電功率路徑切換方法和電功率路徑切換電路的製作方法

2023-12-04 07:26:46 3

專利名稱：電功率路徑切換方法和電功率路徑切換電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及電功率路徑切換方法和電功率路徑切換電路，例如涉及對來自通信設備中的內置可再充電電池的第一電功率路徑和來自可對通信設備插拔的充電器(Ac(交流電)適配器)的第二電功率路徑進行切換的電功率路徑切換方法和電功率路徑切換電路。
背景技術：
在諸如具有相對較小電功率的可攜式設備(例如，移動數據終端)之類的系統中， 具有簡單配置的線性充電可被用來對移動數據終端的內置可再充電電池進行充電。但是， 現今，對於強化該功能具有很大的需要並且移動數據終端的功耗正變得很大。在傳統線性充電的配置中，當移動數據終端的設備塊(負載)的功耗變大時，在從充電器(例如，AC適配器)向可再充電電池充電的同時發生從可再充電電池載出(carrying out) ο這裡，「從可再充電電池載出」代表即使在對可再充電電池充電的同時，當設備電流(消耗電流)變得比充電電流更大(設備電流>充電電流)時必須從可再充電電池向移動數據終端(負載)供應電功率的一種狀態。當在這種情況中時，即使正在對可再充電電池充電，可再充電電池的電池容量也降低，因此需要避免這種狀態。已知有與本發明相關的各種現有技術。例如，在日本專利申請早期公布No. 2006-340586(段落W044])(專利文獻1)中， 公開了一種移動數據終端和控制方法，其在消耗電流大於充電電流時增大來自充電器的電流並且避免從電池載出電流。此外，作為對功率設備的供電方法，日本未實審專利申請公布No. 2009-502110(圖 1和段落W017])(專利文獻幻提出了一種使用二極體的切換以及一種使用FET (場效應電晶體)的切換。例如，專利文獻2公開了一種配備有串聯二極體的輸入選擇電路，該串聯二極體提供對通過邏輯OR(或)構件或牆式適配器(wall adapter)連接的電池的選擇。當由一個輸入功率源生成的電壓比由另一個功率源生成的電壓僅僅高了一個二極體的電壓降時，從具有更高電壓的功率源取出電功率。此外，日本專利申請早期公布No. 2006-296126(專利文獻幻提議了在供應給充電電路的電功率路徑中的切換。專利文獻3公開了一種充電系統，其能夠選擇USB(通用串行總線)總線功率源和AC適配器功率源作為用於充電的功率源。日本專利申請早期公布No. 2005-312218(圖3和段落
和
)(專利文獻4)公開了一種功率源切換電路，其能夠在來自外部功率源的電壓供應被中止時可靠地執行向電池的切換。專利文獻4所公開的功率源切換電路包括外部功率源輸入、電池功率源輸入、外部功率源系統、電池功率源系統、選擇電路、輸出端子和電解電容器。外部功率源輸入是從外部功率源供應第一功率源電壓的端子。電池功率源輸入是從電池供應第二功率源電壓的端子。外部功率源系統是用於從輸出端子輸出從外部功率源供應的第一功率源電壓的電路。電池功率源系統是用於從輸出端子輸出從電池供應的第二功率源電壓的電路。選擇電路是用於從自外部功率源供應的第一功率源電壓和自電池供應的第二功率源電壓中選擇從輸出端子輸出的輸出電壓的電路。電解電容器被安裝在輸出電子和接地端子之間，並且用於穩定在輸出端子中生成的輸出電壓。另外，專利文獻4還公開了肖特基勢壘二極體(Schottky Barrier Diode)，其防止在切換輸出電壓時第二功率源電壓從電池功率源回流入外部功率源輸入。

發明內容
本發明的一個示例性目的是提供一種無需進行輻射測量而且不會發生從可再充電電池的載出的電功率路徑切換方法和電功率路徑切換電路。一種用於對第一電功率路徑和第二電功率路徑進行切換的電功率路徑切換方法， 第一電功率路徑來自通信設備中的內置可再充電電池，第二電功率路徑來自用於對該可再充電電池進行充電的充電器，該充電器可通過插拔方式來連接到通信設備，該方法包括將通信設備的負載劃分為第一負載和第二負載的兩個系統；從第一電功率路徑向第一負載供應電功率；以及當通過充電器對可再充電電池充電時從第二電功率路徑向第二負載供應電功率，並且當可再充電電池未被充電時從第一電功率路徑向第二負載供應電功率。


將從結合附圖進行的如下詳細描述中明了本發明的示例性特徵和優點，在附圖中圖1是示出根據本發明第一實施例的、具有電功率路徑切換電路的移動數據終端 (通信設備)的構造的框圖；圖2是用於描述圖1所示的電功率路徑切換電路的操作的、被施加於第二設備塊 (第二負載)的電壓(所切換電壓)的波形圖；圖3是根據本發明第二實施例的、具有電功率路徑切換電路的移動數據終端(通信設備)的構造的框圖；圖4是用於描述圖3所示的電功率路徑切換電路的操作的、被施加於第二設備塊 (第二負載)的電壓(所切換電壓)的波形圖；圖5是根據本發明第三實施例的、具有電功率路徑切換電路的移動數據終端(通信設備)的構造的框圖；圖6是示出用於圖5所示的電功率路徑切換電路的比較器的控制方法的示圖；圖7是用於描述圖5所示的電功率路徑切換電路的操作的、被施加於第二設備塊 (第二負載)的電壓(所切換電壓)的波形圖；圖8是根據本發明第四實施例的、具有電功率路徑切換電路的移動數據終端(通信設備)的構造的框圖；圖9是示出用於圖8所示的電功率路徑切換電路的比較器的控制方法的示圖；以及圖10是示出具有相關電功率饋送路徑的移動數據終端(通信設備)的構造的框圖。
具體實施例方式接下來，將參考附圖詳細描述用於執行本發明的實施例。首先，將描述本發明的特徵。因為在相關線性充電配置中當設備電流(消耗電流)超過充電電流時發生從可再充電電池的載出，所以本發明的第一實施例的特徵在於通過將設備塊(負載)劃分為兩個系統(第一設備塊和第二設備塊)而使得不會發生從可再充電電池的載出。本發明的第二實施例的特徵在於為了在插入AC適配器時拒絕肖特基勢壘二極體(SBD)的反向電流，提供了(電阻器+金屬氧化物半導體場效應電晶體(N溝道MOSFET))。本發明的第三實施例的特徵在於按照設備在受電池驅動時的整個設備的電流可變得最小，對如何分隔兩個系統的設備塊進行構造。本發明第四實施例的特徵在於按照對電池的充電電流可變得最大，對如何分隔兩個系統的設備塊進行構造。本發明的第五實施例的特徵在於優先向第一設備塊分派具有較高推薦工作範圍下限的設備。本發明的第六實施例的特徵在於優先向第一設備塊分派具有較低推薦工作範圍上限的設備。本發明的第七實施例的特徵在於優先向第一設備塊分派具有高工作頻率的設備。本發明的第八實施例的特徵在於通過使用SBD的簡單配置可以在線性充電中適
用高功率。本發明的第九實施例的特徵在於通過使用(SBD+FET)的簡單配置可以在線性充電中適用高功率。本發明的第十實施例的特徵在於通過使用(P溝道MOSFET+比較器)的簡單配置可以在線性充電中適用高功率。本發明的第十一實施例的特徵在於通過使用(P溝道MOSFET+比較器)而不會在 SBD中生成來自充電路徑的環繞(wraparound)。本發明的第十二實施例的特徵在於通過使用(P溝道MOSFET+比較器)而不會生成來自充電路徑的環繞。接下來，為了容易地理解本發明，將參考圖10描述相關的線性充電配置。圖10是示出具有相關電功率饋送路徑600'的移動數據終端(通信設備)200'的構造的框圖。如圖10所示，從外部供應DC電壓的AC適配器(充電器)100以可插拔的方式被連接到移動數據終端200'。移動數據終端200'配備有作為負載的一個設備塊300並且包含可再充電電池400。設備塊(負載)300包括構成通信設備(移動數據終端)200'的多個塊。例如，可再充電電池400由鋰離子電池構成，但是其不限於此。移動數據終端200'配備有充電控制模塊500，充電控制模塊500控制從AC適配器(充電器)100對可再充電電池400的充電。充電控制模塊500是執行線性充電的充電控制模塊。電功率饋送路徑600'被形成在AC適配器(充電器)100、設備塊(負載)300、 可再充電電池400以及充電控制模塊500之間。電功率饋送路徑600'具有來自可再充電電池400的第一電功率路徑601、來自AC適配器(充電器)100的第二電功率路徑602以及從AC適配器(充電器)100向可再充電電池400供應充電電流的充電路徑603。電阻器604和P溝道MOSFET 605串聯連接在充電路徑603中。更具體地，電阻器 604的一端連接到第二電功率路徑602，電阻器604的另一端連接到P溝道MOSFET 605的源極。P溝道MOSFET 605的漏極連接到第一電功率路徑601。電功率饋送路徑600'還具有連接到第二電功率路徑602的電阻器607。S卩，電阻器607被插入在第二電功率路徑602和接地端子之間。為了使得在AC適配器(充電器)100 被從移動數據終端200'移除時不會留下電荷，一般都會放置電阻器607。線性充電的充電控制模塊500包括電流檢測模塊502和FET控制模塊504。電流檢測模塊502根據插入在上述充電路徑603中的電阻器604的端子之間的電壓來計算充電電流的電流值。基於計算出的電流值，FET控制模塊504將P溝道MOSFET 605的柵極電壓控制為使得充電電流將是期望的電流值，並且對充電電流進行控制。充電電流經由充電路徑603而被供應給可再充電電池400，並且可再充電電池400將被充電。電功率饋送路徑600'還具有用於向設備塊(負載)300供應電功率的電力饋送路徑609。電力饋送路徑609的一端連接到第一電功率路徑601和充電路徑603的連接點，電力饋送路徑609的另一端連接到設備塊(負載)300。S卩，可再充電電池400的電功率經由第一電功率路徑601和電力饋送路徑609而被供應給設備塊(負載)300。此外，AC適配器 (充電器)100的電功率經由第二電功率路徑602、充電路徑603以及電力饋送路徑609而被供應給設備塊(負載)300。在具有如上所述配置的線性充電配置(電功率饋送路徑600')中，當設備塊(負載)300的功耗(設備電功率)變大時，如前所述，在充電期間會發生從可再充電電池400 的載出。為此，如上述專利文獻1中所述(所公開)的，需要使得充電電流很大。但是，當使得充電電流很大時，P溝道MOSFET 605的損耗變大，因此其在熱量上無法持續。結果，將需要在外部進行輻射測量等，並且存在使用簡單的線性充電的優點將消失的問題。如前所述，當「充電電流充電電流)時，在
7相關移動數據終端200'中發生從可再充電電池400的載出。因此，在此第一實施例中，通過將設備塊(負載)劃分為在第一設備塊(第一負載)310和第二設備塊(第二負載)320 中的兩個系統，其被構造為使得不會發生從可再充電電池400的載出。此外，下文中將描述用於切分和劃分(用於分派)第一設備塊(第一負載)310和第二設備塊(第二負載)320 的方法。電功率路徑切換電路600除了還具有電功率路徑切換模塊700之外，以與圖10所示的電功率饋送電路600'相同的配置進行操作。電力饋送路徑609從第一電功率路徑601向第一設備塊(第一負載)310供應電功率。另一方面，如下文所述的，電功率路徑切換模塊700對第一電功率路徑601和第二電功率路徑602進行切換，並從切換後的電功率路徑向第二設備塊(第二負載)320供應電功率。當AC適配器(充電器)100未連接到移動數據終端(通信設備)200時，電功率路徑切換模塊700將來自第一電功率路徑601的切換後電功率作為電功率來供應給第二設備塊(第二負載)320。另一方面，當AC適配器(充電器)100連接到移動數據終端(通信設備)200時，電功率路徑切換模塊700將來自第二電功率路徑602的切換後電功率作為電功率來供應給第二設備塊(第二負載)320。換而言之，電功率被從第一電功率路徑601供應給第一設備塊(第一負載)310。 在第二設備塊(第二負載)320中，在AC適配器(充電器)100對可再充電電池400的充電期間，電功率被從第二電功率路徑602供應，而在可再充電電池400的非充電期間，電功率被從第一電功率路徑601供應。如圖所示的電功率路徑切換模塊700具有連接到第一電功率路徑601的第一輸入邊緣701、連接到第二電功率路徑602的第二輸入邊緣702以及輸出上述的切換後電功率的輸出邊緣703。電功率路徑切換模塊700具有第一導電設備和第二導電設備。第一導電設備被插入在第一輸入邊緣701和輸出邊緣703之間。當電功率是來自第一電功率路徑601的切換後電功率時，第一導電設備導通到輸出邊緣703。第二導電設備被插入在第二輸入邊緣702 和輸出邊緣703之間。當電功率是來自第二電功率路徑602的切換後電功率時，第二導電設備導通到輸出邊緣703。在圖示示例中，第一導電設備包括第一肖特基勢壘二極體(此後縮寫為 「SBD」)710。另外，第二導電設備包括第二 SBD 720。S卩，電功率路徑切換模塊700中對電功率路徑的切換是通過第一 SBD710和第二 SBD 720來執行的。對於到第二設備塊(第二負載)320的電功率路徑，存在從充電路徑603 或可再充電電池400供應的第一電功率路徑601，和從AC適配器(充電器)100供應的第二電功率路徑602。電功率路徑切換模塊700對第一電功率路徑601和第二電功率路徑602進行切換，從而供應電功率。當AC適配器(充電器)100被插入時，電功率經由第二 SBD 720 而被供應給第二設備塊(第二負載)320。當AC適配器(充電器)100未被插入時，電功率經由第一 SBD 710而被供應給第二設備塊(第二負載)320。這裡，使用SBD作為導電設備的原因如下。即，為了使得電功率路徑切換模塊700 的損耗最小化，必須有較低的前向壓降(此後縮寫為「Vf」)並且切換速度需要較快，因此使用SBD是合乎需要的。但是，另一方面，SBD具有反向洩漏電流較大的特性。因此，當在插入AC適配器 (充電器)100的情況下施加於第二設備塊(第二負載)320的電壓超過可再充電電池400 的絕對最大額定電壓+Vf (SBD 710)時，反向電流可能對可再充電電池400進行過度充電， 並且對可再充電電池400造成損害。因此，在根據此第一實施例的電功率路徑切換電路600中，電功率路徑切換模塊 700還配備有回流防止電路，以使得僅在插入AC適配器(充電器)100時(S卩，在AC適配器 (充電器)100連接到移動數據終端(通信設備)200時)，上述反向電流不會流入可再充電電池400側。在圖示的示例中，回流防止電路包括電阻器730和N溝道M0SFET740。電阻器730 的一端連接到第一輸入邊緣701，電阻器730的另一端連接到N溝道MOSFET 740的漏極。N 溝道MOSFET 740的柵極連接到第二輸入邊緣702，並且N溝道MOSFET 740的源極接地。此外，在圖示的示例中，雖然回流防止電路包括電阻器730和N溝道MOSFET 740， 但是也可使用npn雙極型電晶體來取代N溝道M0SFET740。在此情況中，在該npn雙極型電晶體中，集電極連接到電阻器730的一端，基極連接到第二輸入邊緣702，而發射極接地。在插入AC適配器(充電器)100時，N溝道MOSFET 740的柵極電壓將是邏輯高電平，並且N溝道MOSFET 740將處於ON (導通)狀態。為此，第一 SBD 710的反向電流經由電阻器730和N溝道MOSFET 740而流到接地端子，並且將不會發生對可再充電電池400的過度充電。對於電阻器730的電阻值，拒絕第一 SBD 710的反向電流的這種程度的值是合適的。此外，由於在AC適配器(充電器)100未被插入時，N溝道MOSFET 740的柵極電壓未被施加，所以N溝道MOSFET 740將處於OFF(關斷)狀態，並且具有的配置不會對電路操作產生影響。接下來，將描述如何劃分(布局)設備塊(負載)。例如，為了劃分第一 SBD 710和第二 SBD 720以使得損耗最小化，存在如下一種方法，該方法將第一設備塊(第一負載)310分派為使得其恰恰剛好小於充電電流，並且將其餘塊分派給第二設備塊(第二負載)320。通過如上所述地進行構造，可以使得第二設備塊 (第二負載)320的功耗最小，而不會發生從可再充電電池400的載出。因此，能夠將第一 SBD 710中的損耗保持為最小，並且存在當可再充電電池400正在驅動時降低整個設備的電流的優點。此外，由於推薦工作電壓的下限較高而不能允許第一 SBD 710的Vf的設備被優先分派給第一設備塊(第一負載)310。替代地，以相反的方式，由於推薦工作電壓的上限較低而不能允許{(AC適配器100的電壓)-(第二 SBD 720的Vf)}的設備被優先分派給第一設備塊(第一負載)310。另外，取決於塊，存在具有低工作頻率的塊和具有高工作頻率的塊。希望優先將具有高工作頻率的塊分派給具有較小損耗的第一設備塊(第一負載)310。但是，由於在此布局中當第一設備塊(第一負載)310的功耗變大時對可再充電電池400充電的電流變小，所以存在在可再充電電池400充滿電之前將花費較長時間的缺點。作為如何劃分設備塊(負載)的另一個示例，存在一種儘可能地不降低可再充電電池400的充電電流的方法。在此方法中，將最小塊分派給第一設備塊(第一負載)310，並將其餘塊分派給第二設備塊(第二負載)320。但是，在此情況中，第一 SBD 710的損耗變大。因此，在此方法中，整個設備的電流增大以及第一 SBD 710中的熱產生變大將成為缺
點ο接下來，將參考圖2描述圖1所示的電功率路徑切換電路600的操作。在圖2中， 橫軸指示時間，縱軸指示切換後電壓(施加於第二設備塊(第二負載)320上的電壓)。此夕卜，在圖2中，第一輸入邊緣701的電壓標為電池電壓Vbatt，第二輸入邊緣702的電壓標為 AC適配器電壓Vadp。將使用圖2描述施加於第二設備塊(第二負載)320的電壓(切換後電壓)。在AC適配器(充電器)100未被插入時，移動數據終端(通信設備)200僅通過可再充電電池400操作。因此，施加於第二設備塊(第二負載)320的電壓(切換後電壓)將是{Vbatt-Vf (第一 SBD 710)}。當AC適配器(充電器)100被插入移動數據終端(通信設備)200時，供應給第二設備塊(第二負載)320的電功率路徑將經由第二 SBD 720側而來自第二電功率路徑602。為此，切換後電壓將是{Vadp-Vf (第二 SBD720)}。此外，當AC 適配器(充電器)100被從移動數據終端(通信設備)200移除時，將是與未插入AC適配器 (充電器)100時相同的路徑。由於在AC適配器(充電器)100被插入時可再充電電池400 被充電，所以電池電壓將升高。在上述本發明的第一實施例中，存在如下所示的有益效果。第一效果是由於設備塊(負載)被劃分為在第一設備塊(第一負載)310和第二設備塊(第二負載)320中的兩個系統，所以可以使得不發生從可再充電電池400的載出。第二效果是由於在AC適配器(充電器)100被插入時經由第一導電設備710在可再充電電池400中安裝了防止反向電流流動的回流防止電路(730，740)，所以可以防止對可再充電電池400的過度充電。第二實施例將參考圖3描述根據本發明第二實施例的、包括電功率路徑切換電路600A的移動數據終端200A。此外，在圖示的示例中，雖然作為示例來給出並描述了移動數據終端200A， 但是本發明的第二實施例也適用於其它通信設備。電功率路徑切換電路600A除了電功率路徑切換模塊的構造被如下所述地改變之夕卜，具有與圖1所示的電功率路徑切換電路600相同的配置並進行操作。因此，對電功率路徑切換模塊給予標號700A。對與圖1所示的組件相同的組件給予相同標號，並且為了簡化描述，下文中僅描述與移動數據終端200的不同點。當AC適配器(充電器)100未連接到移動數據終端(通信設備)200A時，電功率路徑切換模塊700A除了還具有第一損耗降低電路之外，具有與圖1所示的電功率路徑切換模塊700相同的配置並進行操作，其中，第一損耗降低電路降低了在作為第一導電設備操作的第一 SBD 710中發生的損耗。在圖示的示例中，第一損耗降低電路包括P溝道MOSFET 750和電阻器760。在P 溝道MOSFET 750中，漏極連接到第一輸入邊緣701，源極連接到輸出邊緣703，並且柵極連接到第二輸入邊緣702。電阻器760連接在P溝道MOSFET 750的柵極和接地端子之間。在根據圖1所示的第一實施例的電功率路徑切換電路600中，當插入AC適配器(充電器)100時，施加於第二設備塊(第二負載)320上的電壓(切換後電壓)將是
10{Vbatt-Vf (第一 SBD 710)}，並且表現出僅僅第一 SBD 710的Vf的電壓降。因此，對於根據第一實施例的電功率路徑切換電路600，具有改善損耗的空間。與之形成對比，在根據圖3所示的第二實施例的電功率路徑切換電路600A中，不同之處在於不會發生損耗。詳細而言，當AC適配器(充電器)100未被插入時，由於P溝道MOSFET 750的柵極電壓將是電阻器760的接地電平，所以P溝道MOSFET 750將處於ON狀態。因此，如圖4 所示，不會在第一 SBD 710中發生Vf。圖4是示出施加於圖3所示的移動數據終端(通信設備)200A中的第二設備塊 (第二負載)320上的電壓(切換後電壓)的示圖。在圖4中，橫軸指示時間，而縱軸指示切換後電壓(施加於第二設備塊(第二負載)320上的電壓)。此外，在圖4中，第一輸入邊緣 701的電壓標為電池電壓Vbatt，並且第二輸入邊緣702的電壓標為AC適配器電壓Vadp。P溝道MOSFET 750的損耗取決於導通電抗乘以電流。因此，通過選擇具有較小阻抗的P溝道MOSFET 750，可以設計為比第一 SBD 710中的Vf小得多。另一方面，當插入AC適配器(充電器)100時，由於P溝道MOSFET 750的柵極電壓將是AC適配器電壓Vadp，所以P溝道M0SFET750將處於OFF狀態。其結果是，電功率路徑切換模塊700A中的電功率路徑將切換到來自第二電功率路徑602的第二 SBD 720側。接下來，將描述第一 SBD 710的必要性。當P溝道MOSFET 750被導通或者關斷時， 存在不具有來自AC適配器(充電器)100和可再充電電池400的任一者的電功率供應的短暫定時。為此，需要第一 SBD 710。在上述本發明的第二實施例中，存在如下所示的有益效果。第一效果是由於設備塊(負載)被劃分為在第一設備塊(第一負載)310和第二設備塊(第二負載)320中的兩個系統，所以可以使得不發生從可再充電電池400的載出。第二效果是由於在AC適配器(充電器)100被插入時經由第一 SBD 710在可再充電電池400中安裝了防止反向電流流動的回流防止電路(730，740)，所以可以防止對可再充電電池400的過度充電。第三效果是由於在AC適配器(充電器)100被插入時安裝了降低第一導電設備 710中發生的損耗的第一損耗降低電路(750或760)，所以可以改善損耗。第三實施例將參考圖5描述根據本發明第三實施例的、包括電功率路徑切換電路600B的移動數據終端200B。此外，在圖示的示例中，雖然作為示例來給出並描述了移動數據終端200B， 但是本發明的第三實施例也適用於其它通信設備。圖示的電功率路徑切換電路600B除了電功率路徑切換模塊的配置被如下所述地改變以及在充電路徑603中插入了 SBD 611之外，具有與圖1所示的電功率路徑切換電路 600相同的配置並進行操作。因此，向電功率路徑切換模塊給予標號700B。向與圖1所示的組件相同的組件給予相同標號，並且為了簡化描述，下文中僅僅描述與移動數據終端200 的不同點。在圖示的示例的電功率路徑切換模塊700B中，第一導電設備包括SBD 710和第一 P溝道MOSFET 750。SBD 710的陽極連接到第一輸入邊緣701，SBD 710的陰極連接到輸出邊緣703。在第一 P溝道MOSFET 750中，漏極連接到第一輸入邊緣701，源極連接到輸出邊緣 703。此外，在圖示示例的電功率路徑切換模塊700B中，第二導電設備包括第二 P溝道 MOSFET 720A。在第二 P溝道MOSFET 720A中，漏極連接到第二輸入邊緣702，源極連接到輸出邊緣703。此外，電功率路徑切換模塊700B還具有第二損耗降低電路，該第二損耗降低電路在AC適配器(充電器)100連接到移動數據終端(通信設備)200B時降低作為第二導電設備操作的第二 P溝道MOSFET 720A所發生的損耗。在圖示的示例中，第二損耗降低電路包括比較器770和電容器780。比較器770對第一輸入邊緣701的電壓和第二輸入邊緣702的電壓進行比較，並且通過比較結果來控制第一 P溝道MOSFET 750和第二 P溝道MOSFET 720A的柵極電壓，如下所述。電容器780插入在輸出邊緣703和接地端子之間。在根據圖3所示的第二實施例的電功率路徑切換電路600A中，當插入AC適配器(充電器)100時，施加於第二設備塊(第二負載)320的電壓(切換後電壓)將是 IVadp-Vf (第二 SBD 720)}，並且表現出僅僅第二 SBD 720的Vf的電壓降。為此，根據第二實施例的電功率路徑切換電路600A具有改善損耗的空間。與之形成對比，在根據第三實施例的電功率路徑切換電路600B中，不同點在於不會發生損耗。圖6是示出比較器770的控制方法的示圖。在圖6中，㈧指示出第一 P溝道 MOSFET 750的柵極控制電壓，(B)指示出第二 P溝道MOSFET 720A的柵極控制電壓。在圖 6的(A)和(B)中，橫軸指示(Vbatt-Vadp)，而縱軸指示柵極控制電壓(切換後電壓)。比較器770對電池電壓(第一輸入邊緣701的電壓)和AC適配器電壓(第二輸入邊緣702的電壓)進行比較，並且通過幅度來控制第一 P溝道MOSFET 750和第二 P溝道 MOSFET 720A的柵極控制電壓。更具體而言，假設AC適配器(充電器)100未被插入。這時，電池電壓Vbatt變得高於AC適配器電壓Vadp。在這種情況中，比較器770使得第一 P溝道MOSFET 750的柵極控制電壓成為邏輯低電平，從而將第一 P溝道MOSFET 750切換到ON狀態。與此同時，比較器770使得第二 P溝道MOSFET 720A的柵極控制電壓成為邏輯高電平，從而將第二 P溝道 MOSFET 720A切換到OFF狀態。另一方面，假設AC適配器(充電器)100被插入。這時，電池電壓Vbatt變得低於 AC適配器電壓Vadp。在這種情況中，比較器770相反地使得第一 P溝道MOSFET 750的柵極控制電壓成為邏輯高電平，從而將第一 P溝道MOSFET 750切換到OFF狀態。與此同時， 比較器770使得第二 P溝道MOSFET 720A的柵極控制電壓成為邏輯低電平，從而將第二 P 溝道MOSFET 720A切換到ON狀態。通過如上所述地進行構造，施加於第二設備塊(第二負載)320的電壓(切換後電壓)將如圖7所示。圖7是示出施加於圖5所示的移動數據終端(通信設備)200B中的第二設備塊 (第二負載)320上的電壓(被切換電壓)的示圖。在圖7中，橫軸指示時間，而縱軸指示切換後電壓(施加於第二設備塊(第二負載)320上的電壓)。此外，在圖7中，第一輸入邊緣 701的電壓標為電池電壓Vbatt，而第二輸入邊緣702的電壓標為AC適配器電壓Vadp。
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由於在AC適配器(充電器)100被插入時，施加於第二設備塊(第二負載)320 上的電壓(切換後電壓)取決於第二 P溝道MOSFET 720A的導通阻抗乘以電流，所以通過選擇與第二實施例中的第二 SBD 720的電壓降Vf相比具有較小阻抗的第二 P溝道MOSFET 720A，可以設計出比第二 SBD 720的Vf小得多的電壓降。接下來，將描述插入在輸出邊緣703和接地端子之間的電容器780的必要性。當在比較器770中切換第一 P溝道MOSFET 750和第二 P溝道MOSFET 720A時，出現同時變為關斷的區段。因此，為了在這種情況中向第二設備塊(第二負載)320提供功率供應，放置了電容器780。此外，將描述充電路徑603中的、插入在AC適配器(充電器)100的輸出端子和P 溝道MOSFET 605之間的SBD 611的必要性。假設在可再充電電池400的充電期間從移動數據終端(通信設備)200B移除AC適配器(充電器)100。在這種情況中，由於處於ON狀態，所以當SBD 611不存在時，可在AC適配器(充電器)100側經由P溝道MOSFET 605和電阻器604看到電池電壓Vbatt。其結果是，被輸入比較器770的AC適配器電壓Vadp得以保持，並且產生了比較器770的錯誤操作。作為一種措施，為了防止電壓環繞，需要SBD 611。在上述本發明的第三實施例中，存在如下所述的有益效果。第一效果是由於設備塊(負載)被劃分為在第一設備塊(第一負載)310和第二設備塊(第二負載)320中的兩個系統，所以可以使得不發生從可再充電電池400的載出。第二效果是由於在AC適配器(充電器)100被插入時經由第一導電設備(710， 750)在可再充電電池400中安裝了防止反向電流流動的回流防止電路(730，740)，所以可以防止對可再充電電池400的過度充電。第三效果是由於在AC適配器(充電器)100被插入時安裝了降低第二導電設備 720A中發生的損耗的第二損耗降低電路(770，780)，所以可以改善損耗。第四實施例將參考圖8描述根據本發明第四實施例的、包括電功率路徑切換電路600C的移動數據終端200C。此外，在圖示的示例中，雖然作為示例來給出並描述了移動數據終端200C， 但是本發明的第四實施例也適用於其它通信設備。圖示的電功率路徑切換電路600C除了電功率路徑切換模塊的配置被如下所述地改變以及消除了插入在充電路徑603中的SBD 611之外，具有與圖5所示的電功率路徑切換電路600B相同的配置並進行操作。因此，向電功率路徑切換模塊給予標號700C。向與如圖5所示的組件相同的組件給予相同標號，並且為了簡化描述，下文中僅僅描述與移動數據終端200B的不同點。圖示的電功率路徑切換模塊700C除了比較器的操作與圖5所示的不同之外，具有與圖5所示的電功率路徑切換模塊700B相同的配置。因此，向比較器給予標號770A。在根據圖5所示的第三實施例的電功率路徑切換電路600B中，由於在充電路徑 603中增加了 SBD 611，所以AC適配器(充電器)100需要供應僅僅SBD 611的Vf的高電壓。但是，當考慮到整個設備的損耗以及所連接的各個設備的推薦工作電壓時，希望使AC 適配器(充電器)100的電壓最大程度地降低。在根據圖8所示的第四實施例的電功率路徑切換電路600C中，指示出了在消除 SBD 611的情況下的示例性配置。
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但是，由於如第三實施例中所述，當消除SBD 611時存在來自充電路徑603的電壓環繞，所以比較器操作不被正確執行。因此，在根據第四實施例的電功率路徑切換電路600C中，圖5所示的比較器770 被改變為具有圖9所示的特性的比較器770A。圖9是示出比較器770A的控制方法的示圖。在圖9中，(A)指示出第一 P溝道 MOSFET 750的柵極控制電壓，(B)指示出第二 P溝道MOSFET 720A的柵極控制電壓。在圖 9的(A)和(B)中，橫軸指示(Vbatt-Vadp)，而縱軸指示柵極控制電壓(切換後電壓)。偏移量被施加於比較器770A，使得與比較器770的控制差別在於第二 P溝道 MOSFET 720A的柵極控制電壓，並且AC適配器電壓Vadp可被示出為小於原始值。更具體而言，如圖9的(A)所示，當電池電壓Vbatt高於AC適配器電壓Vadp (Vbatt > Vadp)時，比較器770A使得第一 P溝道MOSFET 750的柵極控制電壓成為邏輯低電平，並且當低於時(Vbatt (Vadp-Voffset))時，比較器 770A使得第二 P溝道MOSFET 720A的柵極控制電壓成為邏輯高電平，並且當低於時(Vbatt < (Vadp-Voffset))，使得第二 P溝道MOSFET 720A的柵極控制電壓成為邏輯低電平。通過如上所述地進行控制，當在可再充電電池400的充電期間從移動數據終端 (通信設備)200C移除AC適配器(充電器)100時，將確定地關斷第二 P溝道MOSFET 720A。 其結果是，變得可以阻隔由電壓環繞引起的路徑。在上述本發明的第四實施例中，存在如下所述的有益效果。第一效果是由於設備塊(負載)被劃分為在第一設備塊(第一負載)310和第二設備塊(第二負載)320中的兩個系統，所以可以使得不發生從可再充電電池400的載出。第二效果是由於在AC適配器(充電器)100被插入時經由第一導電設備(710和 750)在可再充電電池400中安裝了防止反向電流流動的回流防止電路(730，740)，所以可以防止對可再充電電池400的過度充電。第三效果是由於在AC適配器(充電器)100被插入時安裝了降低第二導電設備 720A中發生的損耗的第二損耗降低電路(770A和780)，所以可以改善損耗。第四效果是由於使用具有偏移量的比較器作為構成第二損耗降低電路的比較器，因此當在充電期間移除AC適配器(充電器)100時，可以阻隔由來自充電路徑的電壓的環繞引起的路徑。雖然還可以在如下附加例中描述上述實施例的所有部分或某些部分，但是其不限於如下所述的附加例。(附加例1)一種用於對第一電功率路徑和第二電功率路徑進行切換的電功率路徑切換方法， 第一電功率路徑來自通信設備中的內置可再充電電池，第二電功率路徑來自用於對該可再充電電池進行充電的充電器，該充電器可通過插拔方式來連接到通信設備，該方法包括將通信設備的負載劃分為第一負載和第二負載的兩個系統；從第一電功率路徑向第一負載供應電功率；以及
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當充電器對可再充電電池充電時從第二電功率路徑向第二負載供應電功率，並且當可再充電電池未被充電時從第一電功率路徑向第二負載供應電功率。(附加例2)根據附加例1所述的電功率路徑切換方法，包括劃分第一負載和第二負載的兩個系統以使得在驅動可再充電電池時整個通信設備的電流變為最小。(附加例3)根據附加例2所述的電功率路徑切換方法，包括劃分第一負載和第二負載的兩個系統以使得對可再充電電池的充電電流變為最大。(附加例4)根據附加例3所述的電功率路徑切換方法，包括將推薦工作範圍的下限較高的設備優先分派給第一負載。(附加例5)根據附加例3所述的電功率路徑切換方法，包括將推薦工作範圍的上限較低的設備優先分派給第一負載。(附加例6)根據附加例3所述的電功率路徑切換方法，包括將具有較高工作頻率的設備優先分派給第一負載。(附加例7)一種用於對第一電功率路徑和第二電功率路徑進行切換的電功率路徑切換電路， 第一電功率路徑來自通信設備中的內置可再充電電池，第二電功率路徑來自用於對該可再充電電池進行充電的充電器，該充電器可通過插拔方式來連接到通信設備，其中通信設備的負載被劃分為第一負載和第二負載的兩個系統；並且電功率路徑切換電路包括電力饋送路徑，用於從第一電功率路徑向第一負載供應電功率；和電功率切換模塊，用於對第一電功率路徑和第二電功率路徑進行切換，並將切換後電功率供應給第二負載；其中當充電器未連接到通信設備時，電功率路徑切換模塊將來自第一電功率路徑的電功率作為切換後電功率來供應給第二負載，並且當充電器連接到通信設備時，電功率路徑切換模塊將來自第二電功率路徑的電功率作為切換後電功率來供應給第二負載。(附加例8)根據附加例7所述的電功率路徑切換電路，包括充電路徑，其從充電器向第二電池供應充電電流；其中；P溝道MOSFET被插入充電路徑，用於將充電電流控制為將具有預定電流值。(附加例9)根據附加例8所述的電功率路徑切換電路，其中電功率路徑切換模塊包括連接到第一電功率路徑的第一輸入邊緣、連接到第二電功率路徑的第二輸入邊緣以及輸出切換後電功率的輸出邊緣；並且
電功率路徑切換模塊由下述設備構成第一導電設備，其被插入在第一輸入邊緣和輸出邊緣之間，使得來自第一電功率路徑的電功率作為切換後電功率導通到輸出邊緣；以及第二導電設備，其被插入在第二輸入邊緣和輸出邊緣之間，使得來自第二電功率路徑的電功率作為切換後電功率導通到輸出邊緣。(附加例10)根據附加例9所述的電功率路徑切換電路，其中第一導電設備包括第一肖特基勢壘二極體，該第一肖特基勢壘二極體具有連接到第一輸入邊緣的陽極和連接到輸出邊緣的陰極；並且第二導電設備包括第二肖特基勢壘二極體，該第二肖特基勢壘二極體具有連接到第二輸入邊緣的陽極和連接到輸出邊緣的陰極。(附加例11)根據附加例9所述的電功率路徑切換電路，其中電功率路徑切換模塊還包括回流防止電路，用於在充電器連接到通信設備時防止反向電流從第二負載經由第一導電設備流到可再充電電池。(附加例12)根據附加例11所述的電功率路徑切換電路，其中反向電流阻隔電路由下述器件構成電阻器，其一端連接到第一輸入邊緣；和N溝道M0SFET，其漏極連接到電阻器的另一端，柵極連接到第二輸入邊緣，源極接地。(附加例13)根據附加例9所述的電功率路徑切換電路，其中電功率路徑切換模塊還包括第一損耗降低電路，用於降低在充電器未連接到通信設備時在第一導電設備中發生的損耗。(附加例14)根據附加例13所述的電功率路徑切換電路，其中第一損耗降低電路包括P溝道M0SFET，其漏極連接到第一輸入邊緣，源極連接到輸出邊緣，柵極連接到第二輸入邊緣；和電阻器，連接在該P溝道MOSFET的柵極和接地端子之間。(附加例15)根據附加例9所述的電功率路徑切換電路，其中電功率路徑切換模塊還包括第二損耗降低電路，用於降低在充電器未連接到通信設備時在第二導電設備中發生的損耗。(附加例16)根據附加例15所述的電功率路徑切換電路，其中第一導電設備包括肖特基勢壘二極體，其陽極連接到第一輸入邊緣，陰極連接到輸出邊緣；和
第一 P溝道M0SFET，其漏極連接到第一輸入邊緣，源極連接到輸出邊緣；第二導電設備包括第二 P溝道M0SFET，其漏極連接到第二輸入邊緣，源極連接到輸出邊緣；並且第二損耗降低電路由下述器件構成比較器，用於通過對第一輸入邊緣的電壓和第二輸入邊緣的電壓進行比較的比較結果來控制第一和第二 P溝道MOSFET的柵極電壓。(附加例17)根據附加例16所述的電功率路徑切換電路，其中當第一輸入邊緣的電壓高於第二輸入邊緣的電壓時，比較器使得第一 P溝道 MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯低電平，並且當第一輸入邊緣的電壓低於第二輸入邊緣的電壓時，比較器使得第一 P溝道MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯高電平；並且當第一輸入邊緣的電壓高於第二輸入邊緣的電壓時，比較器使得第二 P溝道 MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯高電平，並且當第一輸入邊緣的電壓低於第二輸入邊緣的電壓時，比較器使得第二 P溝道MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯低電平。(附加例18)根據附加例17所述的電功率路徑切換電路，其中第二損耗降低電路還包括插入在輸出邊緣和接地端子之間的電容器。(附加例19)根據附加例17或18所述的電功率路徑切換電路，還包括肖特基勢壘二極體，其被插入在充電器的輸出端子和充電路徑中的P溝道MOSFET 之間。(附加例20)根據附加例16所述的電功率路徑切換電路，其中當第一輸入邊緣的電壓高於第二輸入邊緣的電壓時，比較器使得第一 P溝道 MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯低電平，並且當第一輸入邊緣的電壓低於第二輸入邊緣的電壓時，比較器使得第一 P溝道MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯高電平；並且當第一輸入邊緣的電壓高於從所述第二輸入邊緣的電壓僅扣除預定偏移量電壓而得到的電壓時，比較器使得第二 P溝道MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯高電平，並且當第一輸入邊緣的電壓低於從所述第二輸入邊緣的電壓僅扣除預定偏移量電壓而得到的電壓時，比較器使得第二 P溝道MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯低電平。(附加例21)根據附加例20所述的電功率路徑切換電路，其中第二損耗降低電路還包括插入在輸出邊緣和接地端子之間的電容器。在上述專利文獻1-4中，存在如下所述的問題。首先，在專利文獻1中，為了避免從可再充電電池的載出，使得充電電流較大。但是，由於當使得充電電流較大時，在充電器(AC適配器)和可再充電電池之間建立的FET的損耗變大，所以其在熱量上不能持續。其結果是，將需要外部的輻射測量等，並且存在使用簡單的線性充電的優點將消失的問題。專利文獻2不考慮線性充電。
專利文獻3具有USB總線電源和AC適配器供電的兩個系統用於充電路徑，其與本發明作為一個目的在充電路徑中僅有AC適配器供電的一個系統不同。專利文獻4僅僅公開了一種電源切換電路，其能夠在供應暫停時確定地將電壓從外部供電切換到電池，但是其沒有認識到上述從可再充電電池的載出。根據本發明的一個示例性優勢在於無需輻射測量，並且可以使得不會發生從可再充電電池的載出。結果，在線性充電中，可以對應於具有比傳統通信設備更大的電功率的通信設備。雖然已經參考上述實施例(工作示例)描述了本發明，但是本發明不限於上述實施例(工作示例)。本發明的構造和細節可以具有本領域技術人員在本發明的範圍內可以理解的各種修改。例如，在上述實施例(工作示例)中，以移動數據終端作為通信設備的情況被描述作為一個示例，但是本發明也適用於其它通信設備。此外，在上述實施例(工作示例)中，以AC適配器作為充電器的情況被描述作為一個示例，但是本發明也適用於其它充電器。此外，發明人意圖保留要求保護的發明的所有等同物，即使在審查期間對權利要求進行了修改也是如此。交叉引用本申請基於2010年10月22日提交的日本專利申請NO. JP 2010-2374 並要求該申請的優先權的權益，該申請的公開內容通過引用而全部結合於此。
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權利要求
1 一種用於對第一電功率路徑和第二電功率路徑進行切換的電功率路徑切換方法，所述第一電功率路徑來自通信設備中的內置可再充電電池，所述第二電功率路徑來自用於對所述可再充電電池進行充電的充電器，該充電器可通過插拔方式來連接到所述通信設備， 該方法包括將所述通信設備的負載劃分為第一負載和第二負載的兩個系統； 從所述第一電功率路徑向所述第一負載供應電功率；以及當通過所述充電器對所述可再充電電池充電時從所述第二電功率路徑向所述第二負載供應電功率，並且當所述可再充電電池未被充電時從所述第一電功率路徑向所述第二負載供應電功率。
2.一種用於對第一電功率路徑和第二電功率路徑進行切換的電功率路徑切換電路，所述第一電功率路徑來自通信設備中的內置可再充電電池，所述第二電功率路徑來自用於對用於可再充電電池進行充電的充電器，該充電器可通過插拔方式來連接到所述通信設備， 其中所述通信設備的負載被劃分為第一負載和第二負載的兩個系統；並且所述電功率路徑切換電路包括電力饋送路徑，用於從所述第一電功率路徑向所述第一負載供應電功率；和電功率切換模塊，用於對所述第一電功率路徑和所述第二電功率路徑進行切換，並將切換後電功率供應給所述第二負載；其中當所述充電器未連接到所述通信設備時，所述電功率路徑切換模塊將來自所述第一電功率路徑的電功率作為所述切換後電功率來供應給所述第二負載，並且當所述充電器連接到所述通信設備時，所述電功率路徑切換模塊將來自所述第二電功率路徑的電功率作為所述切換後電功率來供應給所述第二負載。
3.根據附加例2所述的電功率路徑切換電路，其中所述電功率路徑切換模塊包括連接到所述第一電功率路徑的第一輸入邊緣、連接到所述第二電功率路徑的第二輸入邊緣以及輸出所述切換後電功率的輸出邊緣；並且所述電功率路徑切換模塊由下述設備構成第一導電設備，其被插入在所述第一輸入邊緣和所述輸出邊緣之間，使得來自所述第一電功率路徑的電功率作為所述切換後電功率導通到所述輸出邊緣；以及第二導電設備，其被插入在所述第二輸入邊緣和所述輸出邊緣之間，使得來自所述第二電功率路徑的電功率作為所述切換後電功率導通到所述輸出邊緣。
4.根據附加例3所述的電功率路徑切換電路，其中所述第一導電設備包括第一肖特基勢壘二極體，該第一肖特基勢壘二極體具有連接到所述第一輸入邊緣的陽極和連接到所述輸出邊緣的陰極；並且所述第二導電設備包括第二肖特基勢壘二極體，該第二肖特基勢壘二極體具有連接到所述第二輸入邊緣的陽極和連接到所述輸出邊緣的陰極。
5 根據附加例3所述的電功率路徑切換電路，其中所述電功率路徑切換模塊還包括回流防止電路，用於在所述充電器連接到所述通信設備時防止反向電流從所述第二負載經由所述第一導電設備流到所述可再充電電池。
6.根據附加例3所述的電功率路徑切換電路，其中所述電功率路徑切換模塊還包括第一損耗降低電路，用於降低在所述充電器未連接到所述通信設備時在所述第一導電設備中發生的損耗。
7.根據附加例3所述的電功率路徑切換電路，其中所述電功率路徑切換模塊還包括第二損耗降低電路，用於降低在所述充電器未連接到所述通信設備時在所述第二導電設備中發生的損耗。
8.根據附加例7所述的電功率路徑切換電路，其中 所述第一導電設備包括肖特基勢壘二極體，其陽極連接到所述第一輸入邊緣，陰極連接到所述輸出邊緣；和第一 P溝道M0SFET，其漏極連接到所述第一輸入邊緣，源極連接到所述輸出邊緣； 所述第二導電設備包括第二 P溝道M0SFET，其漏極連接到所述第二輸入邊緣，源極連接到所述輸出邊緣；並且所述第二損耗降低電路由下述器件構成比較器，用於通過對所述第一輸入邊緣的電壓和所述第二輸入邊緣的電壓進行比較的比較結果來控制所述第一 P溝道MOSFET和所述第二 P溝道MOSFET的柵極電壓。
9.根據附加例8所述的電功率路徑切換電路，其中當所述第一輸入邊緣的電壓高於所述第二輸入邊緣的電壓時，所述比較器使得所述第一P溝道MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯低電平，並且當所述第一輸入邊緣的電壓低於所述第二輸入邊緣的電壓時，所述比較器使得所述第一P溝道MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯高電平；並且當所述第一輸入邊緣的電壓高於所述第二輸入邊緣的電壓時，所述比較器使得所述第二P溝道MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯高電平，並且當所述第一輸入邊緣的電壓低於所述第二輸入邊緣的電壓時，所述比較器所述使得第二 P溝道MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯低電平。
10.根據附加例8所述的電功率路徑切換電路，其中當所述第一輸入邊緣的電壓高於所述第二輸入邊緣的電壓時，所述比較器使得所述第一 P溝道MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯低電平，並且當所述第一輸入邊緣的電壓低於所述第二輸入邊緣的電壓時，所述比較器使得所述第一P溝道MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯高電平；並且當所述第一輸入邊緣的電壓高於從所述第二輸入邊緣的電壓僅扣除預定偏移量電壓而得到的電壓時，所述比較器使得所述第二 P溝道MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯高電平，並且當所述第一輸入邊緣的電壓低於從所述第二輸入邊緣的電壓僅扣除預定偏移量電壓而得到的電壓時，所述比較器所述使得第二 P溝道MOSFET的柵極控制電壓成為邏輯低電平。
全文摘要
本發明公開了一種電功率路徑切換方法和電功率路徑切換電路。一種用於對第一電功率路徑和第二電功率路徑進行切換的電功率路徑切換方法，第一電功率路徑來自通信設備中的內置可再充電電池，第二電功率路徑來自用於對該可再充電電池進行充電的充電器，該充電器可通過插拔方式來連接到通信設備，該方法包括將通信設備的負載劃分為第一負載和第二負載的兩個系統；從第一電功率路徑向第一負載供應電功率；以及當通過充電器對可再充電電池充電時從第二電功率路徑向第二負載供應電功率，並且當可再充電電池未被充電時從第一電功率路徑向第二負載供應電功率。
文檔編號H02J9/04GK102457087SQ201110329980
公開日2012年5月16日 申請日期2011年10月24日 優先權日2010年10月22日
發明者佐佐木輝夫 申請人:Nec愛克賽斯科技株式會社