開關電源電路的製作方法
2023-10-30 20:38:02
專利名稱：開關電源電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及具有功率因數改善電路的開關電源電路。
本發明的專利申請人早些時候提出了多種開關電源電路，每種開關電源電路在初級側具有諧振型變換器。另外，還提出各種開關電源電路，每種開關電源電路具有用於改善諧振型變換器的功率因數的功率因數改善電路。
圖9示出了典型開關電源電路的電路圖，該電路的結構是以本發明的專利申請人早些時候提出的一項發明為基礎的。詳細地說，該開關電源電路的結構包括改善基於自激技術的電流諧振型開關變換器的功率因數的功率因數改善電路。
圖中所示的開關電源電路包括橋式整流電路Di，用於對商用交流電源AC進行全波整流。經橋式整流電路Di全波整流後得到的整流後的輸出通過功率因數改善電路20對平滑電容器Ci充電。結果，在平滑電容器Ci的端子之間出現與交流輸入電壓VAC的電平的1倍對應的整流且平滑後的電壓Ei。
此外，在其整流路徑上包含橋式整流電路Di和平滑電容器Ci的電路中插入湧流(rush current)限制電阻器Ri。詳細地說，當電源接通時，湧流限制電阻器Ri限制流入平滑電容器Ci的湧流。
圖中示出的功率因數改善電路20包括濾波扼流圈LN和高速再生式二極體D1，它們彼此串聯連接在橋式整流電路Di的正極輸出端和平滑電容器Ci的正極輸出端之間。扼流圈LS的一端連接到高速再生式二極體D1的陰極。
濾波電容器CN的一個端子連接到高速再生式二極體D1的陽極和平滑電容器Ci的正極之間的接點上。濾波電容器CN的另一端連接扼流圈LS的另一端。濾波電容器CN與濾波扼流圈LN結合在一起起普通型低通濾波器作用。
功率因數改善電路20中高速再生式二極體D1和扼流圈LS之間的連接點通過電容器C1連接到以下將要描述的變壓器PIT(功率隔離變壓器)初級側的一個端子，與初級側上的繞組N1的電感器L1結合形成串聯諧振電路。通過這種連接，由下文將描述的開關設備產生的開關輸出反饋給串聯諧振電路。
下面將描述功率因數改善電路20的功率因數改善工作。
開關電源電路還包括採用自激技術的電流諧振型變換器。該自激電流諧振變換器利用出現在平滑電容器Ci端子之間的整流且平滑後的電壓Ei作為工作電源。
如圖所示，變換器採用2個開關設備Q1和Q2，開關設備Q1和Q2彼此線連接在平滑電容器Ci的正極端和地之間的半橋接點中，平滑電容器Ci的負極端接地。開關設備Q1和Q2都是雙極型電晶體。
起動電阻器RS1連接在開關設備Q1的集電極和基極之間。同樣，起動電阻器RS2連接在開關設備Q2的集電極和基極之間。通過諧振電容器CB1連接到開關設備Q1的基極的電阻器RB1規定開關設備Q1的基極電流(也稱為驅動電流)。類似地，通過諧振電容器CB2連接到開關設備Q2的基極的電阻器RB2規定開關設備Q2的基極電流(也稱為驅動電流)。嵌位二極體DD1連接在開關設備Q1的發射極和基極之間。同樣地，嵌位二極體DD2連接在開關設備Q2的發射極和基極之間。當開關設備Q1處於截止狀態時，嵌位二極體DD1形成流過開關設備Q1的基極和發射極的嵌位電流的電流路徑。同樣，當開關設備Q2處於截止狀態時，嵌位二極體DD2形成流過開關設備Q2的基極和發射極的嵌位電流的電流路徑。
諧振電容器CB1與在下文將描述的驅動變壓器PRT(功率調節變壓器)中採用的驅動繞組NB1結合形成自激振蕩的串聯諧振電路，並規定開關設備Q1的開關頻率。同樣地，諧振電容器CB2與在下文將描述的驅動變壓器PRT中採用的驅動繞組NB2結合形成自激振蕩的串聯諧振電路，並規定開關設備Q2的開關頻率。應當注意，串聯諧振電路也稱為自激振蕩驅動電路。
驅動變壓器PRT驅動開關設備Q1和Q2，還通過控制開關頻率的變化執行恆壓控制。在圖中所示的開關電源電路中，驅動繞組NB1和NB2、諧振電流檢測繞組ND以及沿著與驅動繞組NB1和NB2、諧振電流檢測繞組ND取向垂直的方向的控制繞組NC形成正交可飽和電抗器。
在驅動變壓器PRT中採用的驅動繞組NB1的一端通過串聯連接的電阻器RB1和諧振電容器CB1連接到開關設備Q1的基極，而驅動繞組NB1的另一端連接到開關設備Q1的發射極。同樣，在驅動變壓器PRT中採用的驅動繞組NB2的一端通過串聯連接的電阻器RB2和諧振電容器CB2連接到開關設備Q2的基極，而驅動繞組NB2的另一端連接到開關設備Q2的發射極。驅動繞組NB1和NB2沿著使前者產生的電壓極性與後者產生的電壓極性相反的方向纏繞。
絕緣變換器變壓器(insulating converter transformer)PIT在次級側引出開關設備Q1和Q2的輸出。通過將絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1的一端通過諧振電流檢測繞組ND連接到開關設備Q1的發射極和開關設備Q2的集電極之間的連接點(或開關輸出點)上，獲得開關輸出。
如上所述，初級繞組N1的另一端通過串聯諧振電容器C1連接到功率因數改善電路20中的再生式二極體D1的陰極和扼流圈LS之間的連接點。
也就是說，串聯諧振電容器C1與初級繞組N1串聯連接。串聯諧振電容器C1的電容和包括初級繞組N1的電感L1的絕緣變換器變壓器PIT的漏電感形成使開關變換器以電流諧振型工作的初級側串聯諧振電路。這就是為什麼初級繞組N1也稱為串聯諧振繞組的原因。
在絕緣變換器變壓器PIT的次級側，在次級繞組N2的中間設有中間抽頭。整流二極體D01和D03的陽極分別連接到次級繞組N2的上端抽頭和上部中間抽頭。同樣，整流二板管D02和D04的陽極分別連接到次級繞組N2的下端抽頭和下部中間抽頭。平滑電容器C01連接在地與整流二極體D01和D02的陰極之間，形成第一全波整流電路。同樣地，平滑電容器C02連接在地與整流二極體D03和D04的陰極之間，形成第二全波整流電路。包括平滑電容器C01和整流二極體D01和D02的第一全波整流電路產生直流輸出電壓E01。類似地，包括平滑電容器C02和整流二極體D03和D04的第二全波整流電路產生直流輸出電壓E02。
應當注意，直流輸出電壓E01和直流輸出電壓E02單獨向控制電路1供電。控制電路1用直流輸出電壓E01作為檢測電壓，用直流輸出電壓E02作為工作電源。
控制電路1執行下述恆壓控制。具體地說，控制電路1將DC電流作為控制電流提供給驅動變壓器PRT的控制繞組NC。典型地，根據次級側上直流輸出電壓E01的變化調節控制電流的幅值。
具有上述結構的開關電源電路完成如下開關操作。首先，當商用AC電源接通時，通過起動電阻器RS1和RS2為開關設備Q1和Q2提供起動電流。假設開關設備Q1先接通，執行控制從而斷開開關設備Q2。作為開關設備Q1的輸出，諧振電流流入諧振電流檢測繞組ND、初級繞組N1和串聯諧振電容器C1。當諧振電流的幅值接近0時執行控制斷開開關設備Q1但接通開關設備Q2。這時，作為開關設備Q2的輸出，諧振電流以與作為開關設備Q1的輸出而產生的諧振電流相反的方向流動。此後，開始開關設備Q1和開關設備Q2交替導通的自激開關操作。
如上所述，開關設備Q1和開關設備Q2隨著用作工作電源的平滑電容器Ci的端子之間的電壓交替、重複地接通、斷開。結果，波形接近於諧振電流波形的驅動電流提供給絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1，在其次級繞組N2處獲得AC輸出。
驅動變壓器PRT執行前面引用的恆壓控制描述如下。
假設次級側輸出電壓E01由於AC輸入電壓變化和／或負載變化而增大，則根據次級側輸出電壓E01的增大也控制流過控制繞組NC的控制電流上升。
由於驅動變壓器PRT中該控制電流產生的磁通效應，該驅動變壓器PRT達到飽和狀態，顯示出減小驅動繞組NB1和NB2的電感的作用。因此，自激諧振電路的狀態改變，增大了開關頻率。
在該開關電源電路中，執行上邊控制。即，開關頻率設為頻率區域內高於串聯諧振電路的諧振頻率的值上，該串聯諧振電路包括串聯諧振電容器C1和初級繞組N1的電感器L1。由於如上所述控制開關頻率上升，所以開關頻率脫離串聯諧振電路的諧振頻率。結果，用於開關輸出的串聯諧振電路的諧振阻抗增大。
當諧振阻抗按如上所述增大時，提供給初級側上串聯諧振電路的初級繞組N1的驅動電流受到限制。結果，出現在次級側上輸出電壓也通過恆壓控制受到限制。
下文將基於上述技術的恆壓控制稱為開關頻率控制方法。
功率因數改善電路20執行如下的功率因數改善操作。
在圖中所示的功率因數改善電路20的結構中，提供給包含初級繞組N1的電感器L1和串聯諧振電容器C1的串聯諧振電路的開關輸出通過扼流圈LS本身的電感感抗(或磁耦合)反饋到整流電流路徑。
如上所述反饋的開關輸出使具有開關周期的交變電壓疊加在整流電流路徑上。具有開關周期的交變電壓的疊加又導致整流電流在開關周期間歇流過高速再生式二極體D1。整流電流的間歇性流動使濾波扼流圈LN和扼流圈LS的電感呈現得更高。因此，在整流輸出電壓電平比呈現在平滑電容器Ci的端子之間的電壓低的周期內，充電電流也流入平滑電容器Ci。
結果，AC輸入電流的平均波形接近AC輸入電壓的波形，AC輸入電流的導電角增大了，從而改善了功率因數。
圖10示出了開關電源電路的另一個典型結構的電路圖，該結構是以本發明的專利申請人早些時候提出的發明為基礎的。該開關電源電路也包括電流諧振變換器，其中2個開關設備線連接形成半橋連接。採用他激技術作為驅動方法。該開關電源電路的結構也包括改善功率因數的功率因數改善電路。
應當注意，在圖9和圖10所示開關電源電路中，相同元件用相同的數字表示，其解釋不再重複。
如圖所示，初級側上的電流諧振變換器採用2個開關設備Q11和Q12，每個開關設備通常用MOS-FET(金屬氧化物半導體場效應電晶體)實現。
開關設備Q11的漏極與整流且平滑後的電壓E1的線路相連接。開關設備Q11的源極連接開關設備Q12的漏極。開關設備Q12的源極連接到初級側的地。根據這種連接，構成了與他激技術相關的半橋連接。
開關設備Q11和Q12由振蕩及驅動電路2驅動，在開關操作中交替、重複地導通和截止，從而間歇地輸出整流且平滑後的電壓Ei。
嵌位二極體DD1以圖中所示方向連接在開關設備Q11的漏極和源極之間。同樣，嵌位二極體DD2以圖中所示方向連接在開關設備Q12的漏極和源極之間。
通過將絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1的一端連接到開關設備Q11的源極和開關設備Q12的漏極之間的連接點(也稱為開關輸出點)，能將開關輸出提供給初級繞組N1。初級繞組N1的另一端連接到下文將描述的功率因數改善電路21中的濾波扼流圈LN和高速再生式二極體D1的陽極之間的連接點。
同樣在圖10所示的開關電源電路的情況下，串聯諧振電容器C1與初級繞組N1串聯連接。串聯諧振電容器C1的電容和包括初級繞組N1電感的絕緣變換器變壓器PIT的漏電感形成初級側串聯諧振電路，用於使開關電源電路以電流諧振型工作方式工作。
該結構的控制電路1輸出控制信號，其信號電平通常表示直流輸出電壓E01的變化。在振蕩及驅動電路2中，為了改變開關頻率，振蕩及驅動電路2提供給開關設備Q11和Q12的柵極的開關驅動信號頻率根據從控制電路1接收到的控制信號而變化。
同樣在圖10所示的開關電源電路中，開關頻率設置成頻區內高於串聯諧振頻率的值，如圖9所示的開關電源電路的情況那樣。例如，當直流輸出電壓E01升高，控制電路1控制振蕩及驅動電路2，使得開關頻率也根據直流輸出電壓E01的電平增大，從而執行恆壓控制。
起動電路3檢測整流及平滑線路上的電壓或電流，並在電源接通後馬上就起動振蕩及驅動電路2。通過整流附加地設在絕緣變換器變壓器PIT內的繞組而獲得的低電平直流電壓作為工作電源提供給起動電路3。
圖中所示的功率因數改善電路21包括濾波扼流圈LN和高速再生式二極體D1，它們彼此串聯連接在橋式整流電路Di的正極輸出端和平滑電容器Ci的正極輸出端之間。濾波電容器CN與包括濾波扼流圈LN和高速再生式二極體D1的串聯連接電路並聯連接。在該連接中，濾波電容器CN還與濾波扼流圈LN結合起到普通型低通濾波器的作用。
諧振電容器C3與高速再生式二極體D1並聯連接。典型地，諧振電容器C3與例如濾波扼流圈LN這樣的元件結合形成並聯諧振電路。並聯諧振電路的諧振頻率設置成約等於下文所述的串聯諧振電路的諧振頻率。以這種方式，呈現出抑制負載減小所造成的整流和平滑電壓Ei增大的效果。對此不再作詳細描述。
如上所述，功率因數改善電路21中濾波扼流圈LN和高速再生式二極體D1的陽極之間的連接點連接到上述包含初級繞組N1的電感器L1和串聯諧振電容器C1的串聯諧振電路。
在上述連接中，在初級繞組N1處獲得的開關輸出通過串聯諧振電容器C1的靜電電容耦合反饋給整流電流路徑。詳細地說，反饋開關輸出，使得在初級繞組N1處獲得的諧振電流流入濾波扼流圈LN和高速再生式二極體D1的陽極之間的連接點，將開關輸出提供給連接點。
如上所述反饋的開關輸出使具有開關周期的交變電壓疊加在整流電流路徑上。具有開關周期的交變電壓的疊加又導致整流電流在開關周期間歇地流過高速再生式二極體D1。整流電流的間歇流動使濾波扼流圈LN的電感顯得更高。
此外，由於具有開關周期的電流流過諧振電容器C3，所以電壓呈現在諧振電容器C3的端子之間。整流和平滑電壓Ei的電平減小的量值等於出現在諧振電容器C3的端子之間的電壓。因此，甚至在整流輸出電壓電平低於出現在平滑電容器Ci端子之間的電壓的周期內，充電電流也流入平滑電容器Ci。
結果，AC輸入電流的平均波形接近AC輸入電壓波形，AC輸入電流的導電角增大，從而改善了功率因數，正如圖9所示的開關電源電路的情況那樣。
通過為圖9和10所示的開關電源電路分別提供上述功率因數改善電路20和21，改善了功率因數。由於這些圖中所示的功率因數改善電路20和21每一個都採用少量元件，因此，功率因數改善電路20和21都存在如下優點通過利用小型、重量輕且低成本的電路，在低噪聲水平上，高效地改善功率因數。
圖11示出了圖9和圖10所示的開關電源電路的負載功率Po和功率因數PF之間的關係圖。應當注意，設置100V的AC輸入電壓VAC只是作為一個條件。
從圖中可明顯看出，圖中所示的關係表示功率因數PF隨負載功率Po減小而降低的特性。
圖12示出了AC輸入電壓VAC和功率因數PF之間的關係圖。這些關係表示將最大負載功率Pomax設為120W和最小負載功率Pomin設為40W作為條件的特性。
從圖中明顯看出，功率因數PF隨AC輸入電壓VAC的增大成比例地減小。
此外，最小負載功率Pomin為40W的功率因數PF低於最大負載功率Pomax為120W的功率因數PF。這種關係與圖11的特性是相吻合的，圖11示出了小負載功率Po越小其功率因數PF就越低。
圖13A至13D示出了有關圖12所示的特性的工作波形圖。
具體地說，圖13A示出了最大負載功率Pomax為120W、AC輸入電壓VAC為100V的AC輸入電壓VAC波形圖。圖13B示出了最大負載功率Pomax為120W、AC輸入電壓VAC為100V的AC輸入電壓IAC波形圖。圖13C示出了最小負載功率Pomin為40W、AC輸入電壓VAC為100V的AC輸入電壓VAC波形圖。圖13D示出了最小負載功率Pomin為40W，AC輸入電壓VAC為100V的AC輸入電流IAC波形圖。
假設AC輸入電壓VAC的半個周期是10ms，在最大負載功率Pomax為120W上，AC輸入電流IAC的導通周期τ實際上約5ms，因此功率因數PF為0．85。另一方面，在最小負載功率Pomin為40W上，AC輸入電流IAC的導通周期τ減小到約2．5ms，功率因數PF也減小到約0．65。關於最小負載功率Pomin為40W的功率因數PF的值可能不是一些應用所需要的功率因數PF理想值。
反之，由AC輸入電壓變化和／或負載功率變化引起的功率因數降低對於開關電源電路來說意味著對AC輸入電壓條件和／或負載功率條件的限制。即，提出了限制能採用開關電源電路的設備的種類的問題。
具體地說，在特定的AC輸入電壓和／或負載功率條件下，在電視接收機中採用開關電源電路的同時，同樣的開關電源電路不能用於辦公室或信息設備。
此外，在圖9和10用於改善功率因數的結構中，初級側的串聯諧振電路與商用AC電源的整流電流路徑相連接。結果，以50或60Hz的商用AC電源頻率的脈動疊加在串聯諧振電路上，這是大家知道的。脈動成分的疊加電平隨負載功率的增加而變高。
對於一個應用來說，假設結構包括選擇成使功率因數PF保持在預定條件下所測量的約0．8的元件，眾所周知，在最大負載功率時出現在次級側上直流輸出電壓中脈動的電壓電平與不包括功率因數改善電路的情況相比增大了約3至4倍。
為了抑制上述脈動成分電平的增加，在圖9和10所示的開關電源電路的實際實施中，增大控制電路1的增益和／或初級側上平滑電容器Ci的電容。但在這種情況下，也存在元件成本增加和開關操作易于振蕩的問題。
為了解決上述問題，本發明提供一種開關電源電路，所述開關電源電路包括整流及平滑裝置，用於輸入商用AC電源，產生整流及平滑電壓，並輸出整流和平滑電壓作為直流輸入電壓；絕緣變換器變壓器，用於將初級側輸出傳遞到次級側，其中建立空隙以給出提供疏鬆耦合所需的耦合係數；包括開關設備的開關裝置，用於間歇地將直流輸入電壓傳遞給絕緣變換器變壓器的初級繞組；初級側諧振電路，將開關裝置的操作轉換為電壓諧振，並包含漏電感元件和電容元件，漏電感元件至少包括絕緣變換器變壓器的初級繞組，電容元件包括初級側並聯諧振電容器；功率因數改善裝置，用於通過以途徑改善功率因數通過在絕緣變換器變壓器的初級繞組上卷繞形成的第三級繞組將在初級側諧振電路獲得的開關輸出電壓反饋給功率因數改善裝置，以及通過將開關輸出電壓提供給整流電流路徑反饋給串聯諧振電容器；並根據反饋回來的開關輸出電壓間歇性地產生整流電流；包含漏電感元件和電容元件的次級側諧振電路，所述漏電感元件包括絕緣變換器變壓器的次級繞組，所述電容器元件包括絕緣變換器變壓器次級側的次級諧振電容器；直流輸出電壓產生裝置，包括次級側諧振電路，執行操作輸入並整流在絕緣變換器變壓器次級繞組上獲得的交變電壓以便產生次級側直流輸出電壓；和恆壓控制裝置，用於根據次級側直流輸出電壓電平對次級側直流輸出電壓執行恆壓控制。
功率因數改善裝置採用高速再生式二極體使整流電流間歇流動，串聯諧振電容器連接在高速再生式二極體的陰極和第三級繞組之間。
在上述結構中，在初級側諧振電路上獲得的開關輸出電壓通過第三繞組和串聯諧振電容器反饋到稱為複合諧振變換器的開關電源電路中採用的功率因數改善電路。
圖1是通過本發明第一實施例實現的開關電源電路結構的電路圖；圖2是通過該實施例實現的開關電源電路中採用的絕緣變換器變壓器結構的側剖視圖；圖3A和3B是用於解釋+M和-M的互感操作的解釋圖；圖4A、4B、4C、4D、4E和4F是在通過第一實施例實現的開關電源電路所完成的操作中觀察到的各種信號波形圖；圖5A、5B、5C和5D是在通過第一實施例實現的開關電源電路所完成的操作中觀察到的各種信號波形圖；圖6是通過第一實施例實現的開關電源電路的負載功率和功率因數之間關係的特性圖；圖7是通過第一實施例實現的開關電源電路的AC輸入電壓和功率因數之間關係的特性圖；圖8是通過本發明第二實施例實現的開關電源電路結構的電路圖；圖9是採納先進技術的開關電源電路結構的電路圖；圖10是現有技術開關電源電路結構的電路圖；圖11是現有技術開關電源電路的負載功率和功率因數之間關係的特性圖；圖12是現有技術開關電源電路的AC輸入電壓和功率因數之間關係的特性圖；圖13A、13B、13C和13D是用於現有技術開關電源電路的商用AC電源電壓和電流隨負載功率而變化的波形圖。
圖1是通過本發明第一實施例實現的開關電源電路結構的電路圖。應當注意，與圖9和圖10所示的電源電路中所使用的相同的元件用相同的附圖標記表示，其解釋不再重複。
如圖1所示，電壓諧振開關變換器(也稱為電壓諧振開關變換器)設在開關電源電路的初級側上。為電壓諧振開關變換器提供功率因數改善電路。
圖中所示的開關電源電路還包括橋式整流電路Di，用於對商用AC交流電源AC進行全波整流。通過橋式整流電路Di整流獲得的整流輸出通過功率因數改善電路10對平滑電容器Ci充電，在平滑電容器Ci的端子之間產生整流和平滑電壓Ei。
功率因數改善電路10的結構如下所述。首先，解釋電壓諧振變換器的結構。
電壓諧振變換器具有自激結構，該結構僅採用一個開關設備Q1。採用具有耐高壓的雙極型電晶體BJT(雙極結型電晶體)作為開關設備Q1。
開關設備Q1的基極通過起動電阻器RS連接到平滑電容器Ci的正極(整流及平滑電壓Ei的正極側)，從而能在起動時在整流和平滑線路上獲得基極電流。包含驅動繞組NB、諧振電容器CB和基極電流限制電阻器RB的串聯連接電路連接在開關設備Q1的基極和初級側的地之間。串聯諧振電路充當自激振蕩驅動電路，即用於驅動自激振蕩的諧振電路。
插在開關設備Q1的基極和平滑電容器Ci的負極端子(或初級側上的地)之間的嵌位二極體DD形成用於在開關設備Q1處於斷開狀態的同時流動的嵌位電流的路徑。
開關設備Q1的集電極通過包含檢測繞組ND和初級繞組N1的串聯連接連接到平滑電容器Ci的正極端。發射極連接到初級側上的地。
開關設備Q1的集電極和發射極還連接到並聯諧振電容器Cr。將在下文描述的並聯諧振電容器Cr的電容和在絕緣變換器變壓器PIT中採用的初級繞組N1的漏電感L1形成電壓諧振變換器的初級側並聯諧振電路。當開關設備Q1斷開時，出現在並聯諧振電容器Cr端子之間的電壓呈現正弦脈衝波形，從而由於並聯諧振電路的作用導致電壓諧振操作。對此不作詳細描述。
圖中所示的正交控制變壓器PRT是包含檢測繞組ND、驅動繞組NB和控制繞組NC的可飽和電抗器。提供正交控制變壓器PRT，用於驅動開關設備Q1和執行恆壓控制。
圖中未示出正交控制變壓器PRT的結構。該結構包括2個鐵芯，每個鐵芯的形狀類似字符E。每個E-形鐵芯有四個磁性腿，即在E-字符形的端部有2個腿，在中部有2個腿。其中一個鐵芯的4個磁性腿的端部連接另一個鐵芯的4個腿的端部，形成立方體鐵芯。對於立方體鐵芯的預定的2個磁性腿，以相同的纏繞方向纏繞檢測繞組ND和驅動繞組NB。另一方面，控制繞組NC的纏繞方向與檢測繞組ND和驅動繞組NB的纏繞方向垂直。
在正交控制變壓器PRT中採用的檢測繞組ND(可變頻率裝置)與下文將描述的絕緣變換器變壓器PIT的次級繞組N1串聯連接，使得開關設備Q1的開關輸出能通過初級繞組N1傳播到檢測繞組ND。
在正交控制變壓器PRT中，在檢測繞組ND獲得的開關輸出通過變壓器耦合激勵驅動繞組NB。結果，在驅動繞組NB處產生交變壓電壓作為驅動電壓。驅動電壓從包含驅動繞組NB和諧振電容器CB的串聯諧振電路通過基極電流限制電阻器RB輸出到開關設備Q1的基極作為驅動電流。串聯諧振電路形成自激振蕩驅動電路。結果，開關設備Q1以開關頻率執行開關操作，這個開關頻率是由包含驅動繞組NB和諧振電容器CB的串聯諧振電路的諧振頻率確定的。
如圖2所示，在該實施例中採用的絕緣變換器變壓器PIT包含通常由鐵氧體材料製成的鐵芯CR1和CR2。鐵芯CR1和CR2的磁性腿端部相互連接，形成EE-形鐵芯組件。圍繞EE-形鐵芯的中間磁性腿纏繞初級繞組N1和次級繞組N2。初級繞組N1(和第三級繞組N3)和次級繞組N2通過線圈架B彼此分開。如圖所示，在鐵芯CR1的中間磁性腿和鐵芯CR2的中間磁性腿之間有空隙G。通過這種方式，獲得具有必要耦合係數k的疏鬆耦合。
通過使E-形鐵芯CR1的中間磁性腿比鐵芯CR1邊緣的2個磁性腿短以及使E-形鐵芯CR2的中間磁性腿比鐵芯CR2邊緣的2個磁性腿短來形成空隙G。耦合係數k的值設為約0．85，以實現疏鬆耦合。結果，難以獲得飽和狀態。
在絕緣變換器變壓器PIT中採用的初級繞組N1的一端連接開關設備Q1的集電極。初級繞組N1的另一端通過檢測繞組ND連接平滑電容器Ci的正極端(整流和平滑電壓Ei)以形成與繞組ND的串聯連接。
此外，通過卷繞初級繞組形成的第三級繞組N3用作反饋繞組，通過串聯諧振電容器C3連接到功率因數改善電路10中的高速再生式二極體D1的陰極。
在絕緣變換器變壓器PIT的次級側，在次級繞組N2上產生由初級繞組N1感應的交變電壓。由於次級側並聯諧振電容器C2與次級繞組N2並聯連接，所以次級繞組的漏電感L2和次級側並聯諧振電容器C2的電容形成並聯諧振電路。並聯諧振電路使交變電壓成為諧振電壓。即，在次級側執行電壓諧振操作。
換言之，在開關電源電路的初級側，設有使開關操作成為電壓諧振操作的並聯諧振電路。在開關電源電路的次級側，也設有執行電壓諧振操作的並聯諧振電路。應當指出，在本說明書中，具有在初級和次級側上設有的諧振電路起如上所述的作用這種結構的開關變換器稱為複合諧振開關變換器。
對於在上述次級側上設置的並聯諧振電路來說，在次級繞組N2上設有抽頭。此外，在次級側，整流二極體D01、D02、D03和D04以及平滑電容器C01和C02按如圖所示的那樣連接起來，形成2個全波整流電路。具體地說，2個全波整流電路中用於產生直流輸出電壓E01的一個設為包括整流二極體D01和D02以及平滑電容器C01，而另一個用於產生直流輸出電壓E02的全波整流電路設為包含整流二極體D03和D04以及平滑電容器C02。
應當指出，直流輸出電壓E01和直流輸出電壓E02分別提供給控制電路1。控制電路1用直流輸出電壓E01作為檢測電壓，用直流輸出電壓E02作為工作電源。
控制電路1執行如下所述的恆壓控制。具體地說，控制電路1為驅動變壓器PRT的控制繞組NC提供直流電流作為控制電流。典型地，根據次級側直流輸出電壓E01的變化調整控制電流的幅值。
絕緣變換器變壓器PIT中初級繞組N1的電感L1和次級繞組N2的電感L2之間的互感M根據初級繞組N1和次級繞組N2的極性(或纏繞方向)與整流二極體D0，即二極體D01、D02、D03和D04的連接之間的關係可以是+M或-M。
例如，在圖3A所示連接的情況下，互感是+M(即，加極性或正向系統)。另一方面，在圖3B所示連接的情況下，互感是-M(即，減極性或逆向系統)。
假定互感M與圖1所示的開關電源電路次級側上的操作相關，例如當次級繞組N2上獲得的交變電壓具有正極性時，整流電流流過整流二極體D01和D03。該操作可看成是+M操作模式或正向系統。另一方面，當次級繞組N2上獲得的交變電壓具有負極性時，整流電流流過整流二極體D02和D04。該操作可看成是-M操作模式或逆向系統。即，當在該開關電源電路中次級繞組N2上獲得的交變電壓變正或變負時，互感分別以+M或-M操作模式操作。
控制電路1根據次級側直流輸出電壓E01的變化改變流過控制繞組NC的DC控制電流的電平，以便控制纏繞在正交控制變壓器PRT中的驅動繞組NB的電感LB的變化。因此，由於串聯諧振電路包括驅動繞組NB的電感LB，因此在用於開關設備Q1的自激振蕩驅動電路中串聯諧振電路的諧振條件也變化。因此，DC控制電流電平的變化導致開關設備Q1的開關頻率的變化。這些變化提供了次級側直流輸出電壓穩定的效果。
此外，在該圖所示電路中執行的控制可以作如下解釋。通過控制具有固定非導通周期的開關設備Q1的導通周期的變化改變開關頻率。即，在該開關電源電路的恆壓控制操作中，控制開關頻率的變化。由此控制開關輸出的諧振阻抗。同時，執行開關周期中開關設備Q1的導電角的控制，即PWM控制。這些複合控制操作是通過單個控制電路完成的。
對於開關頻率的控制，例如當次級側輸出電壓由於負載減小而升高時，執行控制以增大開關頻率，從而抑制次級側輸出。
下面，解釋功率因數改善電路10的結構。
在圖中所示的功率因數改善電路10中，包含濾波扼流圈LN、高速再生式二極體D1和扼流圈LS的串聯連接連接在橋式整流電路Di的正極輸出端和平滑電容器Ci的正極端之間。
濾波電容器CN連接在高速再生式二極體D1的陽極和平滑電容器Ci的正極端之間。濾波電容器CN和濾波扼流圈LN構成普通型低通濾波器。
在功率因數改善電路10中，高速再生式二極體D1的陰極和扼流圈LS之間的連接點通過串聯諧振電容器C3連接到絕緣變換器變壓器PIT的第三級繞組N3，從而將在初級側並聯諧振電路上獲得的開關輸出電壓(或電壓諧振脈衝電壓)反饋給功率因數改善電路10。
基本上，功率因數改善電路10執行如下的功率因數改善操作。
在圖中所示的功率因數改善電路10結構中，在初級側並聯諧振電路中獲得的開關輸出按如上所述的那樣反饋。反饋回來的開關輸出使具有開關周期的交變電壓疊加在整流電流路徑上。具有開關周期的交變電壓的疊加又導致整流電流在開關周期間歇地流過高速再生式二極體D1。整流電流的間歇性流動使濾波扼流圈LN扼流圈LS的電感顯得更高。因此，在整流輸出電壓電平低於出現在平滑電容器Ci端子之間的電壓的周期內，充電電流還流入平滑電容器Ci。
結果，AC輸入電流的平均波形接近AC輸入電壓的波形，AC輸入電流的導電角增大，改善了功率因數。
上述絕緣變換器變壓器PIT的第三級繞組N3通過串聯諧振電容器C3連接到高速再生式二極體D1的陰極。通過這樣方式連接第三繞組N3，形成起電壓反饋系統作用的電路，該系統將作為初級側並聯諧振電路上獲得的開關輸出的電壓諧振脈衝電壓反饋到高速再生式二極體D1和扼流圈LS的連接點。
在開關設備Q1的斷開期間中產生的電壓諧振脈衝電壓在平滑電容器Ci側變正。因此，即使AC輸入電壓VAC低於平滑電容器Ci的電壓Ei，只要通過將第三級繞組N3的脈衝電壓與AC輸入電壓VAC相加得到的電壓高於電壓Ei，則來自交流電源AC的交流輸入電流IAC通過橋式整流電路Di→濾波扼流圈LN→高速再生式二極體D1→扼流圈LS在平滑電容器Ci中充電。
這樣，如圖4A至4F所示，導電角變大，改善了功率因數。
圖4A至4F分別示出了交流輸入電壓VAC、交流輸入電流IAC、反饋電壓V2、扼流圈LS中流動的電流ILS、反饋電流IC3和在高速再生式二極體D1中流動的電流ID1的工作波形。
第三級繞組N3釋放的激勵能量與平滑電容器Ci的充電能量形式不同，它變成充電電流(電流ILS)對平滑電容器Ci充電，並變回成充電能量。
根據這種電壓反饋系統，在交流輸入電壓VAC較低期間，高速再生式二極體D1變成斷開狀態，從而電流ID2不流動。
圖5A和5B示出了電壓V3和V1的波形，這些波形作為在等於圖4A所示的交流輸入電壓VAC變零的時間點的開關時段上第三級繞組N3的工作波形。
在高速再生式二極體D1的斷開時段內，電壓V3經扼流圈LS形成具有串聯諧振電容器C3的串聯諧振電路；而在高速再生式二極體D1接通的時段內，串聯諧振電路由串聯諧振電容器C3、濾波電容器CN和第三級繞組N3的電感形成。
在以下條件下通過實驗測試開關電源電路；濾波扼流圈LN的電感為100μH，濾波電容器CN的電容為1μF，扼流圈LS的電感為68μF，初級繞組N1的磁通密度為30T，第三級繞組N3的磁通密度為5T，串聯諧振電容器C3的電容為0．1μF，負載功率範圍在最大負載功率Pomax為140W和最小負載功率Pomin為0W之間，交流輸入電壓VAC在80V-140V之間變化，開關頻率的控制範圍是100KHz-200KHz。
實驗結果是，如圖6所示，在交流輸入電壓VAC在80V-140V範圍變化、負載功率Po範圍是140W-20W的條件下，功率因數PF保持在約0．8的固定值。
同樣地，如圖7所示，在交流輸入電壓VAC為100V、負載功率Po範圍是140W-20W的條件下，獲得約0．8的功率因數PF。
此外，與未採用功率因數改善電路10的開關電源電路相比次級側直流輸出電壓電平E01的50Hz脈動電壓成分沒有增大到超過約50mV至75mV。這種小脈動電壓成分是在開關電源電路在例如彩色電視機的實際應用中不引起問題的範圍內。
如上所述，利用通過本實施例實現的開關電源電路，儘管交流輸入電壓和負載功率變化，但仍能保持大功率因數。為此，通過本實施例實現的開關電源電路能用作足以達到實際目的的電源，所述實際目的不僅在具有特定AC輸入電壓條件和特定負載條件例如電視接收機的設備中，而且在通常可變負載條件例如辦公室設備和個人計算機的設備中。
下面，參考圖8解釋本發明的第二實施例。
圖8是通過本發明第二實施例實現的開關電源電路結構的電路圖。應當指出，與圖1、9和10中相同的元件用相同的參考標記表示，其解釋不再重複。
設在在圖中所示初級側的電壓諧振變換器採用他激結構，這種結構採用通常由單個MOS-FET實現的開關設備Q21。開關設備Q21的漏極通過初級繞組N1連接到平滑電容器Ci的正極端，其源極接地。
在這種情況下，並聯諧振電容器Cr也連接在開關設備Q21的漏極和源極之間。
連接在開關設備Q21的漏極和源極之間的嵌位二極體DD與開關設備Q21並聯。
開關設備Q21由振蕩及驅動電路2驅動進入前面參考圖1所解釋的開關操作。
具體地說，幅值隨次級側直流輸出電壓E01變化而變化的電流或電壓通過控制電路1提供給振蕩及驅動電路2。振蕩及驅動電路2向開關設備Q21的柵極輸出開關驅動信號(電壓)。開關驅動信號的周期根據從控制電路1接收的電流或電壓幅值變化，以便穩定次級直流輸出電壓E01。通過這種方式，改變開關設備Q21的開關頻率。如以上參考圖1所描述的，通過開關驅動信號改變開關設備Q21的開關頻率，這改變了開關設備Q21的導通時段但將其非導通時段保持在固定值上。
在平滑電容器Ci處獲得的整流及平滑電壓Ei作為工作電源提供給起動電路3。起動電路3通過從絕緣變換器變壓器PIT的輔助繞組N4接收開始時的電壓執行起動振蕩及驅動電路2的操作。
圖8所示的功率因數改善電路10與圖1所示的功率因數改善電路10類似。
在絕緣變換器變壓器PIT中，第三級繞組N3(反饋繞組)通過卷繞初級繞組形成。第三級繞組N3通過串聯諧振電容器C3連接到功率因數改善電路10中的高速再生式二極體D1的陰極。
就是通過該結構，象參考圖1所描述的例子那樣，即使AC輸入電壓VAC低於平滑電容器Ci的電壓Ei，只要通過將第三級繞組N3的脈衝電壓與AC輸入電壓VAC相加得到的電壓高於電壓Ei，則來自交流電源AC的交流輸入電流IAC通過橋式整流電路Di→濾波扼流圈LN→高速再生式二極體D1→扼流圈LS在平滑電容器Ci中充電。結果，導電角增大，改善了功率因數PF。
因此，儘管交流輸入電壓和負載功率變化，但仍能保持大功率因數。為此，通過本實施例實現的開關電源電路能用作足以達到實際目的的電源，所述實際目的不僅在具有特定AC輸入電壓條件和特定負載條件例如電視接收機的設備中，而且在通常可變負載條件例如辦公室設備和個人計算機的設備中。
順便提及，在圖8所示的開關電源電路的次級側上，次級繞組N2的一端連接次級側的地，其另一端經串聯諧振電容器CS1連接到整流二極體D01的陽極和整流二極體D02的陰極之間的連接點。整流二極體D01的陰極連接平滑電容器C01的正極端，整流二極體D02的陽極連接次級側上的地。平滑電容器C01的負極端也連接到次級側上的地。
最後，根據這種連接，提供一種包括一組串聯諧振電容器CS1、整流二極體D01和D02以及平滑電容器C01的電壓倍增全波整流電路。串聯諧振電容器CS1的電容和次級繞組N2的漏電感形成對應於整流二極體D01和D02的開／關操作的串聯諧振電路。
即，通過該實施例實現的開關電源電路採納複合諧振開關變換器的結構，它配有並聯諧振電路和串聯諧振電路，並聯諧振電路形成初級側上的開關操作電壓諧振，串聯諧振電路在次級側提供電壓倍增全波整流操作。
該串聯諧振電容器CS1、整流二極體D01和D02以及平滑電容器C01組的電壓倍增全波整流操作解釋如下。
通過初級側上的開關操作在初級繞組N1上產生的開關輸出激勵次級繞組N2。
在整流二極體D01截止、整流二極體D02接通期間，初級繞組N1和次級繞組N2的極性即互感M導致以-M減極性模式操作，在這種模式下，由次級繞組N2的漏電感和串聯諧振電容器CS1的電容提供的串聯諧振效應用經整流二極體D02整流的電流IC2對串聯諧振電容器CS1充電。
另一方面，在整流二極體D02截止、整流二極體D01接通的整流操作期間，初級繞組N1和次級繞組N2的極性即互感M導致以+M加極性模式操作，在這種模式下，平滑電容器C01以串聯諧振狀態充電。在串聯諧振狀態下，串聯諧振電容器CS1的電勢被加到在次級繞組N2中感應的電壓上。
如上所述，利用2種模式即加模式(即+M操作模式或正向模式)和減模式(即-M操作模式或逆向模式)執行整流操作，在平滑電容器C01上產生直流輸出電壓E01。直流輸出電壓E01約為次級繞組N2中感應的電壓的兩倍。
在上述結構中，在圖8所示的開關電源電路的次級側，完成電壓倍增全波整流，在包含2個操作模式的狀態下在次級側產生直流輸出電壓，所述2個操作模式中，互感分別是+M和-M。即，由於初級側電流諧振效應所產生的電磁能和次級側電流諧振效應所產生的電磁能同時提供給負載，所以提供給負載的功率幅值增大。結果，最大負載功率顯著增大。
如上所述，電壓倍增全波整流電路產生次級側直流輸出電壓。如果期望在等於等壓全波整流電路產生的次級側直流輸出電壓的電平上產生次級側直流輸出電壓，則該實施例中採用的次級繞組N2的匝數隻減為一半。匝數減少減小了絕緣變換器變壓器PIT的尺寸、重量和成本。
應當指出，在這種情況下，可以提供另一個與次級繞組N2無關的次級繞組N2A。次級繞組N2A的中間抽頭接地。整流二極體D03和D04以及平滑電容器C02連接到次級繞組N2A，形成產生另一個直流輸出電壓E02的全波整流電路。
除了上述優先實施例以外，本發明還可以用其他修改例來實現。
例如，本發明的專利申請人還提出了一種用次級側串聯諧振電路的四電壓整流電路的結構作為複合諧振開關變換器。這種結構可認為是上述實施例的一個修改例。即，本發明的實施例尤其不限於在次級側包含整流電路和諧振電路的結構。
在上述實施例中，設在初級側的電壓諧振變換器採納了使用單個開關設備的所謂單端系統。應當指出，本發明還可以應用到2個開關設備的交替切換的所謂推挽系統中。
如上所述，本發明為複合諧振變換器提供採用功率因數改善電路的開關電源電路，其中在初級側諧振電路上獲得的開關輸出電壓通過第三級繞組和串聯諧振電容器反饋給功率因數改善電路。
因此，在交流輸入電壓大範圍變化和負載功率大範圍變化時呈現出將功率因數保持在固定值上的效果。為此，作為功率因數改善了的開關電源電路，本發明能跟上大範圍的應用，這些應用包括100V交流電壓AC的系統和200V交流電壓AC的系統或者適於大負載變化的設備，例如辦公室或信息設備。
此外，由於包括在直流輸出電壓中的50Hz脈動電壓成分增加不大或幾乎不增加，不需要為脈動電壓成分採取特殊對策。因此，本發明提供的開關電源電路具有諸如不需改善控制電路的增益和不需增大電解電容器電容的優點。
權利要求
1．一種開關電源電路，包括整流及平滑裝置，用於輸入商用AC電源，產生整流和平滑電壓，輸出所述整流和平滑電壓作為直流輸入電壓；絕緣變換器變壓器，用於將初級側輸出傳遞到次級側，其中建立空隙以給出提供疏鬆耦合所需的耦合係數；包括開關設備的開關裝置，用於間歇地將所述直流輸入電壓傳遞給所述絕緣變換器變壓器的初級繞組；初級側諧振電路，將所述開關裝置的操作轉換為電壓諧振，並包含漏電感元件和電容元件，所述漏電感元件至少包括所述絕緣變換器變壓器的初級繞組，所述電容元件包括初級側並聯諧振電容器；功率因數改善裝置，用於通過以下途徑改善功率因數通過卷繞所述絕緣變換器變壓器的初級繞組形成的第三級繞組將在所述初級側諧振電路獲得的開關輸出電壓反饋給所述功率因數改善裝置，以及通過將所述開關輸出電壓提供給整流電流路徑反饋給串聯諧振電容器；以及根據所述反饋開關輸出電壓間歇性地產生整流電流；包含漏電感元件和電容元件的次級側諧振電路，所述漏電感元件包括所述絕緣變換器變壓器的次級繞組，所述電容器元件包括所述絕緣變換器變壓器次級側的次級側諧振電容器；包括所述次級側諧振電路的直流輸出電壓產生裝置，執行輸入並整流在所述絕緣變換器變壓器次級繞組上獲得的交變電壓的操作以便產生次級側直流輸出電壓；以及恆壓控制裝置，用於根據所述次級側直流輸出電壓的電平對所述次級側直流輸出電壓執行恆壓控制。
2．根據權利要求1所述的開關電源電路，其中，所述功率因數改善裝置採用高速再生式二極體使整流電流間歇流動；和所述串聯諧振電容器線連接在所述高速再生式二極體的陰極和所述第三級繞組之間。
全文摘要
一種開關電源電路,包括:整流及平滑裝置,產生整流和平滑電壓,將其輸出作為直流輸入電壓;絕緣變換器變壓器,將初級側輸出傳遞到次級側;開關裝置,將直流輸入電壓傳遞給絕緣變換器變壓器的初級繞組;初級側諧振電路,將開關裝置的操作轉換為電壓諧振;功率因數改善裝置,根據反饋開關輸出電壓產生整流電流來改善功率因數;在絕緣變換器變壓器次級繞組的次級諧振電容器;直流輸出電壓產生裝置,執行整流操作以產生次級側直流輸出電壓;恆壓控制裝置,對次級側直流輸出電壓執行恆壓控制。
文檔編號H02M3/338GK1290992SQ0013337
公開日2001年4月11日 申請日期2000年9月24日 優先權日1999年9月24日
發明者安村昌之 申請人:索尼公司