用於減少來自電源的線電流諧波的方法和設備的製作方法

2023-10-24 06:04:52 1

專利名稱：用於減少來自電源的線電流諧波的方法和設備的製作方法
技術領域：
本發明一般涉及電源，並且更具體而言，本發明涉及減少電源的輸入電流諧波。
背景技術：
電源通常被用來將由插座(electrical outlet)提供的交流("AC")功率變換成電子設備可用的直流("DC")功率。電源設計的一個重要的考慮是功率質量(power quality)，或者，換而言之，向電源傳遞功率的效率(efficiency)。更具體而言，功率質量可以用功率因子來量化，功率因子是傳遞給電源的可用功率的量除以傳遞給電源的總功率的比。可用功率可以定義為由耦合到電源的輸出的負載使用的功率。總功率是傳遞給電源的有用功率和無用功率之和。無用功率可以定義為傳遞給負載但是並未被負載利用而被返回到電源輸入端的功率。
在電源操作期間，具有高的功率因子(總功率的絕大部分是有用功率)有益於增大效率。所傳遞的無用功率由於在經由電源傳送功率時增大的電流而引起功率的附加耗散。此外，電源中的電子組件可能需要被設計為接收較高的電流以向負載傳遞相同量的功率，這可能增大電源的成本和尺寸。
引起附加的無用功率的一個方面是通過配電系統(power distributionsystem)傳遞的電流和/或電壓波形中的失真。通常，這些電流和/或電壓的失真可能是由在經由配電線路(distribution line)進行功率傳送期間所耦合的M於擾引起助。為了設計高效率的電源，增大電源的輸入功率的功率質量是很重要的。增大電源的輸入功率的功率質量的常用方法是使用升壓變換器(boost converter)將電流波形變換回其理想的正弦形狀。

發明內容
根據本發明的一個方面，提供了一種在功率變換器中使用的控制器， 包括第一計算器，該第一計算器被耦合以通過對輸入電流進行積分來確 定所述功率變換器的功率開關的接通時間的結束，以輸出代表所述功率開 關的所述接通時間的結束的接通時間信號；以及第二計算器，該第二計算 器被耦合以通過對輸入電壓和輸出電壓之間的差進行積分來確定所述功率 開關的關斷時間的結束，以輸出代表所述功率開關的所述關斷時間的結束 的關斷時間信號。
根據本發明的另一個方面，提供了一種控制器，用於在功率變換器中 用來減少線電流諧波，所述控制器包括第一積分器，該第一積分器被耦 合以對所述功率變換器的輸入電流進行積分並且輸出用於結束所述功率變 換器中的功率開關的接通時間的第一信號；第二積分器，該第二積分器被 耦合以對實質上恆定的值與所述功率變換器的輸入電壓之間的差進行積分 來輸出用於結束所述功率變換器的關斷時間的第二信號；以及驅動電路， 該驅動電路被耦合來接收所述第一信號和所述第二信號以輸出第三信號， 所述第三信號用於改變所述功率開關的開關頻率以控制所述輸入電流使之 與所述輸入電壓實質上成比例。
根據本發明的另 一個方面，提供了 一種在功率變換器中使用的控制 器，所述控制器包括第一計算器，該第一計算器被耦合以通過對輸入電 流進行積分來確定所述功率變換器的功率開關的接通時間的結束，以輸出 代表所述功率開關的所述接通時間的結束的接通時間信號；以及第二計算 器，該第二計算器被耦合以通過對實質上恆定的值與輸入電壓之間的差進 行積分來確定所述功率開關的關斷時間的結束，以輸出代表所述功率開關 的所述關斷時間的結束的關斷時間信號。
根據本發明的另一個方面，提供了一種控制器，用於在功率變換器中 用來減少線電流諧波，所述控制器包括第一積分器，該第一積分器被耦 合以對所述功率變換器的輸入電流進行積分並且輸出用於結束所述功率變 換器中的功率開關的接通時間的第一信號；第二積分器，該第二積分器被 耦合以對所述功率變換器的輸入電壓和輸出電壓之間的差進行積分來輸出用於結束所述功率開關的關斷時間的第二信號；以及驅動電路，所述驅動 電路被耦合來接收所述第一信號和所述第二信號以輸出第三信號，所述第 三信號用於改變所述功率開關的開關頻率以控制所述輸入電流使之與所述 輸入電壓實質上成比例。
根據本發明的另一個方面，提供了一種方法，包括對功率變換器的 輸入電流進行積分來確定所述功率變換器中的功率開關從接通狀態轉變為 關斷狀態的時間；對恆定值與功率變換器的輸入電壓之間的差進行積分來 確定所述功率開關從接通狀態轉變為關斷狀態的時間；以及根據所述功率 開關從接通狀態轉變為關斷狀態的時間和所述功率開關從關斷狀態轉變為 接通狀態的時間來對所述功率開關進行開關，以調節所述功率變換器的輸 出電壓。


參考附圖對本發明的非限制性和非窮盡性實施例進行描述，其中，若 非另外指明，則相似的標號是指各個示圖中相似的部件。
圖1是示出包括根據本發明教導的示例控制器的升壓變換器的示例示 意圖2A是示出根據本發明教導的圖1的示例控制器的功能框圖； 圖2B是示出根據本發明教導的圖1的示例控制器的功能框圖； 圖2C是示出圖2B的示例輸入電壓計算器的功能框圖，並且還示出與
根據本發明教導的示例輸入電壓計算器的操作對應的波形；
圖2D是示出根據本發明教導的圖1的示例控制器的功能框圖3示出根據本發明教導的與圖1和圖2相關聯的示例輸入電流波形
和開關電流波形；
圖4是圖1中的示例控制器中所包括的示例接通時間計算器的功能框 圖，並且示出根據本發明教導的與示例接通時間計算器的操作相對應的波 形；
圖5是圖1中的示例控制器中所包括的示例關斷時間計算器的功能框 圖，並且示出根據本發明教導的與示例關斷時間計算器的操作相對應的波形；
圖6是圖1中的示例控制器中所包括的示例驅動器的功能框圖，並且 示出根據本發明教導的與示例驅動器的操作相關聯的波形；
圖7是根據本發明教導的圖1的示例控制器中所包括的示例反饋電路 的功能框圖8是示出根據本發明教導、通過改變開關周期的接通時間和關斷時 間來減少線電流諧波的示例方法的流程圖；以及
圖9示出實現根據本發明教導的控制技術的示例集成電路。
具體實施例方式
在本發明的一個方面中，為說明目的在此公開的方法和設備使用功率 變換器來限制線電流諧波。在以下描述中，為了提供對本發明的透徹理 解，闡述了大量特定細節。然而，對本領域普通技術人員而言顯而易見的 是，不必採用這些特定細節來實行本發明。為了避免混淆本發明，沒有詳 細描述與實現相關的公知方法。
整個說明書中，對"一個實施例"、"實施例"、"一個示例"的提 及是指結合該實施例描述的具體特徵、結構或特性被包括在本發明的至 少一個實施例或示例中。因此，在說明書中各個地方出現的短語"一個實 施例"、"實施例"、"一個示例"不一定都指同一實施例。例如，在一 個或多個實施例或示例中，該具體特徵、結構或特性可以結合到任何適當 的組合和/或子組合中。
如以下將要描述的，根據本發明教導的各種示例允許功率變換器採用 控制技術來對功率變換器的輸入電流波形進行整型(shape)。在所討論 的示例中，通過改變功率變換器中的功率開關的接通時間和關斷時間來將 輸入電流波形控制為與輸入電壓波形成比例。更具體而言，該控制技術通 過為關斷時間設置恆定的伏秒(volt-seconds)，強制使得功率開關的接通 時間與整流後的時變輸入電壓rw (0成反比。關斷時間被控制為 (^/r-^)xr。^的常數乘積。具體地，在關斷時間期間對r。^-^進行積分
9使得可以在關斷時間期間設置恆定的伏秒。通過設置關斷時間使之具有恆 定的伏秒，接通時間的伏秒被強制為在若干個開關周期中基本恆定，以維 持滿足升壓電感器的特性的伏秒平衡。升壓電感器上伏秒的平衡使得接通 時間基本上與輸入電壓成反比。接通時間與輸入電壓的這一關係建立了用 於將輸入電流作為代表輸入線電壓的整流後時變輸入電壓的函數來 控制的簡便手段。如果通過在接通時間期間對輸入電流進行積分而感測輸
入電流，則可以通過達到J"/,一 (其中，從Tl至T2的持續時間是接通 時間)的恆定積分值來終Ik接通時間，所述恆定積分值是通過在若干個開 關周期中基本恆定的反饋信號來確定的。這將使得開關周期中的平均輸入
電流與輸入電壓基本上成比例。將根據以下所述的示圖說明這一概念。
為了圖解，圖l是根據本發明教導的包括控制器102的示例功率變換 器100的功能框圖。在所示示例中，功率變換器100是接收對應於AC線 電壓^106的AC線電流4104的升壓功率變換器。通常，由配電系統 (例如，電廠)通過插座(electrical socket)來提供AC線電流^ 104和相 應的AC線電壓^106。如圖所示，橋式整流器108將AC線電壓^106變 換成DC輸入電壓^110。
現在參考圖3，示例波形302、 304和306分別代表AC線電壓 ^106、 DC輸入電壓 110和DC輸入電流；111。如圖所示，"AC"波 形由以特定間隔反轉其極性的波形來表示。例如，AC線電壓)^106由在 正值和負值之間交替的波形302表示。比較而言，"DC"波形由總是為 同一極性的波形來表示。例如，如波形304和306所示，DC輸入電壓 ^110和DC輸入電流；111基本上總是正的。注意，DC輸入電壓)^110 和DC輸入電流；lll的大小隨時間改變。
往回參考圖1,在所示出的示例中，濾波器112耦合到橋式整流器 108兩端以從DC輸入電流/^111過濾高頻噪聲電流。在本發明的一個方 面中，DC輸入電流；lll基本上被控制為與DC輸入電壓^110成比例 關係。如圖3中所示，當代表DC輸入電流；111的波形306總體上跟隨 代表DC輸入電壓F^ 110的波形304的形狀時，比例關係被建立。如圖1的示例中所示，被示為電感器L, 114的能量存儲元件一端耦合 到控制器102，另一端耦合到功率開關SWt 118。在操作中，當功率開關 SW, 118能夠傳導電流時，開關118為"接通"或"閉合"狀態，而當功 率開關SW! 118不能傳導電流時，開關118為"關斷"或"斷開"狀態。 在該示例中，輸入回傳(input return) 120耦合到功率開關SW! 118。在 操作中，根據本發明的教導，能量存儲電感器L, 114響應於功率開關 SWi 118的開關將能量傳送給功率變換器100的輸出端。
如該示例中所示，大容量電容器(bulk capacitor) 122被耦合，以向 負載126提供基本上恆定的輸出電壓r。m 124。在一個示例中，負載126 可以是DC-DC電源的輸入。二極體Di 128被耦合，以防止大容量電容器 122的電流通過電感器I^ 114回流。在圖1的示例中，由控制器102接收 代表DC輸入電壓^ 110的輸入電壓信號[7^130。在一個示例中，由於將 結合圖2B和圖2C討論的升壓變換器的固有特性，可以導出輸入電壓信 號￡/,130。如圖所示，還由控制器102接收代表DC輸入電流；111的輸 入電流感應信號C/^ 132。更具體而言，可以用電流傳感器(current sense) 134來測量DC輸入電流；lll，電流傳感器134例如是電流變壓 器，或分立電阻器兩端的電壓，或當電晶體接通時電晶體兩端的電壓。在 圖1的示例中，還由控制器102接收代表輸出電壓F"。^124的輸出電壓信 號^。『136。在一個示例中，輸出電壓信號K。^136可以代表恆定基準 值。根據本發明的示例教導，感應信號C/^130、 (7^132和[/,。w 136可以 是電壓或電流的形式。
在一個示例中，控制器102響應於輸入電壓信號C/，130、輸入電流 信號f/^132和輸出電壓信號"y136，輸出用於控制開關SW！ 118的開關 的開關信號t/^119，以調節輸出電壓r。^124，並且控制DC輸入電流 ;111使之與DC輸入電壓 110 (也稱為"輸入電壓^110")成比 例。更具體而言，在所示示例中，控制器102通過控制功率開關SWi 118 的各個開關周期來調節輸出電壓r。J24和控制DC輸入電流；lll。開關
周期被定義為開關接通的時間段和隨後的開關關斷的時間段。例如，開關 周期可以包括開關SW！ 118能夠傳導的接通時間，隨後是開關SW, 118不能傳導的關斷時間。在另一示例中，開關周期可以包括開關SW〗118不能 傳導的關斷時間，隨後是開關SWi 118能夠傳導的接通時間。接通時間可 以定義為開關周期期間開關SW! 118進行傳導的時間段，而關斷時間可以 定義為開關周期期間開關SW, 118不進行傳導的時間段。
根據本發明的教導，控制器102採用通過主動調節開關SW〗118的接 通和關斷時間來控制DC輸入電流^111的可變頻率開關方法。具體地， 響應於假定在若干個開關周期期間基本恆定的輸出電壓信號^。^136，調 節開關周期的接通時間，並且用代表伏秒大小的恆定值設置開關周期的關 斷時間。由於電感器在穩態條件下維持伏秒平衡的自然趨勢，開關SW! 118被強制在接通時間期間基本維持相似的伏秒平衡。通過在接通時間期 間對輸入電流信號"^132進行積分並且允許關斷時間具有恆定伏秒，DC 輸入電流；lll被強制變成與DC輸入電壓^110成比例。這允許DC輸 入電流&111在每個線周期(line cycle) 310期間跟蹤或跟隨DC輸入電 壓^110。以這種方式，開關SW! 118受控制器102的控制來調節功率變 換器100的輸出電壓r。ml24並且控制DC輸入電流/w111使得DC輸入電 流；111與DC輸入電壓^ 110基本上線性成比例。
現在參考圖2A，根據本發明的教導，功率變換器100的功能框圖還 示出圖1的控制器102的示例。如圖所示，控制器102包括關斷時間計算 器202、驅動器204、接通時間計算器206和反饋電路208。根據圖2A的 示例，接通時間計算器206確定在開關周期中開關SW, 118能夠傳導電流 的時間(也稱為"接通時間")的量。在操作中，作為示例，接通時間計 算器206將響應輸入電流信號C/,^132輸出接通時間信號f/。w210，接通時 間信號t/。w210指示開關周期中接通時間的結束。在圖2A的示例中，當接 通時間信號t/。^210被輸出到驅動器204時，開關信號t/^ 119被相應調節 以關斷開關SW！ 118。以這種方式，接通時間計算器206調節開關周期的 接通時間。
在圖2A的示例中，關斷時間計算器202確定開關周期中開關SWi 118不能傳導電流的時間(也稱為"關斷時間")的量。在操作中，響應 於輸入電壓信號C/,130和輸出電壓信號^。^136,關斷時間計算器202將輸出關斷時間信號"。w212，關斷時間信號C/。^212指示開關周期中關斷時 間的結束。在圖2A的示例中，當關斷時間信號C/。^212被輸出給驅動器 204時，開關信號C^119被相應調節以接通開關SWi 118。以這種方式， 關斷時間計算器202調節開關周期的關斷時間。驅動器204通過開關信號 C/^119來控制開關SWt 118的開關。在一個示例中，當開關信號c/^119 為高電平時，開關SW! 118接通，而當開關信號t/^119為低電平時，功 率開關SWi 118關斷。因此，根據該示例，驅動器204被耦合，以響應於 接通時間信號t/^210將開關SWi 118從接通狀態切換到關斷狀態，並且 響應於關斷時間信號t/。^212將開關SWi 118從關斷狀態切換到接通狀 態。因此，在該示例中，驅動器204調節功率變換器IOO的輸出端處的輸 出電壓r。^124。
如圖2A的示例中所示，反饋電路208響應於輸出電壓信號^。^136 輸出誤差信號C/皿214。更具體而言，誤差信號t/^214給出對功率變換器 100的輸出電壓的指示。根據本發明的教導，誤差信號f/^214被設計為 具有相比於開關信號t/^119慢得多的響應時間。例如，在一個實施例 中，誤差信號t/^214是代表在若干個線周期期間輸出電壓^^124的平均 大小的平均值，使得在控制線周期期間的輸入電流時，輸出電壓r。^124 被認為是基本恆定的值。
如圖所示，控制器102、電流傳感器134和開關SW! 118可以包括在 集成電路216中。在一個示例中，開關SW! 118可以被包括在與控制器 102相同的單個單塊集成裝置(monolithic device)上。在替換示例中，控 制器102可以被包括在沒有開關SW, 118的單個單塊集成裝置上。在一個 示例中，功率開關SW! 118可以是金屬氧化物半導體場效應電晶體 (MOSFET)。在操作中，當開關SWi 118接通時，允許從漏極端子220 向源極端子222的電流傳導，而當開關SWt 118關斷時，基本上防止電流 的傳導。在另一個示例中，如圖2A中所示，電流傳感器134可以被耦合 到開關118，以測量開關電流4218。由於在開關周期的接通時間期 間，開關電流/^218與DC輸入電流；lll基本相等，所以在開關周期的 接通時間期間，可以感測開關電流/^218來替代DC輸入電流；lll。如圖所示，電流傳感器134可以在功率開關SWi 118的源極端子222處感測 輸入電流；lll。在替換實施例中，電流傳感器134可以在功率開關SWi 118的漏極端子220處感測DC輸入電流；lll。在另一替換實施例中， 可以在漏極端子220之前或源極端子222之後由電流傳感器134感測開關 電流；218。
如所描述的示例中所示，濾波器112包括但不限於從DC輸入電流 ;111過濾高頻噪聲的電容器224。更具體而言，在一個示例中，電容器 224的電容值是所選取的使得電容器224可以過濾掉高頻噪聲但是又沒有 大到足以減少DC輸入電壓J^ 110的時變分量的值。
現在參考圖2B，功率變換器100的替換功能框圖還示出根據本發明 的教導的圖1的控制器102的示例。如圖所示，輸入電壓計算器250響應 於開關信號C/^119計算DC輸入電壓 110。由於升壓變換器拓撲的特 性，在功率開關SW！ 118的佔空比因子D與DC輸入電壓^110之間存在 某種關係。可以通過利用佔空比因子D來計算DC輸入電壓^110，從而 利用該關係。佔空比因子被定義為在一段時間中功率開關SW！ 118進行傳 導的時間的百分比。可以由以下等式1來定義佔空比因子D:
"=~^~ = ~~^~ 等式1
』ro7MiJ。w """i。i^
其中，Q代表功率開關SW! 118被閉合(進行傳導)的時間，；。^是某 一時間段，並且r。^代表功率開關SWt 118被斷開(不進行傳導)的時 間。由於升壓變換器的固有特性，在輸入電壓、輸出電壓、接通時間和關 斷時間之間存在特定的理論關係，如下所示
x r諷=(r離—x r。FF, rw = (r瞎—等式2
基於等式l，我們現在可以用佔空因子D替代等式2的一部分。將D代入 我們可以得到等式3:
^vX/)-(r,-^)x(l-") 等式3
簡化等式3後得到
4 = r。OT(i-") 等式4 因為輸出電壓^^124由於輸出電壓調節基本為恆定值，所以我們可以用
14常量K來替換輸出電壓r。OT 124 。
D) 等式5 因此，輸入電壓計算器250可以基於佔空比因子D來計算輸入電壓 ^U0。更具體而言，l-Z)代表DC輸入電壓^110。由於開關信號 f/^119代表某個時間段期間功率開關SWi 118的傳導時間，所以可以通 過開關信號t/^119來確定佔空比因子D。現在參考圖2C，更詳細地圖示 圖2B中的輸入電壓計算器250的功能框圖。如圖所示，輸入電壓計算器 250包括耦合到平均電容器254的反相器252，平均電容器254耦合到輸 入回傳256。比例運算電路(scaling circuit) 258被耦合到電容器254。
在操作中，反相器252接收開關信號t/^119並且輸出反相開關信號 5:260。如波形264中所示，通過將時間段中的整個接通時間ToN除以總 的時間段TpER!⑤可以計算佔空比因子D，並且通過將該時間段中的整個 關斷時間ToFF除以總的時間段TpERK)d可以計算值(l-D)。由於平均電
容器254持續接收反相開關信號^260，所以平均電容器電壓266代表 l-D的平均值。如圖所示，輸入電壓計算器250輸出輸入電壓信號 C/^130，輸入電壓信號C/,130可以是代表DC輸入電壓^110的電壓或 電流。
現在參考圖2D，功率變換器100的替換功能框圖還示出根據本發明 的教導的圖1的控制器102的示例。如圖所示，恆定基準電壓r^270代 表輸出電壓信號^。^136。由於輸出電壓^^124由於調節基本恆定，所以 恆定基準電壓K^270可以代表輸出電壓F。^124。使用恆定基準電壓作為 輸出電壓的代表的益處在於當功率變換器100由於啟動或故障條件而未 調節時，功率變換器IOO不必在根據本發明的控制技術可以被再次實現之 前，等待輸出電壓r。^124來返回調節狀態。
如之前所參考的，圖3示出根據本發明的教導的AC線電壓波形 302、 DC輸入電壓波形304、 DC輸入電流波形306和開關電流波形308。 AC線電壓波形302代表AC線電壓^ 106並且基本上是正弦波形。線周期 被定義為AC線電壓波形302的連續3個過零之間的時間間隔，並且對應 於線周期時間段Tl 310，線周期時間段Tl 310代表完成一個線周期所用的時間。更具體而言，在所示示例中，線周期時間段TL310依賴於AC線 電壓^106的頻率。例如，如果AC線電壓^106的頻率增大，則線周期 時間段TL310將變短。相反，如果AC線電壓^106的頻率減小，則線周 期時間段H 310將變長。根據本發明實施例，線周期時間段Tl 310比開 關周期時間段Tsw 312長得多。為了進一步進行描述，在一個示例中，線 頻率為與16,666微秒的線周期時間段tl 310相對應的60 Hz，並且開關頻 率是與10微秒的開關周期時間段Tsw312相對應的100kHz。
如圖所示，DC輸入電壓波形304代表DC輸入電壓^ IIO並且是AC 線電壓波形302的整流後的波形。在操作中，橋式整流器108對由AC線 電壓波形302代表的AC線電壓^106進行整流，以生成由DC輸入電壓 波形304代表的DC輸入電壓^ 110。 DC輸入電流波形306代表DC輸入 電流/^111。如圖所示，DC輸入電流波形306被疊加在輸入電壓波形304 上以示出在開關周期期間DC輸入電流；lll如何被控制來跟隨DC輸 入電壓^ 110。在圖330中示出DC輸入電流波形306的放大示圖314。
如放大示圖314中所示，響應於由控制器102確定的第一接通時間 T0N1 318和第一關斷時間T0FF1 320， DC輸入電流；lll被控制第一開關 周期時間段TSW1 316。開關電流波形308代表圖2A的開關電流Isw 128。 如圖所示，在開關周期的接通時間期間，例如在Tow 318期間，開關電流 波形308與DC輸入電流波形306基本相等。在開關周期的關斷時間期 間，例如在Tom 320期間，開關電流波形308基本為0。如上所述，當開 關SWi 118接通時，DC輸入電流；lll與開關電流/^218基本相等。因 此，可以由接通時間計算器206接收開關電流/^218或DC輸入電流 & 111來確定開關周期時間段Tsw 312的接通時間。
現在，參考圖4中的示例，圖2A的接通時間計算器206通過對DC 輸入電流/wlll進行積分來確定開關周期時間段Tsw 312的接通時間。在 操作中，響應於電流感應信號f/^132和反相開關信號t/皿402,接通時間 計算器206輸出接通時間信號t/。w210。反相開關信號f/，402是如圖2C 中所示的反相開關信號^260的一個示例。在圖4的示例中，響應於輸 入電流信號f/^132，接通時間電流源406輸出代表DC輸入電流；lll的比例運算出的電流/^408。在一個示例中，通過將輸入電流信號t/^132 乘以用於信號處理的比例運算因子Ki 410可以確定比例運算出的電流I, 408。如示例中所示，電晶體ToN412耦合到電容器CoN414的兩端。在操 作中，當開關SW! 118從關斷狀態轉變為接通狀態時，反相開關信號 t/，402從高電平轉變為低電平，關斷電晶體TON 412並且使得比例運算 出的電流/^408對電容器CoN414充電。
相反，當開關SWi 118從接通狀態轉變為關斷狀態時，反相開關信號 "，402從低電平轉變為高電平，接通電晶體TON 412從而使得電容器CON 414放電。當功率開關SWi 118為接通狀態時，電容器CoN414充電並且 電容器電壓)^咖416在電容器C0N 414兩端形成。比較器418被耦合使得 比較器418的反相輸入端的電壓與電容器Q^414相同。在該示例中，比 較器418的同相輸入端被耦合到基準誤差電壓r^420。更具體而言，基準 誤差電壓r^420代表誤差信號C/^214。因此，在所示示例中，響應於由 接通時間計算器206接收到的、由圖2A的反饋電路208輸出的誤差信號 t/^214來確定接通時間信號t/。w210。在一個示例中，誤差信號f/^214代 表功率變換器100輸出端處的輸出電壓^^124並且可以乘以比例運算因 子KERR 422來確定基準誤差電壓420 。
在操作中，當開關SWi 118接通時，比例運算出的輸入電流/^408對 電容器CON414充電。在一個示例中，接通狀態的持續時間被限制於當 DC輸入電流/ 111達到峰值電流閾值時。當電容器電壓^。^416等於基準 誤差電壓r皿420時，接通時間信號C/。^210轉變成低電平，指示開關SWj 118應被關斷。以這種方式，電容器C0N 414被用來執行積分功能並且對 DC輸入電流；111進行積分以確定開關周期的接通時間。
如圖所示，示例圖430關於接通時間信號C/。^210示出電容器電壓 rCffiV416。當電容器電壓^^416達到基準誤差電壓r^420時，接通時間信 號C/。w210轉變為低電平直到電容器C0N 414被放電至低於基準誤差電壓 r皿420為止。在電容器電壓&。w416低於基準誤差電壓r^420之後，接 通時間信號f/。^210轉變回高電平。因此，在所示示例中，當接通時間信 號t/。^210轉變為低電平時，開關SWill8被關斷。現在，參考圖5，根據本發明的教導，圖2A的關斷時間計算器202 通過對輸出電壓^^124和DC輸入電壓^110之間的差進行積分來確定 開關周期的關斷時間。更具體而言，在該示例中，響應於基本等於所感測 到的輸出電壓信號t/,。" 136和所感測到的輸入電壓信號(/^ 130之間的差 的電壓差信號t^^501，關斷時間計算器202輸出關斷時間信號C/^212。 關斷時間電流源504輸出代表輸出電壓r。『124和DC輸入電壓J^110之 間的差的電流/^r506。在一個示例中，通過將輸入電壓信號C/,130和輸 出電壓信號^。^136之間的差乘以用於信號處理的比例運算因子KOTF 508 可以確定電流/。^506。如圖所示，電晶體T0FF 510耦合到電容器COFF 512的兩端。
在操作中，在圖5的示例中，當開關SW, 118從接通狀態轉變為關斷 狀態時，開關信號t/^119從高電平轉變為低電平並且關斷電晶體TOFF 510，從而使得電流4肝506對電容器COFF 512充電。相反，當開關SWi 118從關斷狀態轉變為接通狀態時，開關信號t/^119從低電平轉變為高電 平並且接通電晶體Totf 510，從而使得電容器CoFF 512放電。在一個示例 中，根據本發明的教導，可以使用替換信號來使電晶體Tc^ 510接通和關 斷。當開關SWi 118為關斷狀態時，電容器COTp512被充電並且電容器電 壓)^,514在電容器C0FF 512兩端形成。比較器516被耦合使得比較器 516的反相輸入端的電壓與電容器COTF 512相同。比較器516的同相輸入 端被耦合到電壓基準r。^^518。在一個示例中，基準值K。^^518可以是 根據功率變換器100的設計參數選擇的任何基準值。在一個示例中，可以 選擇電壓基準r。m^518來確定對於功率變換器100的設計最優的開關頻 率的範圍。
在一個示例操作中，當開關SWi 118關斷時，電流/。^506對電容器 Q^512充電。當電容器電壓^^514等於電壓基準r^^518時，關斷時 間信號[/。w212從高電平轉變成低電平，以指示開關SW! 118從關斷狀態 轉變為接通狀態。以這種方式，電容器COTF512被用來執行積分功能，以 對輸出電壓^^124和DC輸入電壓^110之間的差進行積分，以確定開 關SW, 118的關斷時間。通過保持關斷時間的伏秒恆定，關斷時間將響應於DC輸入電壓^110的變化而不同。更具體而言，隨著DC輸入電壓 ^110增大，開關周期的關斷時間將增大。
根據本發明的替換實施例，可以由基本恆定的值減去DC輸入電壓 Fw110來表示電流/。^506。在一個示例中，所選擇的基本恆定的值可以 是基於功率變換器100的設計參數的。例如，隨著用來確定電流/D^506 的恆定值增大，功率變換器100的開關時間段的持續時間將減小。通過從 恆量(constant)減去DC輸入電壓^110而不是從基本恆定的輸出電壓 ^^124減去DC輸入電壓^110來確定電流/D^506的附加益處是可以 如以上結合圖2D所述立即實現根據本發明的教導的控制技術。根據本發 明的教導，是基於基本恆定的輸出電壓^^124和DC輸入 電壓I^110之間的差來確定的時，當輸出電壓信號是從直接感測如圖2A 中所示的輸出電壓r。^124來確定的時，時間延遲是必要的。更具體而 言，在啟動期間發生時間延遲，並且需要該時間延遲來允許對圖2A的大 容量電容器122的初始充電，使得輸出電壓F。^124基本恆定。結果，在 各種實施例中，輸出電壓r。^124在執行根據本發明的教導的控制技術之 前必須到達其調節值並且基本恆定。當輸出電壓^^124是由恆定值來確 定的時，不需要時間延遲。
如圖所示，示例圖530關於關斷時間信號t/。^212示出電容器電壓 &^514。在該示例中，當電容器電壓^附514達到電壓基準^^^518 時，關斷時間信號C/。^212轉變成低電平直到電容器COTF 512放電至低於 基準電壓r。w518。在電容器電壓^^514低於電壓基準r。^^518之後， 關斷時間信號C/。^212轉變回高電平。因此，根據本發明的教導，當關斷 時間信號C/。^212轉變成低電平時，開關SW! 118被指示接通。
現在，參考圖6中所示的示例，驅動器204通過輸出開關信號C/^119 控制開關SWi 118的開關。在一個示例中，當開關SWi 118被閉合時，開 關信號C/^119是高電平，並且當功率開關SWi 118被斷開時，開關信號 Kw 119是低電平。驅動器204接收接通時間信號t/。^210來確定開關周期 的接通時間的結束並且接收關斷時間信號C/。^212來確定開關周期的關斷 時間的結束。
19根據本發明的示例實施例，驅動器204被配置為包括第一與非 (NAND)門602和第二與非門604的基本復位/設置("RS")與非鎖 存器。如圖所示，圖610示出開關信號1/^119、接通時間信號(/。w210和 關斷時間信號C/。^212之間的關係。根據圖610，在一個示例中，當關斷 時間信號"。^212瞬間轉變為低電平時，開關信號t/^ 119轉變為高電平 (功率開關SW, 118接通)。類似地，當接通時間信號C/。w210瞬間轉變 為低電平時，開關信號t/^119轉變為低電平(開關SW,118關斷)。現在，參考圖7中所示的示例，反饋電路208響應於輸出電壓信號 [/raOT136而輸出誤差信號U皿214。更具體而言，誤差信號i7^214給出對 功率變換器100的輸出電壓的指示，例如，輸出電壓^^124是否高於或 低於基準值。在操作中，在該示例中，由包括第一電阻器& 704和第二 電阻器R2 706的分壓器網絡702對代表輸出電壓^^124的輸出電壓信號 f/raOT 136進行比例運算，以在誤差放大器710的反相輸入端處生成比例運 算出的輸出電壓信號^。^708。在圖7的示例中，增益設置濾波器712被 用來減慢誤差信號t/^214的響應。更具體而言，在該示例中，誤差信號 t/皿214基本上對線周期期間輸出電壓^^124中的AC時間變動 (variances)沒有響應。還可以假定輸出電壓1^^124在多個開關周期期 間基本恆定。這允許響應於輸入電壓的接通時間調節，從而對DC輸入電 流波形306進行整型以跟隨輸入電壓波形304，如圖1中所示。圖8是示出用於根據本發明的教導減少線電流諧波的示例方法的流程 圖。在處理塊810中，接通開關SW, 118。接著，在處理塊815中，感測 DC輸入電流；lll。然後，在處理塊820中對DC輸入電流；111進行積 分來確定開關SW！ 118的接通時間。更具體而言，在該示例中，通過線電 流(或不同地稱為DC輸入電流；lll)的積分達到接通時間閾值ONTHRESH所用的時間來確定接通時間持續時間。在接下來的處理塊835中，當線電流的積分達到接通時間閾值ONthresh吋，開關SWt 118被關 斷。接著，在該示例中，在處理塊840中，感測DC輸入電壓^110和輸 出電壓F。^124。在處理塊845中，對輸出電壓r。^124和DC輸入電壓 ^110之間的差進行積分來確定開關SWi 118的關斷時間。更具體而言，在該示例中，響應於輸出電壓r。^124和DC輸入電壓^110之間的差的積分達到關斷時間閾值OFFxHRESH所用的時間，確定關斷時間持續時間。在替換實施例中，處理塊845可以包括對恆定值與DC輸入電壓J^110之 間的差進行積分來確定功率開關SW, 118的關斷時間。在判決塊845的執 行之後，處理可以返回處理塊810以開始下一個開關周期。現在，參考圖9，示出執行根據本發明的教導的控制技術的示例集成 電路900的示例內部細節。在該示例中，功率MOSFET 902在接通狀態和 關斷狀態之間進行切換，以允許或防止輸入電流；903在漏極端子D 904 和源極端子S 906之間的流動。電壓端子V 908被耦合到輸入電壓傳感器 910，輸入電壓傳感器910輸出代表升壓變換器的DC輸入電壓的電流 /，912。反饋端子FB 914接收代表升壓變換器的輸出端處的輸出電壓的 電壓^^916。在一個示例中，電壓^。^916可以是任何恆定值。如圖所示，基準電流/^920在與從電流源923流出的比例運算出的 相反的方向上從電流源921流出。更具體而言，比例運算出 的電流/,,922等於電流/^912乘以用於信號處理的比例運算因子。電容 器COTF924被耦合到電晶體TOTp926的兩端。在操作中，當Tc^926關斷 時，電容器0^924充電。更具體而言，對電容器0^924充電的電流是 基準電流/^920與比例運算出的電流/^922的差。當TOTF 926接通時， 電容器C0FF 924經由公共回傳929放電。電壓比較器928被耦合到電容器 COTF 924，使得比較器928的負端子的電壓與電容器0^ 924相同。當電 容器COTF 924上的電壓等於誤差電壓F^930時，電壓信號r。^932從低電 平轉變成高電平，導致功率MOSFET902轉變成接通狀態。以這種方式， 控制功率MOSFET902的開關周期的關斷時間。更具體而言，在一個示例 中，電容器CoFF 924用作對恆定電壓與功率變換器的輸出電壓之間的差進 行積分以確定開關周期的關斷時間的積分器。在操作中，在所示示例中，誤差電壓F皿930是誤差放大器931的輸 出。在操作中，誤差放大器931將電壓^,916與基準電壓n^933進行比 較來確定代表功率變換器的輸出端處的輸出電壓的誤差電壓r，930。在一 個示例中，誤差電壓r^930可以經由CMOP端子937輸出給調節誤差電壓r皿930的響應時間的增益設置濾波器。如圖9的示例中所示，電流源934輸出代表所感測到的輸入電流 /5938乘以用於信號處理的比例運算因子的比例運算出的電流/皿936。電 容器CoN 940被耦合到電晶體ToN 942的兩端。在操作中，當電晶體T0N 942關斷時，比例運算出的電流/皿936對電容器Q^ 940充電。當電晶體 T咖942接通時，電容器CoN 940經由公共回傳929放電。電壓比較器944 被耦合到電容器CON 940，使得比較器944的負輸入端的電壓與電容器 Q^ 940相同。當電容器C(M 940上的電壓等於誤差電壓r^930時，比較 器944的輸出處的電壓信號r。w946從低電平信號轉變成高電平信號，導致 功率MOSFET 902為關斷狀態。以這種方式，控制功率MOSFET 902的 開關周期的接通時間。更具體而言，電容器C0N 940用作對功率變換器的 輸入電流進行積分以確定開關周期的接通時間的積分器。如圖9的示例中所示，或(OR)門948的第一輸入端耦合到比較器 944的輸出端，並且或門948的第二輸入端耦合到與(AND)門950的輸 出端。在操作中，當電壓信號J^946轉變為高電平或過流保護(OCP)信 號953轉變為高電平時，或門948向鎖存器952的復位(R)端輸出高電 平信號。在操作中，當鎖存器952的復位輸入端R接收高電平信號時，輸 出端Q被設置為高電平並且互補輸出端5被設置為低電平。相反，當電壓 信號r,932轉變為高電平時，鎖存器952的輸入端S將輸出端Q設置為 低電平並且將互補輸出端^設置為高電平。以這種方式，互補輸出端5輸 出控制功率MOSFET 902的開關的驅動信號DRIVE 954。放大器956放大 驅動信號DRIVE 954，以提供足夠的電流來對功率MOSFET 902的柵極 進行充電或使之放電，以控制功率MOSFET 902的開關。如該示例中所示，電流限制比較器958將所感測到的輸入電流/,938 與電流限制基準/，959進行比較。在一個示例中，當所感測到的輸入電 流/,938達到電流限制基準/，959時，電流限制比較器958變成高電平。 更具體而言，在該示例中，所感測到的輸入電流/,938是輸入電流；903 的一部分。在一個示例中，根據本發明的教導，所感測到的輸入電流 /,938代表輸入電流；903。驅動信號954在被施加到與門950的輸入端之前被前沿消隱(leading edge blanking, LEB)電路962延遲，以在功率 MOSFET 902在其接通時瞬間對寄生電容放電時，防止過流保護信號953 指示錯誤的電流限制條件。更具體而言，當功率MOSFET 902中的電流已 經達到電流限制基準/^959時，過流保護信號953進行指示以防止對集 成電路900的功率MOSFET 902和/或任何其它內部組件的損害。因此，在根據本發明的教導的一個示例中，公開了一種用於使用控制 器來減少從電源接收到的線電流諧波的方法。在該示例中，對功率變換器 100的DC輸入電流；lll進行積分來確定功率變換器100中的開關SW! 118從接通狀態轉變為關斷狀態的時間。在一個示例中，對恆定值與功率 變換器100的DC輸入電壓^110之間的差進行積分來確定開關SWi 118 從關斷狀態轉變為接通狀態的時間。在另一示例中，對輸出電壓r。^124 和DC輸入電壓^110之間的差進行積分來確定開關118從關斷狀態 轉變為接通狀態的時間。在各種實施例中，驅動器204被耦合以改變開關 SWi 118的開關頻率，以根據開關SWi 118從關斷狀態轉變為接通狀態的 時間和開關SWi 118從接通狀態轉變為關斷狀態的時間來對開關SWi 118 進行開關，以調節功率變換器100的輸出電壓^^124。以上對本發明所示實施例的描述，包括摘要中所描述的，不希望是窮 盡的或是對所公開的確定形式的限制。儘管在此已經為了說明的目的描述 了本發明的特定實施例和示例，但是在不偏離本發明的較寬精神和範圍的 情況下，各種等價修改是可以的。可以鑑於以上詳細描述對本發明的示例進行修改，以下權利要求中所 使用的術語不應當被理解為將本發明限制於說明書和權利要求中所公開的 特定實施例。並且，該範圍是完全由權利要求來確定的，所述權利要求應 當根據所建立的權利要求解釋的原則來理解。因此，本說明書和附圖應被 視為說明性的而非限制性的。
權利要求
1.一種在功率變換器中使用的控制器，包括第一計算器，所述第一計算器被耦合以通過對輸入電流進行積分來確定所述功率變換器的功率開關的接通時間的結束，以輸出代表所述功率開關的所述接通時間的結束的接通時間信號；以及第二計算器，所述第二計算器被耦合以通過對輸入電壓和輸出電壓之間的差進行積分來確定所述功率開關的關斷時間的結束，以輸出代表所述功率開關的所述關斷時間的結束的關斷時間信號。
2. 根據權利要求1所述的控制器，其中，所述輸入電流是代表所述功 率變換器的輸入電流的輸入電流信號，並且所述輸入電壓是代表所述功率 變換器的輸入電壓的輸入電壓信號。
3. 根據權利要求1所述的控制器，其中，所述輸出電壓是對所述功率 變換器的輸出端處的輸出電壓的AC時間變動實質上沒有響應的輸出電壓 信號。
4. 根據權利要求1所述的控制器，還包括驅動電路，所述驅動電路被 耦合以響應於所述接通時間信號將所述功率開關從接通狀態切換成關斷狀 態，並且響應於所述關斷時間信號將所述功率開關從所述關斷狀態切換成 所述接通狀態。
5. 根據權利要求4所述的控制器，其中，所述驅動電路被耦合以利用 開關信號來控制所述功率開關的開關，所述控制器還包括輸入電壓計算 器，所述輸入電壓計算器被耦合以接收所述開關信號並且響應於所述開關 信號來輸出輸入電壓信號，其中，所述輸入電壓信號代表所述功率變換器 的輸入電壓。
6. 根據權利要求5所述的控制器，其中，所述輸入電壓計算器包括平 均電容器，所述平均電容器被耦合以響應於所述開關信號的佔空比因子而 輸出所述輸入電壓信號。
7. 根據權利要求4所述的控制器，其中，所述驅動電路調節所述功率 變換器的輸出端處的所述輸出電壓。
8. 根據權利要求1所述的控制器，其中，所述接通時間信號是響應於 要由所述第一計算器接收的誤差信號而被確定的。
9. 根據權利要求8所述的控制器，還包括反饋電路，所述反饋電路向 所述第一計算器輸出所述誤差信號，所述誤差信號代表所述功率變換器的 輸出端處的所述輸出電壓。
10. 根據權利要求9所述的控制器，其中，所述反饋電路響應於恆定 基準電壓而生成所述誤差信號，其中，所述恆定基準電壓代表所述功率變 換器的所述輸出電壓。
11. 根據權利要求1所述的控制器，其中，所述功率開關包括金屬氧 化物半導體場效應電晶體(MOSFET)。
12. —種控制器，用於在功率變換器中用來減少線電流諧波，所述控 制器包括第一積分器，所述第一積分器被耦合以對所述功率變換器的輸入電流 進行積分並且輸出用於結束所述功率變換器中的功率開關的接通時間的第 一信號；第二積分器，所述第二積分器被耦合以對實質上恆定的值與所述功率 變換器的輸入電壓之間的差進行積分來輸出用於結束所述功率變換器的關 斷時間的第二信號；以及驅動電路，所述驅動電路被耦合來接收所述第一信號和所述第二信號 以輸出第三信號，所述第三信號用於改變所述功率開關的開關頻率以控制 所述輸入電流使之與所述輸入電壓實質上成比例。
13. 根據權利要求12所述的控制器，其中，所述輸入電流被控制為與 所述輸入電壓實質上線性成比例。
14. 根據權利要求12所述的控制器，其中，所述功率變換器是升壓變 換器。
15. 根據權利要求12所述的控制器，其中，所述功率開關包括金屬氧 化物半導體場效應電晶體(MOSFET)。
16. 根據權利要求12所述的控制器，其中，所述控制器被包括在單個 單塊集成裝置上。
17. 根據權利要求12所述的控制器，其中，所述功率開關和所述控制 器被包括在相同的單個單塊集成裝置上。
18. —種在功率變換器中使用的控制器，包括第一計算器，所述第一計算器被耦合以通過對輸入電流進行積分來確 定所述功率變換器的功率開關的接通時間的結束，以輸出代表所述功率開關的所述接通時間的結束的接通時間信號；以及第二計算器，所述第二計算器被耦合以通過對實質上恆定的值與輸入 電壓之間的差進行積分來確定所述功率開關的關斷時間的結束，以輸出代 表所述功率開關的所述關斷時間的結束的關斷時間信號。
19. 根據權利要求18所述的控制器，其中，所述輸入電流是代表所述 功率變換器的輸入電流的輸入電流信號，並且所述輸入電壓是代表所述功 率變換器的輸入電壓的輸入電壓信號。
20. 根據權利要求18所述的控制器，還包括驅動電路，所述驅動電路 被耦合以響應於所述接通時間信號將所述功率開關從接通狀態切換成關斷 狀態，並且響應於所述關斷時間信號將所述功率開關從所述關斷狀態切換 成所述接通狀態。
21. —種控制器，用於在功率變換器中用來減少線電流諧波，所述控 制器包括第一積分器，所述第一積分器被耦合以對所述功率變換器的輸入電流 進行積分並且輸出用於結束所述功率變換器中的功率開關的接通時間的第 一信號；第二積分器，所述第二積分器被耦合以對所述功率變換器的輸入電壓 和輸出電壓之間的差進行積分來輸出用於結束所述功率開關的關斷時間的 第二信號；以及驅動電路，所述驅動電路被耦合來接收所述第一信號和所述第二信號 以輸出第三信號，所述第三信號用於改變所述功率開關的開關頻率以控制 所述輸入電流使之與所述輸入電壓實質上成比例。
22. 根據權利要求21所述的控制器，還在所述第二積分器中包括關斷 時間電流源，以輸出代表所述功率變換器的所述輸入電壓與所述輸出電壓之間的差的電流。
23. 根據權利要求21所述的控制器,其中，所述驅動電路調節所述功 率變換器的輸出端處的所述輸出電壓。
24. 根據權利要求21所述的控制器，其中，所述功率開關包括金屬氧 化物半導體場效應電晶體(MOSFET)。
25. —種方法，包括對功率變換器的輸入電流進行積分來確定所述功率變換器中的功率開 關從接通狀態轉變為關斷狀態的時間；對恆定值與功率變換器的輸入電壓之間的差進行積分來確定所述功率 開關從接通狀態轉變為關斷狀態的時間；以及根據所述功率開關從接通狀態轉變為關斷狀態的時間和所述功率開關 從關斷狀態轉變為接通狀態的時間來對所述功率開關進行開關，以調節所 述功率變換器的輸出電壓。
26. 根據權利要求25所述的方法，其中，對所述功率開關進行開關以 調節所述功率變換器的所述輸出電壓包括控制所述輸入電流使得所述輸入 電流與所述輸入電壓實質上線性成比例。
27. 根據權利要求25所述的方法，其中，當所述輸入電流達到峰值電 流閾值時，所述接通狀態的持續時間被限制。
全文摘要
一種用於減少來自電源的線電流諧波的方法和設備。在一個方面中，一種用於在功率變換器中使用的控制器包括第一計算器，其被耦合以通過對輸入電流進行積分來確定功率變換器的功率開關的接通時間的結束，以輸出代表功率開關的接通時間的結束的接通時間信號。該控制器還包括第二計數器，其被耦合以通過對輸入電壓和輸出電壓之間的差進行積分來確定功率開關的關斷時間的結束，以輸出代表功率開關的關斷時間的關斷時間信號。
文檔編號H02M1/12GK101677206SQ20091017595
公開日2010年3月24日 申請日期2009年9月15日 優先權日2008年9月15日
發明者亞瑟·B·奧代爾 申請人:電力集成公司