述了這種方法。
令對應於瑞克探針i∈[1，n]的信道估計 由下式給出(402，404步)h^iD=hi+ei---(1)]]>h^iC=ghi+vi---(2)]]>分別對應DPCH和CPICH，其中hi代表無噪聲信道估計，ei和vi代表噪聲，g是一個實數，代表兩個信道間的增益偏置，信道由上標D和C指示。此外，令噪聲不相關，零均值，復高斯分布，方差分別為σei2和σvi2。
信道估計的最大似然方案是滿足下列條件概率關係的組θ＝{h1，...，hn，g}maxp(Y|)---(3)]]>其中觀察組Y由所有探針的信道估計給出Y={h^1C,...,h^nC,h^1D,...,h^nD}---(4)]]>條件概率函數p(Y|θ)由下式給出p(Y|)=1(2)ni=1neivii=1ne-|h^iD-hi|22ei2i=1ne-|h^iC-ghi|22vi2---(5)]]>相應的對數概率函數logp(Y|θ)由下式給出logp(Y|)=log(1(2)ni=1neivi)-i=1n|h^iD-hi|22ei2-i=1n|h^iC-ghi|22vi2---(6)]]>為了最大化條件概率函數，將函數的導數設為零是有用的。對數概率函數對信道h的偏導和對數概率函數對增益偏置g的偏導分別形成以下各式logp(Y|)hi=h^iD-hiei2+g(h^iC-ghi)vi2---(7)]]>
logp(Y|)g=i=1nRe(hi(h^iC-ghi)vi2)---(8)]]>其中 表示hi的復共軛。
令式(7)和(8)中的導數為零可以得到下列最大似然(ML)估計{hiML，gML}hiML=vi2h^iD+ei2h^iCgMLvi2+ei2(gML)2---(9)]]>其中增益偏置gML是下列方程的解i=1nRe((vi2h^iD+ei2h^iCgML)(h^iC-h^iDgML)(vi2+ei2(gML)2)2)=0---(10)]]>可以看到方程10的通解是4n-2次多項式方程。如果n大於1，這個方程很難解，但在精確地尋求估計它們的傳輸信道的脈衝響應的通信系統中正屬於這種情況。
申請人已經意識到可以簡化通式，並且對於含有很多探針或其等價的瑞克接收機的情況，通常式(10)可以很容易地被解出。
簡化式(10)的一個設想就是設兩個信道經歷的噪聲功率(幹擾)的關係是vi2=ei2---(11)]]>其中α是一個比例因子。在使用擴頻技術的通信系統中，觀察到的噪聲與不同信道使用的擴展程度(處理增益)有關，而且在3GPP通信系統中，正如「擴頻與調製(FDD)」(3G TS 25.213 3.0.0版，1999年10月)中描述的那樣，不同信道的擴展程度可以不同。因此，比例因子α＝(sf/256)(nD/nC)，其中sf是為DPCH的符號使用的擴頻因子，256是為CPICH的符號使用的擴頻因子，nD和nC分別是為了得到DPCH信道估計 和CPICH信道估計 而連續相加的符號數。噪聲方差是由接收機估計的一個參數，特別是在3GPP通信中的接收機，它被要求周期性地報告該參數或與之有關的參數，並且接收機也會通過在不同信道傳輸的消息知道擴頻因子。
可以理解的是式(5)的概率函數假設兩個信道具有獨立的信道估計誤差vi，ei，在很多通信系統中該假設有效，尤其是為DPCH和CPICH使用不同(正交)擴展序列的3GPP系統。在該假設下，式(10)可以被重寫如下i=1nRe((h^iD+h^iCgML)(h^iC-h^iDgML)ei2)=0---(12)]]>這可以看作增益偏置gML的二階方程如下(gML)2+βgML-α＝0 (13)其中α如上所述，β的計算(450)如下=i=1n|h^iD|2-|h^iC|2ei2i=1nRe(h^iCh^iDei2)---(14)]]>二次方程式(13)可以靠簡單替換(460)為下述表達式求解gML=-2+24+---(15)]]>其中可以選擇正根，這樣增益偏置g自然大於零。應當理解有適當調整時可以使用負根。這樣，接收機可以從每個信道獨立得到的信道估計(步驟402，404)確定(406步)通常對於接收機未知的兩個信道間的增益偏置。
此外，由上述假設，式(9)可以寫作hiML=h^iD+gMLh^iC+(gML)2---(16)]]>得到了(步驟408)應該在接收機或瑞克組合器(見式(1))中使用的最佳信道估計。這樣，在增益偏置的基礎上確定了用來提供覆信道估計的信道估計線性組合(470)。
覆信道估計hML與增益偏置g一起包含了所有必要的幅度和相位信息。也有分離增益和相位估計的可選方案，此時靠其它手段獲得相位信息。例如，有關相位信息可以是已經從兩個信道之一推導出來的信道估計的相位。目前優選的是使用來自於高功率信道的信道估計相位，它通常比低功率信道的信道估計噪聲更小。如前所述，在3GPP通信系統中，CPICH通常比DPCH以更高的功率傳輸，優選使用CPICH的相位，也可以使用信道估計的組合。
應當理解圖4所示方法的步驟可以很容易地用被接收機中一個合適的處理器或圖3中描述的基帶處理器28執行的軟體或者接收機或基帶處理器中提供的專用集成電路(ASIC)之類的硬體來實現。舉例來說，接收機或基帶處理器可以應用於通信系統中的行動電話或其它可攜式無線設備中。
該發明的適用範圍並不局限於任何特殊數字通信系統或標準。為了更好的理解本發明的某些優勢，參考圖5和圖6，下文描述了發明可以怎樣用於3GPP WCDMA數字通信系統的一個例子。
由於CPICH和DPCH在相同的物理媒質中傳輸，它們經歷了相同的多徑，但是增益偏置不同。因此，參考圖5，瑞克接收機探針1到n(501，502，......50n)的每一個接收到的CPICH和DPCH的增益差值都一樣。該發明利用從所有探針(501，502，......50n)獲得的信息來精確地估計增益偏置。該功能由處理單元510執行，它從每個探針獲得信息，並且指示組合器520怎樣最好地組合經過探針接收的信號。這樣，相比於僅使用一個探針估計該信息，增益偏置估計被改善了。
在瑞克接收機500中，對使用瑞克不同探針的每一個多徑成分，CPICH和DPCH都是解擴的。DPCH的解擴信息符號在處理單元510的控制下在組合器520中被解旋，其中處理單元使用相應的已知導頻符號來獲取信道估計 和 (i＝1，......N)。若干個解擴、解旋符號可以取平均來減少這些信道估計的方差。
處理單元510使用信道估計 和 (i＝1，...N)的全部或它們的某個子集來獲得第二組估計的信道hi(i＝1，......N)。
處理單元510可以用可編程數位訊號處理器(DSP)或任何其它處理器，或ASIC實現。處理單元510的功能如圖6A所示，它與組合器520一起工作。處理單元510首先為所有探針(601，602，60n)接收專用信道和公共信道的解擴導頻信號。導頻信號被解旋610並被濾波620，如圖4B示，處理併線性組合信號來計算690覆信道估計。
分離增益和相位估計的可選方案如圖6B示。導頻符號被解旋610，濾波620，並且轉換為極坐標表達式630。然後信號的 和 (i＝1，......N)， 和 的幅度被進一步處理。利用式(14)計算640參數β，利用式(15)得到650g，利用式(16)計算660αi(對所有的i＝1，......N)。每個信道估計的相位，可以被組合670，可以直接從 得到相位。此時可以產生信道估計如下hi=ieji---(17)]]>本發明的方法結合了來自多個探針的信息來建立第一組信道估計，並利用它來獲取第二組更精確的信道估計，因而改善了系統性能。
上文已經描述了申請人的發明的多種實施方案，但是本領域的普通技術人員可以理解這些實施方案只是說明性的，並且很多其它實施方案也是可以的。本發明規定的範圍在下面的權力要求而不是前面的描述中闡明，而且這裡規定了包含在權力要求範圍內的所有變動。
權利要求
1.確定通信系統中傳輸信道間增益偏置的方法，包含以下步驟從通過第一個信道接收的符號獲得第一組信道估計；從通過第二個信道接收的符號獲得第二組信道估計；以及根據第一和第二組信道估計確定增益偏置。
2.權利要求1的方法，其中第一和第二個信道是導頻信道。
3.權利要求1的方法，其中第一和第二個信道分別是DPCH和CPICH。
4.確定通信系統中傳輸信道的一組覆信道估計的方法，包含以下步驟從通過傳輸信道接收的符號獲得第一組信道估計；從通過通信系統中另一個信道接收的符號獲得第二組信道估計；根據第一和第二組信道估計確定增益偏置；以及根據增益偏置和第一與第二組信道估計確定覆信道估計組。
5.權利要求4的方法，其中增益偏置用二階方程確定。
6.權利要求4的方法，其中增益偏置gML用下式確定gML=-2+24+]]>其中=i=1n|h^iD|2-|h^iC|2ei2i=1nRe(h^iCh^iDei2)]]>α是基於擴頻因子的比例因子，α＝(sf/256)(nD/nC)，其中sf是為傳輸信道符號使用的擴頻因子，256是為第二個信道的符號使用的擴頻因子，nD和nC分別是為獲得第一組信道估計 和第二組信道估計 而連續相加的符號數，σei2是估計的噪聲方差參數。
7.權利要求6的方法，其中覆信道估計hiML由下式確定hiML=h^iD+gMLh^iC+(gML)2]]>其中α是基於擴頻因子的比例因子，α＝(sf/256)(nD/nC)，其中sf是為傳輸信道的符號使用的擴頻因子，256是為第二信道的符號使用的擴頻因子，nD和nC分別是為獲得第一組信道估計 和第二組信道估計 而連續相加的符號數。
8.權利要求6的方法，其中覆信道估計通過執行基於增益偏置的第一和第二組信道估計的線性組合來確定。
9.確定通信系統中傳輸信道的一組信道估計增益的方法，包含以下步驟從通過傳輸信道接收的符號獲得第一組信道估計；從通過通信系統中另一個信道接收的符號獲得第二組信道估計；根據第一和第二組信道估計確定增益偏置；根據增益偏置和第一與第二組信道估計確定一組信道估計增益；以及結合信道估計增益組，其具有第一或第二信道估計之一的信道估計相位。
10.權利要求9的方法，其中結合的信道估計相位是第一和第二組信道估計中來自於高功率信道的那個。
11.權利要求10的方法，其中結合的信道估計相位是第一和第二組信道估計中來自於DPCH信道的那個。
全文摘要
本文描述了在通信系統中兩個信道之間估計增益偏置的方法和裝置。增益偏置是由於系統中信號在兩個信道中的傳輸功率不同而引起的。估計到的增益偏置用來確定一系列複雜的信道估計。
文檔編號H04B7/26GK1618183SQ02827649
公開日2005年5月18日 申請日期2002年11月13日 優先權日2001年11月28日
發明者H·B·埃裡克松, J·尼爾松, B·博恩哈德松 申請人:艾利森電話股份有限公司