使用來自正反饋導引信號生成和檢測電路的導引頻率來改進第二環路收斂的前饋放大器...的製作方法

2023-10-28 13:26:22 3

專利名稱：使用來自正反饋導引信號生成和檢測電路的導引頻率來改進第二環路收斂的前饋放大器 ...的製作方法
使用來自正反饋導引信號生成和檢測電路的導引頻率 來改進第二環路收斂的前饋放大器系統和方法
相關專利申請信息
本專利申請要求2005年4月5日提交的美國臨時專利申請序列號 No. 60/668,363和2005年4月13日提交的美國臨時專利申請序列號No. 60/670,908的優先權，這些專利申請整體地在此引用以供參考。
背景技術：
1. 發明領域
本發明涉及RF功率放大器和放大方法。更特定地，本發明涉及前 饋功率放大器和使用導引信號對準(align)前饋放大器的環路的方法。
2. 現有技術和相關信息的說明
RF功率放大器設計的主要目標是在功率運行範圍上的線性。線性 簡單地說就是不失真地放大的能力。這個要求對於現代無線通信系統是 關鍵的，但它越來越難達到。這主要是由於現代無線通信系統的帶寬要 求，它們對於放大器線性度提出越來越多的要求。前饋補償是應用到放 大器以便通過估計和抵消失真而提高線性度的熟知的方法。在前饋RF 功率放大器中，利用了誤差放大器，它只放大失真分量，然後把這些分 量與主放大器輸出相組合，以抵消主放大器失真分量。


圖1顯示傳統的前饋放大器設計，它具有主放大器1和誤差放大器 2。基本單元還包括分別在主路徑和誤差路徑上的延時裝置3, 4，以及 主到誤差路徑耦合器5， 6， 7和8。附加單元(未示出)典型地也會出 現在傳統的前饋結構中，正如本領域技術人員熟知的。延時、耦合器和 誤差放大器被設計成從主路徑提取失真分量和把來自誤差路徑的異相 的失真分量注入到耦合器8處的主放大器輸出中，以便基本上消除主放 大器路徑上的失真分量。
前饋放大器的性能可以典型地根據兩個抵消環路進行分析。環路 1，被稱為載波抵消環路，理想地在耦合器7的輸出端處提供信號，這 時輸入RF載波分量被抵消，並且僅僅剩餘失真的分量。環路2被稱為 誤差抵消環路，或輔助路徑環路。在環路2中，從耦合器7提供的失真
分量被誤差放大器2放大，並在耦合器8處被注入以抵消在主路徑上的 失真分量，並理想地在輸出端處提供無失真信號。
失真估計(載波抵消)的質量由第一環路的增益和相位方面的對準 所確定。失真抵消又依次由第二環路的增益和相位方面的對準所確定。 在現有技術系統中，把導引信號9注入到第一環路的主放大器路徑，以 起到類似於已知失真信號的作用。導引信號在前饋放大器輸出端處由導 引檢測器10檢測，並用來輔助第二環路的對準過程。當第二環路被對 準時，導引信號被抵消。如果第二環路被誤對準，則將在前饋放大器的 輸出端處檢測到剩餘的導引信號功率。誤對準的程度可由所測量到的剩 餘導引信號功率進行估計。第二環路的對準是以減小剩餘導引功率為目 的按遞歸的方式來調節的。通常，希望前饋放大器控制系統能儘快地調 整到最佳設置值，以使得放大器在非最佳設置值下工作的時間總量最小 化。
用於把對準設置值(增益和相位)從任何初始設置值調節到能導致 最好的被測量的對準的對準控制算法的 一 個困難是在找出二維(2 D )增 益 - 相位空間中正確的對準方向時的困難。現有的對準控制算法典型地 依賴於"最陡下降"或"坐標下降"算法。最陡下降算法調節在2D增益-相位空間中梯度方向上的對準設置值。在正交方向上使對準抖動和測量 在所測出的誤對準中的改變可提供梯度的估值。坐標下降算法沿預定的 正交方向(通常是增益和相位軸)執行兩種分開的1D搜索。使對準抖 動以1更確定沿相應坐標的哪個方向會減小測出的誤對準。這兩種方法在 利用只有有限處理功率的控制處理器和希望有快速環路對準的實際的 系統中都具有缺點。結果，在實際的自適應前饋系統中不能達到想要的 快速和精確的環路收斂。
因此，當前在前饋放大器系統中需要一種更快速的環路對準控制的 系統和方法。
發明概要
第 一 方面，本發明提供用於控制在放大器系統中的控制環路的對準 的方法，包括生成可變頻率導引信號，把導引信號注入到放大器系統， 以及檢測在控制環路的輸出端處任何未抵消的導引信號。該方法還包括 檢測生成的導引信號的頻率、調節控制環的一個或多個參數、檢測在可
變頻率導引信號中的頻率改變、以及根據檢測出的頻率改變來控制該調
節
在用於控制放大器系統中控制環的對準的方法的優選實施例中，生 成可變頻率導引信號包括使用來自放大器系統輸出端的反饋來生成導 引信號。調節 一個或多個參數優選地包括使用增益和相位調節器分別調 節在控制環中信號路徑的增益和相位，並且增益和相位調節的方向要根 據在導引信號中檢測的頻率改變來進行改變。在本方法的優選實施例
中，生成的導引信號是RF信號。在一個實施例中，檢測所生成的導引 信號的頻率包括檢測RF頻率。替換地，生成的導引信號是通過上變頻 IF信號而生成的RF信號，以及檢測生成的導引信號的頻率包括檢測IF 信號的IF頻率。
按照另 一方面，本發明提供用於控制前饋放大器系統的對準的方 法，該前饋放大器系統包括輸入端，用於接收輸入信號；第一載波抵 消控制環，它被耦合到輸入端和具有主放大器；第二誤差抵消控制環， 它被耦合到第一控制環和具有誤差放大器和增益調節器與相位調節 器；輸出端，被耦合到第二控制環和提供輸出信號。該方法包括對輸出 信號進行採樣，根據經採樣的輸出信號生成可變頻率導引信號，把它注 入到第一控制環，以及檢測生成的導引信號的頻率。該方法還包括使用 對準方向把第二控制環中的增益與相位調節器的設置值從第 一調節設 置值調節到第二調節設置值、檢測在調節後所生成的導引信號的頻率、 檢測在第一和第二調節設置值之間的生成的導引信號的頻率的差、使用 在第一和第二調節設置值之間的頻率差來改變對準方向。該方法還包括 使用改變後的對準方向把第二控制環中的增益與相位調節器的設置值 從第二設置值調節到第三設置值。
在用於控制前饋放大器系統的對準的方法的優選實施例中，使用在
乘以方向改變參數。該方法還包括確定方向改變參數是否太大或太小， 並在需要時減小或增加該方向改變參數。在本方法的一個實施例中，生 成的導引信號是RF信號，以及檢測生成的導引信號頻率包括檢測RF 頻率。在本方法的另一個實施例中，生成的導引信號是通過上變頻IF 信號而生成的RF信號，以及檢測生成的導引信號的頻率包括檢測IF信 號的IF頻率。
按照另一方面，本發明提供一個前饋放大器，它包括RF輸入端， 用於接收RF信號；以及載波抵消環，它包括主放大器以接收和放大RF 信號；主放大器輸出採樣耦合器；第一延時裝置，它被耦合到RF輸入 端和提供延時的RF信號；以及載波抵消組合器，它把經延時的RF信號 耦合到來自主放大器的釆樣的輸出。前饋放大器還包括誤差抵消環路， 它包括誤差放大器，用來接收和放大載波抵消組合器的輸出；增益調節 器和相位調節器，它們被耦合在載波抵消組合器與誤差放大器之間並分 別接收增益和相位調節控制信號；第二延時裝置，它被耦合到主放大器 的輸出；以及誤差注入耦合器，它組合來自誤差放大器的輸出和來自第 二延時裝置的延時的主放大器輸出，以便抵消由主放大器引入的失真。 前饋放大器還包括RF輸出端，它被耦合到誤差注入耦合器輸出並提供 放大的RF信號；輸出採樣耦合器，用於提供放大的RF信號的經採樣的 輸出；以及正反饋導引信號生成器電路，用於根據放大的RF信號的經 採樣的輸出來生成導引信號和把導引信號提供到主放大器的輸入端。正 反饋導引信號生成器電路包括用於檢測生成的導引信號頻率的檢測器 和提供導引頻率信號。用環路控制算法編程的控制器被耦合來接收導引 頻率信號和把增益和相位調節控制信號輸出到增益調節器和相位調節 器。控制器根據導引頻率信號的改變來調節被提供到增益調節器和相位 調節器的增益和相位調節控制信號的改變方向。
在前饋放大器的優選實施例中，正反饋導引信號生成器電路還包括 用於從放大的RF信號的採樣的輸出中提供檢測到的導引功率信號的裝 置，該RF信號隨來自誤差抵消環路的未抵消的失真強度而改變，並且 該控制器被耦合來接收檢測到的導引功率信號。在優選實施例中，正反 饋導引信號生成器電路包括用於根據放大的RF信號的採樣的輸出生成 中頻導引信號的裝置、提供固定頻率信號的本地振蕩器、以及接收中頻 導引信號和固定頻率信號並輸出RF頻率的導引信號的混頻器。在一個 實施例中，正反饋導引信號生成器電路還包括採樣耦合器，它被耦合到 混頻器的輸出，並把採樣的RF頻率導引信號提供到頻率檢測器，而頻 率檢測器檢測導引信號的RF頻率，並把相應於它的導引頻率信號提供 到所述控制器。在另一個實施例中，正反饋導引信號生成器電路還包括 採樣耦合器，它被耦合到用於生成中頻導引信號的裝置的輸出，採樣耦 合器把採樣的中頻導引信號提供到頻率檢測器，以及頻率檢測器檢測中
頻導引信號的頻率，並把相應於它的導引頻率信號提供到控制器。用於
根據放大的RF信號的採樣的輸出生成中頻導引信號的該裝置可包括被 耦合到本地振蕩器並接收放大的RF信號的採樣的輸出和提供中頻採樣 的輸出信號的第二混頻器，以及頻帶限制器，用於提供相應於在採樣的 輸出中的未抵消的信號的頻帶受限的信號。在優選實施例中，導引頻率 信號是相應於檢測到的頻率的電壓。在優選實施例中，控制算法重複地 調節對準方向，以使得檢測到的頻率改變最小化。在優選實施例中，控 制算法還根據在檢測到的頻率改變中相繼的增加或減小而調節對準方 向改變的總量。
從以下的詳細說明將明白另外的特性和優點。
附圖筒述
圖1是現有技術的前饋功率放大器的示意性框圖。
圖2是按照本發明利用帶有測量導引頻率的正反饋導引信號生成與 檢測電路的前饋功率放大器的示意性框圖。
圖3是在圖2的前饋功率放大器中被利用的帶有測量RF導引頻率 的正反饋導引信號生成與檢測電路的第 一 實施例的示意性框圖。
圖4是在圖2的前饋功率放大器中被利用的帶有測量IF導引頻率的 正反饋導引信號生成與檢測電路的第二實施例的示意性框圖。
圖5是顯示響應在最佳對準(aQ, (3q)的方向上的對準步進(a2-a!, 的無相位改變(S(j)屍0)的輪廓圖。
圖6是顯示響應不是在最佳對準(ao， (3q)的方向上的對準步進(ot2 —a" p2-P!)的相位改變5(]h的輪廓圖。
7是顯示當ke太小時基於導引頻率改變5ovu^的步進方向上的改 變的輪廓圖。
圖8是顯示當ke太大時基於導引頻率改變Sav化u的步進方向上的改 變的輪廓圖。
圖9是顯示按照本發明在環路2對準搜索中選擇步進方向的算法的
流程圖。
發明詳細"i兌明
本發明提供前饋放大器系統和方法，它使用來自正反饋導引信號生
成與檢測電路的導引頻率來改進第二環路的收斂。正反饋導引信號生成
系統是在2004年5月5日提交的美國專利申請No. 10/838,985中公開 的，該專利申請的/>開內容整體地在此引用以供參考。上述的10/838,985 專利申請的導引信號生成與檢測系統使用中頻(IF)檢測電路和正反饋 而工作。它在前饋功率放大器中被用來幫助對第二環路對準的自動控 制。導引系統當前饋放大器的第二環路誤對準時，生成導引音。導引系 統還檢測在第二環路的抵消後在前饋放大器的輸出端處的剩餘導引信 號。 一個正比於檢測到的功率的記錄的電壓從導引系統被提供到自適應 對準控制器。自適應控制器調節第二環路的對準，以使得檢測器電壓(剩 餘的導引信號功率的對數(log))最小化。在本發明中，導引系統也檢 測生成的導引音的頻率，以及系統控制器使用頻率信息來控制對準調節 步進的方向，以便提高第二環路對準的收斂速度。
圖2是按照本發明利用帶有測量導引頻率的正反饋導引信號生成與 檢測電路的前饋功率放大器的示意性框圖。按照本發明的兩個實施例的 正反饋導引信號生成與檢測電路被顯示於圖3和圖4。圖3顯示利用在 RF導引信號上執行的頻率測量的實施例。圖4顯示利用在IF導引信號 上執行的頻率測量的實施例。這兩個測量都是有用的，因為搜索算法使 用在對準設置中的步進之前和之後的導引信號的頻率差。還應當看到， 頻率測量可以從RF與IF電^各之內的其它位置得到(以及這才羊的實施方 案同樣是在本發明的範圍內)。本發明的前饋放大器也可以包括與這裡 詳細地描述的新穎方面不同的已知特徵，這樣的已知的特徵將不作詳細 描述。例如，前饋放大器結構和控制系統的附加徵性在在2003年2月 12日提交的美國專利申請No. 10/365,111，美國專利No. 6,794,933中描 述，該專利的/^開內容整體地在此引用以供參考。
參照圖2，前饋放大器包括輸入端12,它接收要被放大的輸入RF 信號；還包括輸出端M,它輸出放大的RF信號。RF信號可以是高帶寬 信號，諸如CDMA (碼分多址)擴頻通信信號或WCDMA (寬帶碼分多 址)信號或其它RF信號。按照熟知的前饋放大器設計，輸入RF信號在 輸入耦合器30處被分裂而進入到主放大器信號路徑和誤差放大器信號 路徑。主放大器信號路徑包括主放大器16。主放大器信號路徑還包括輸 入和預失真電路20。輸入電路可分別包括按照傳統的前饋設計方案實施 的、傳統的前置放大器和群時延電路(未示出)，以及增益和相位控制
電路50, 52。預失真電路48又進而將輸入信號預失真以減小由主放大 器16引入的IMD,它在某些實施方案中是可選的。輸入和預失真電路 20由控制器24提供的環路1控制信號44控制。具體地，這些控制信號 包括預失真控制信號49、增益調節器設置值51和相位調節器設置值 53。
正反饋導引信號電路22 (下面參照圖3和4詳細地描述的)提供導 引信號58，它在所顯示的導引注入耦合器23處被注入到主放大器輸入 端並用來控制環路2的對準(如下所述)。正反饋導引信號電路22還 把相應於生成的導引信號的頻率的信號沿線路61提供到控制器24,它 用來提高環路2對準控制的收斂的速率(如下面更詳細地描述的)。導 引信號由導引信號採樣耦合器25在放大器輸出端處提取並由電路22檢 測，以及檢測到的導引信號60被控制器24用來提供環路控制，以使得 在輸出信號中的導引信號最小化，從而使得在輸出信號中的失真最小化 (如下面更詳細地描述的)。按照傳統的前饋設計，通常主放大器信號 路徑還包括主放大器輸出採樣耦合器26和延時28裝置。
仍舊參照圖2，誤差放大器信號路徑包括輸入信號耦合器30，它對 RF輸入信號進行採樣和把它經由延時裝置32、載波抵消組合器36和預 誤差輸入電路38提供到誤差放大器34。更具體地，延時裝置32和載波 抵消組合器36如在傳統的前饋放大器中那樣運行，以使得主放大器16 的採樣的輸出被衰減器40衰減，並在載波抵消組合器36處與延時的輸 入信號相組合，以便基本上抵消來自主信號路徑的採樣的信號中除失真 分量以外的所有信號。這種載波抵消完成了前饋放大器的環路1。載波 抵消組合器36的輸出被耦合器37採樣，以及採樣的信號被提供到載波 抵消檢測器39。檢測到的載波抵消信號41被提供到控制器24,它使用 檢測到的信號來控制環路1的增益和相位調節器設置值51， 53,以使得 檢測到的載波最小化。在某些應用和實施方案中，在組合器36處對環 路l的抵消進行控制可能是有利的，以便在最終得到的信號中保持某些 RF載波分量，以及最終得到的信號不只是主放大器的失真分量。無論 如何，為了本應用的目的，最終得到的信號將被稱為失真分量，以及應 當看到，某些載波分量可被包括在其中。該信號的這個失真分量被提供 到預誤差輸入電路38。預誤差輸入電路38可包括傳統的前置放大器和 群時延電路(未示出)，以及增益和相位控制電路54, 56。控制器24提供環路2控制信號46,它包括在線55上的增益調節器設置值(a )和 在線57上的相位調節器設置值((3),以使得來自導引信號檢測器22 的檢測的導引信號最小化。與主路徑不同，由於誤差放大器運行的更多 的線性特性，在誤差路徑上典型地不需要預失真電路。電路38的輸出 被提供到誤差放大器34，它使得採樣的失真分量(IMD)的幅度恢復到 主信號路徑的失真分量。來自誤差放大器34的放大後的失真分量輸出 在誤差注入耦合器42處與經延遲的主放大器輸出異相地組合，以抵消 在主信號路徑中的失真分量。這個誤差抵消完成放大器的環路2。基本 上無失真的放大的信號被提供到輸出端14。
輸出信號18的樣本由耦合器25提供到導引信號檢測器和生成器電 路22。在輸出中的任何剩餘的導引信號被導引信號檢測器電路22檢 測，並作為導引功率信號60而提供。導引功率信號60連同載波抵消信 號41 一起被控制器24用來提供控制信號44和46。兩個控制信號44, 46可以基本上是獨立的，可以看作為分開地控制兩個環路；環路1包括 電路20、主放大器16、主放大器輸出採樣耦合器26、衰減器40、輸入 信號耦合器30、群時延裝置32、和載波抵消組合器36;以及環3各2包 括主放大器採樣耦合器26、衰減器40、載波抵消耦合器36、預誤差電 路38、誤差放大器34、延時裝置28、和誤差注入耦合器42。由控制器 24進行的環路1控制利用信號41來調節增益和相位調節器50, 52,使 得在環路1的輸出端處的檢測的載波41最小化。由控制器24進行的環 路2控制利用檢測到的導引功率信號60來調節增益和相位調節器54, 56，使得檢測到的導引功率信號60最小化，以及利用檢測到的導引頻 率61來選擇在二維增益/相位空間中的調節方向，以使得對於達到最佳 調節設置值所需要的調節步數最小化，正如下面更詳細地描述的。
參照圖3,正反饋導引信號生成器22的優選實施例以示意性框圖來 說明。如圖所示，電路包括檢測信號路徑62和導引信號生成信號路徑 64。前饋放大器的經採樣的RF輸出18是加到檢測路徑62的輸入(另 一種方法是測量動態範圍擴展器(DRE)的輸出，它給前饋放大器輸出 提供若干載波抵消。這樣的動態範圍擴展器是在2000年11月14曰發 布的美國專利No. 6,147,555中例如在其圖14和15上描述的，該專利在 此引用以供參考。)該系統的檢測部分62優選地包括帶通功率;f企測器 電路，它檢測在RF載波帶寬以外的頻率上在採樣的放大器輸出18的相對較窄的帶寬部分中的未抵消的功率。帶通功率檢測器電路優選地包括
混頻器66、帶通濾波器72、和功率檢測器76。 IF增益級70, 74也可以 被利用，這要取決於採樣的輸出18的信號強度。加到檢測路徑的RF輸 入18由本地振蕩器(LO) 68和混頻器66下變頻成IF頻率。然後IF信 號由濾波器72進行帶通濾波，以提供包括導引信號頻率的相對較窄的 帶寬信號。這個帶通受限制信號的功率然後被功率檢測器76檢測。功 率檢測器76例如可包括一個對數(log)檢測器或RMS檢測器。功率檢 測器76的輸出60相應於在第二環路抵消後的刺餘導引信號功率。這個 導引信號功率輸出60被提供到前饋環路控制器24 (圖2)。
導引信號生成電路64優選地是在帶通濾波器前面添加限幅器的帶 通功率檢測器電路的顛倒的序列。導引信號生成電路64優選地包括限 幅器82、帶通濾波器84、混頻器88、和IF增益級80, 86。取決於信號 強度，可以使用外加的或較少的IF增益級。導引信號生成電路64使用 來自檢測路徑62的帶通濾波的IF信號78作為輸入。信號78被IF增益 級80放大，然後傳送經過限幅電路82,後者在信號大於閾值電平時對 信號的幅度進行削波。經限幅的信號被濾波器84帶通濾波，然後在第 二增益級86後(如果有必要的話)由混頻器88和LO 68上變頻到RF。
上述的限幅器82限制導引信號的幅度。限幅器82可以是把超過閾 值的信號的幅度減小的裝置，或當被高電平信號驅動時會飽和的非線'性 裝置。在諸如在第二乘法器88或IF增益級80， 86的導引信號生成器 6 4內的其它部件中發生的隨信號電平增加的飽和或增益減小，也可以提 供限幅的措施。
同一個LO 68頻率優選地被用於混頻器66處的導引信號檢測下變 頻和在混頻器88處導引信號生成上變頻。L0 68的頻率被選擇來把導引 信號放置在加到前饋放大器的輸入信號的RF載波的帶寬以外，並便於 在電路62中進行信號檢測。另夕卜，適當選擇LO頻率可以允許利用相對 較^更宜的IF濾波器72。例如， 一個從載波頻帶頻移約85MHz的LO頻 率將允許使用例如具有5MHz通帶的便宜的SAW濾波器。然而，LO頻 率和濾波器通帶的各種其它選擇也是可能的。
也如圖3所示，導引信號生成電路64的導引信號輸出線58由採樣 耦合器90採樣，以及採樣的輸出(導引信號)被提供到頻率測量電路 92。頻率測量電路92檢測採樣的導引信號的RF頻率，並把相應的導引信號沿線61提供到控制器24 (圖2)。
導引信號檢測與生成電路22的另一個實施例示於圖4。這個實施例 等同於圖3，但不同之處是輸出的導引信號在IF上測量而不是在RF上 測量。更特定地，如圖所示，從IF增益電路86輸出的IF導引信號由採 樣耦合器94採樣，以及採樣的IF輸出(IF導引信號)被提供到頻率測 量電路96。頻率測量電路96檢測採樣的導引信號的IF頻率，以及4巴相 應的電壓信號沿線61提供到控制器24 (圖2)。
工作時，導引信號生成與檢測電路22創建窄帶寬的通過主放大器 16和前饋放大器第二環路的正反饋環路(圖2)。當與限幅電路82組 合時，利用在前饋放大器和導引系統中存在的噪聲將發生有限周期的振 蕩，假設環路具有足夠的增益的話。第二環路的抵消會影響正反饋迴路 的增益和相位。結果，第二環路的良好的對準將抑制有限周期的振蕩。 為了抑制有限的周期所需要的對準程度是根據由在限幅器82前面的IF 增益級提供的IF增益量或通過調節限幅器82的削波閾值而可選擇的。
正反饋導引信號生成電路22的說明性實施方案可能有多個修改 例。例如，該電路可以利用在總的電路設計中具有相關的修改方案的自 動電平控制電路，如在2006年3月7日提交的專利申請序列號 No. 11/369,529中描述的，該專利申請的公開內容整體地在此引用以供參 考。另外，帶通功率檢測器電路62的實施方案可以利用位於混頻器66 前面的RF濾波器以抑制鏡像頻率。在這樣的方法中，類似的RF濾波器 優選地被包括在混頻器88後的導引信號生成路徑64內。另外，有可能 在導引信號生成路徑64內消除帶通濾波器84。然而，不帶有濾波器84 的這樣的實施方案可能不是優選的，因為它由於產生不能被帶通功率檢 測器電路62檢測的信號分量而浪費導引能量。這些附加的頻譜分量將 通過作為前饋補償的一部分的第二環路抵消而被衰減。另外，如上所 述，IR增益級的數目、限幅器82的閾值、LO頻率、和濾波器通帶帶寬 可以隨具體的實施方案和被;改大的特定的RF載波而改變。
接著更詳細地描述用於改進環路2的收斂而使用導引頻率。通過測 量生成的導引信號的頻率，可以導出關於第二環路抵消轉移函數的相位 信息。在搜索算法進行第二環路對準時導引頻率的改變表明搜索方向的 錯誤。第二環路的抵消轉移函數由增益和相位對準調節器(在圖2上分 別為54， 56)確定。假設對準調節器按下式建模
其中oc。pt和P。pt分別是最佳增益和相位對準設置值，以及Aa。pt和Ap。pt分 別是在增益和相位調節器中的誤對準。假設I Aa。pt I和I Ap。pt I是小的， 則導引信號檢測器的輸出可以近似為
其中lkl和P腿是常數。從公式(2)complex formula see original document page 16可以看到，當檢測到的電壓被表示
成增益和相位調節器設置值的函數時，最終得到的輪廓線是圍繞最佳對
準設置值的同心橢圓(見圖5和圖6)。 第二環路抵消轉移函數的相移是
(公式3) complex formula see original document page 16
從公式(3)可以看到，在對準設置值中保持比值Aa。pt/A(3。pt不變的 步進將不改變抵消的相位。這相應於在最佳對準的方向上進行對準步進 (見圖5)。如果在對準設置值中的步進不是在最佳對準的方向上，則 相位將改變(見圖6)。為了說明相位改變，假設初始對準設置值是(a!， M，以及在步進(Acx!, Af3])後的對準是((X2， P2)-(od+Aa!， p—ApO。 在步進之前和之後的相位分別為
(公式4) complex formula see original document page 16
(公式5) complex formula see original document page 16
由於步進造成的相位改變是: (公式6) HA 。
生成的導引信號的頻率是正反饋的自然模式。它必須處在導引系統 的通帶內，並生成一個作為2兀弧度的倍數的環路相位。也就是，導引頻 率必須滿足
complex formula see original document page 17
其中C0jni。t是導引頻率，Ai。。p是總的環路延時，以及小o是相位偏移。第二 環路的抵消轉移函數的相位的改變起作用(/>式7)。結果，為了保留 (公式7),導引頻率也必須改變。也就是，由於由對準步進l引起的 相位改變造成的導引頻率的改變是
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因此，在IF或在RF上測量的導引頻率的改變將表示第二環路抵消 轉移函數的相位的改變。
接著描述頻率改變信息被用來選擇下一個步進方向的情形。第 一步 進方向是
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第二步進方向是 (公式IO)complex formula see original document page 17
其中ke是常數。圖7和圖8顯示ke的選擇對於搜索軌跡的影響。在圖7 上，ke的數值太小，使得新的搜索方向02從第一搜索方向ei改變得太小。 結果，導引頻率將繼續增加。導引頻率的接連的增加(或減小)建議需 要增加ke。在圖8上，ke的數值太大，使得新的搜索方向62從第一搜索
方向6i改變得太大。結果，導引頻率的改變在每次步進將交替改變方
向。導引頻率的交替改變建議需要減小ke。
在對準搜索中用於選擇步進方向en+i的算法的優選實施例示於圖 9。如圖所示，算法在100開始，以及在102,選4^初始對準步進方向， 該初始方向可以是任意的。接著在104，算法前進到根據沿線61所提供 到控制器的導引頻率信號測量導引頻率(圖2)。在106,計數器被初 始化，使用導引頻率的測量值而開始一系列對準步進，為的是使步進方 向最佳化。更具體地，在108，算法通過給相應於所選方向的增益和相 位調節器設置值增量而按初始對準方向起動一次對準步進(Aod， APO 。 接著在110,算法前進到使用沿線61被提供到控制器的導引頻率信號去 測量在新的設置值中的導引頻率。接著在112,算法前進到計算在初始 設置值與新的設置值之間的導引頻率差值。接著在114,在112確定的 導引頻率的差值被用來改變對準步進方向，把頻率差值乘以規定步進方 向的改變量(即，在2D增益相位空間中方向改變的角度大小)的常數 值ke。接著在116,確定常數值k9是否太大或太小，以及如果需要，常 數ke的數值要增加或減小(正如以上參照圖7和8描述的)。接著在118， 計數器被增量，並重複進行對準調節步進方向處理流程108， 110, 112， 114和116。這個迭代處理流程繼續進行，直至它收斂，這種收斂由檢
測到的導引功率60的減小的電平來表示。由Vdet表示的檢測到的導引
功率60在104和110被測量，而差值AVM在112被計算。*AVdet<0時，
搜索按希望收斂。
在對準調節步進(Aot, Af3 )造成迭代過程發散(如由AVdet〉0表示) 的情形下，通過把兀弧度加到(公式10)和114,使得對準調節方向顛 倒，並且在重複108之前減小步進大小。選擇在108所使用的步進大小 的算法可以與在在2003年12月11日提交的美國專利申請No. 10/733,498、美國專利No. 7,002,407、和在2004年12月21日才是交的美 國專利申請No. 11/018,216中描述的功率最小化方法相同，這些專利申 請的公開內容整體地在此引用以供參考。圖9的算法和在上述的專利申 請和專利中描述的對準控制處理的附加方面可以使用適當的編程的微 處理器在控制器24中實施(附加的細節在此引用以供參考的上述的專 利申請中描述)。
值得指出的是，由於在(公式7)中的2兀弧度的倍數，頻率改變5cOpu。t 可以很大。當頻率在導引系統的通帶邊緣附近移位時，可以發生2兀n/Ai。。p 的離散的頻率改變，以迫使導引頻率保持在通帶內。當檢測到頻率有大 的改變時，在114,不應當使用ScDp化t的測量值。在114內，5co應當被 約束限制，代之以使用 一個經修改的Sov。t,其幅度I Scopil。t I是有限的或 Sov!。t以2兀為模處理最小的|5copil。t|。替換地，圖9的搜索算法可以在 才企測到大的頻率改變後重新啟動。
當迭代處理過程的收斂接近完成時，還會發生大的頻率改變。當對 準接近於最佳設置值時，導引信號幅度快速下降，因為正反饋的環路增 益不再足以維持使得檢測到的導引頻率測量值61是不可靠的導引振 蕩。這樣的收斂的條件是希望的，並可用Vdet達到它的最小值(對於所 有的可能的對準步進方向，|AVdet|>0)來表示。當檢測到這個條件時， 可選擇任何搜索方向，只要它是隨時間變化的。
能使把搜索方向基於導引頻率:差:(s pll。t) s正負號而不是選擇:。
搜索方向通過使用以下兩個7>式被更新
(公式11)complex formula see original document page 19
當檢測到的導引功率60減小時(收斂的，AVdet式12 ) complex formula see original document page 19
當檢測的導引功率60增加時(發散的，AVdet〉0)。搜索算法迫使 在軌跡上相對於最佳設置值的直接路徑橫向運動。橫向運動改變角度5(j) (見圖6),使頻率改變5①pu。t。應當指出，S(和ScDpu。t正比於步進大小與 到最佳設置值的距離的比值。
算法還調節步進大小，以使得IS)I的預期的數值為恆定的。作為說 明性例子，當|5小|0.3 時，步進大小按0.5倍減小。當AVde^0時，步進大小也可以按0.7減小。 由於S(和AVdet兩者都用來調節步進大小，比起僅僅基於檢測到的導引功 率60,搜索更好地被阻尼。最好的閾值和步進調節因子取決於前饋放大
器系統，並可通過試驗容易地得到。
本發明是相對於當前的優選實施例描述的，然而，本領域:技術人員 將會看到，可以作出各種各樣的修改，這些修改太多而無法——描述， 但仍舊處在本發明的範圍內。因此，以上的詳細說明應當看作為僅僅是 說明性的，而不是限制性的。
權利要求
1.一種用於控制在放大器系統中的控制環路的對準的方法，包括生成可變頻率導引信號和把導引信號注入到放大器系統中；檢測在控制環路的輸出端處任何未抵消的導引信號；檢測生成的導引信號的頻率；調節控制環路的一個或多個參數；檢測在可變頻率導引信號中的頻率改變；以及根據檢測到的頻率改變來控制所述調節。
2. 如權利要求1中闡述的用於控制在放大器系統中的控制環路的 對準的方法，其中生成所述可變頻率導引信號包括使用來自放大器系統 輸出端的反饋來生成導引信號。
3. 如權利要求1中闡述的用於控制在放大器系統中的控制環路的 對準的方法，其中所述調節一個或多個參數包括使用增益和相位調節器 分別調節在控制環中信號路徑的增益和相位。
4. 如權利要求3中闡述的用於控制在放大器系統中的控制環路的 對準的方法，其中增益和相位調節的方向根據在導引信號中所述檢測到 的頻率改變而改變。
5. 如權利要求1中闡述的用於控制在放大器系統中的控制環路的 對準的方法，其中生成的導引信號是rf信號，以及其中檢測所生成的 導引信號的頻率包括檢測該r.f頻率。
6. 如權利要求1中闡述的用於控制在放大器系統中的控制環路的 對準的方法，其中生成的導引信號是通過把if信號進行上變頻而生成的的if頻率。
7. —種用於控制前饋放大器系統的對準的方法，該前饋放大器系 統包括輸入端，用於4妻收輸入信號；第一載波4氐消控制環，被耦合到 輸入端並具有主放大器；第二誤差抵消控制環，被耦合到第一控制環並 具有誤差放大器和增益調節器與相位調節器；以及輸出端，被耦合到第 二控制環並提供輸出信號，該方法包括對輸出信號進行採樣；根據採樣的輸出信號生成可變頻率導引信號和把導引信號注入到 第一控制環；檢測生成的導引信號的頻率；使用對準的方向把在所述第二控制環中的增益與相位調節器的設 置值從第 一調節設置值調節到第二調節設置值； 檢測在所述調節後生成的導引信號的頻率；檢測在所述第 一 和第二調節設置值之間的所生成的導引信號的頻 率差；使用在所述第一和第二調節設置值之間的頻率差來改變對準方 向；以及使用改變後的對準方向把在所述第二控制環中的增益與相位調節 器的設置值從第二設置值調節到第三設置值。
8. 如權利要求7中闡述的用於控制前饋放大器系統的對準的方法， 其中使用在所述第一和第二調節設置值之間的頻率差來改變對準方向 包括把頻率差乘以方向改變參數。
9. 如權利要求8中闡述的用於控制前饋放大器系統的對準的方法， 還包括確定方向改變參數是否太大或太小，以及如有需要則減小或增加 方向改變參數。
10. 如權利要求7中闡述的用於控制前饋放大器系統的對準的方 法，其中生成的導引信號是RF信號，以及其中檢測生成的導引信號的頻率 包括4全測該RF頻率。
11. 如權利要求7中闡述的用於控制前饋放大器系統的對準的方 法，其中生成的導引信號是通過上變頻IF信號而生成的RF信號，以及 其中檢測生成的導引信號的頻率包括檢測所述IF信號的IF頻率。
12. —種前饋放大器，包括 RF輸入端，用於接收RF信號；載波抵消環，包括接收和放大所述RF信號的主放大器；主放大 器輸出採樣耦合器；被耦合到RF輸入和提供延時的RF信號的第一延時 裝置；以及載波抵消組合器，它把延時的RF信號耦合到來自主放大器 的採樣的輸出；誤差抵消環路，包括接收和放大載波抵消組合器的輸出的誤差放大 器；被耦合在載波抵消組合器與誤差放大器之間並分別接收增益和相位 調節控制信號的增益調節器和相位調節器；被耦合到主放大器的輸出端的第二延時裝置；以及誤差注入耦合器，它組合來自誤差放大器的輸出 和來自第二延時裝置的經延時的主放大器輸出，以便抵消由主放大器引 入的失真；RF輸出端，它被耦合到誤差注入耦合器輸出端和提供放大的RF信—弓— 輸出採樣耦合器，用於提供放大的RF信號的採樣的輸出； 正反饋導引信號生成器電路，用於根據放大的RF信號的採樣的輸 出生成導引信號和把導引信號提供到主放大器的輸入端，該正反饋導？ 1 信號生成器電路包括用於檢測生成的導引信號的頻率檢測器，和提供導 引頻率信號；以及用環路控制算法編程的控制器，該控制器被耦合來接收導引頻率信 號和把所述增益和相位調節控制信號輸出到所述增益調節器和相位調 節器，控制器根據在導引頻率信號中的改變來調節被提供到所述增益調 節器和相位調節器的增益和相位調節控制信號的改變方向。
13. 如權利要求12中闡述的前饋放大器，其中所述正反饋導引信 號生成器電路還包括用於根據放大的RF信號的採樣輸出提供檢測到的 導引功率信號的裝置，該RF信號隨來自誤差抵消環路的未抵消的失真 的強度而改變，和其中所述控制器被耦合來接收檢測的導引功率信號。
14. 如權利要求12中闡述的前饋放大器，其中所述正反饋導引信 號生成器電路包括用於根據放大的RF信號的採樣的輸出生成中頻導引 信號的裝置；提供固定頻率信號的本地振蕩器；以及混頻器，它接收中 頻導引信號和固定頻率信號並輸出RF頻率的導引信號。
15. 如權利要求14中闡述的前饋放大器，其中所述正反饋導引信 號生成器電路還包括採樣耦合器，它被耦合到混頻器的輸出端，並把採 樣的RF頻率導引信號提供到頻率檢測器；以及其中所述頻率檢測器檢 測導引信號的RF頻率，並把相應於它的所述導引頻率信號提供到所述 控制器。
16. 如權利要求14中闡述的前饋放大器，其中所述正反饋導引信 號生成器電路還包括採樣耦合器，它被耦合到用於生成中頻導引信號的 所述裝置的輸出，所述採樣耦合器把採樣的中頻導引信號提供到所述頻把相應於它的所i導引頻率信號提供到所述控制器:'""
17. 如權利要求14中闡述的前饋放大器，其中所述用於根據放大 的RF信號的採樣的輸出生成中頻導引信號的裝置包括被耦合到本地振 蕩器並且用於接收放大的RF信號的採樣的輸出和提供中頻採樣的輸出 信號的第二混頻器，以及包括帶通限制器，用於提供相應於在採樣的輸 出中的未抵消的信號的頻帶限制的信號。
18. 如權利要求12中闡述的前饋放大器，其中所述導引頻率信號 是相應於檢測到的頻率的電壓。
19. 如權利要求12中闡述的前饋放大器，其中所述控制算法重複 地調節對準方向，以使得檢測的頻率改變最小化。
20. 如權利要求19中闡述的前饋放大器，其中所述控制算法根據 在檢測的頻率改變中接連的增加或減小來調節對準方向改變的總量。
全文摘要
公開了一種導引系統和方法，它提高了在前饋放大器中第二環路對準控制的收斂速率。公開了導引信號生成和檢測系統與控制對準的搜索算法。通過測量生成的導引信號的頻率，可以推導出關於第二環路抵消轉移函數的相位信息。在搜索算法在第二環路對準中實現步進時，導引頻率的改變指示搜索的方向的錯誤。同時使用這個導引頻率測量值以及剩餘導引功率的現有的對數功率測量值將提高收斂速度，因為只要實施較少的步進就可達到最佳對準設置值。
文檔編號H03F1/00GK101199112SQ200680011163
公開日2008年6月11日 申請日期2006年4月3日 優先權日2005年4月5日
發明者R·N·布雷思韋特 申請人:電力波技術公司