發送機、ofdm通信系統以及發送方法
2023-06-23 11:40:41 2
專利名稱：發送機、ofdm通信系統以及發送方法
技術領域：
本發明涉及一種在採用OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式的蜂窩系統中，對傳播路徑推定用子載波乘以碼(code) 進行通信的發送機、OFDM通信系統以及發送方法。
本申請主張於2005年10月3日在日本申請的特原2005—289878號 的優先權，在此引用其內容。
背景技術：
近年來，提出了採用CDT (Cylic Delay Transmit:循環延遲發送)分 集的多載波傳送的方案，該CDT分集是從具備多個發送天線的發送機按 每個發送天線賦予不同(循環)延遲並同時進行信號發送的技術(非專利 文獻l)。在使用該發送分集方式時，因為能始終增強信道的頻率選擇性， 所有可以得到優良的平均BER (Bit Error Rate)特性。
另夕卜，在使用3GPP (3rd Generation Partnership Project)的Evoluved UTRA&UTRAN中提出以下的方案在作為具備多個扇區的發送機的基 站，從屬於各個扇區的發送天線，尤其是使用同一頻率、同一時間向位於 扇區邊緣附近的同一接收機發送信號，在接收機側接收其合成波，從而可 得到位置分集(site diversity)效果的軟合併(soft-combining)這樣的方 法中，通過採用上述的CDT分集可以得到優良的平均BER特性(非專利 文獻2)。
圖24是表示從屬於兩個不同的扇區的發送機所具備的發送天線1、 2 向接收機所具備的接收天線3發送信號的情況的示意圖。如圖所示，從發 送天線1和發送天線2發送信號，由接收機的接收天線3接收其合成波。
圖25A表示發送天線1 (圖24)和接收機的接收天線3 (圖24)之間 的傳播路徑的時域表現即延遲特徵曲線(delay profile) hl，圖25B是表示 發送天線2 (圖24)和接收機的接收天線3 (圖24)之間的傳播路徑的時域表現即延遲特徵曲線h2。這裡橫軸表示時間、縱軸表示功率。
在從發送天線2發送的信號，是對從發送天線1發送出的信號賦予延
遲後的信號的情況下，即在發送天線1和發送天線2之間，採用了 CDT 分集的情況下，如圖26所示，可以視為發送信號通過將上述延遲特徵曲 線hl和h2合成後的傳播路徑，到達接收天線3 (圖24)。
其中，時域tl與上述延遲特徵曲線hl (圖25A)對應，時域t2與上 述延遲特徵曲線h2 (圖25B)對應。
另一方面，提出了以下方案在扇區間通過對傳播路徑推定用子載波 乘以扇區固有的正交碼，從而邊使用同一頻率、同一時間發送傳播路徑推 定用子載波，邊在接收機側分離來自各個扇區的傳播路徑推定用子載波， 分別進行傳播路徑推定(非專利文獻3、 4)。
圖27A表示從發送天線1 (圖24)發送的信號，區域4表示傳播路徑 推定用子載波，區域5表示公共數據信道。另外，圖27B表示從發送天線 2 (圖24)發送的信號。區域6表示傳播路徑推定用子載波，區域7表示 公共數據信道。
為了得到對在區域5、 7所包含的數據進行解調所需要的傳播路徑信 息，使用包含在區域4、 6中的傳播路徑推定用子載波，但是通常如圖28 所示，對每個扇區弁1 #3乘以不同的正交碼進行發送。
在圖28中，將橫軸設為頻率，最上面的系列8表示在多路載波通信 中子載波的排列情形。其下面排列的三個系列9 11，表示在屬於各個扇 區井1 弁3的發送天線la、 lb、 lc (圖示略)中，與各個子載波相乘的 正交碼。
由此，例如來自在頻率範圍fl內將所有載波值相加的發送天線la的 信號包含在相加結果中，但是來自發送天線lb以及lc的信號成分為0， 即使使用同一頻率、時間來發送信號，也可以將各個扇區的信號進行分離。 將這樣的狀況稱之為"保持正交性"。
另一方面，對於扇區#1 #3間的發送天線la lc，在應用上述CDT 分集的情況下，如上所述，為了解調上述的區域5、 7 (圖27)需要從包 含在區域4、 6 (圖27)中的傳播路徑推定用子載波中得到傳播路徑信息， 因此通常從發送天線lb發送的信號，與區域6、 7 —起也賦予同樣的延遲。但是，對於扇區間的發送天線，在應用了上述的CDT分集的情況下， 上述正交碼間的正交性破壞，因此使用傳播路徑推定用子載波來分離各個 扇區的發送天線和接收機間的傳播路徑進行推定時，在傳播路徑推定結果 中有可能存在誤差。
圖29是表示在設延遲特徵曲線hl=h2=l的情況下，即不存在延遲
波，關於直達波沒有相位旋轉、振幅變化的情況的發送信號的圖。此時，
進行多載波傳輸，被認為是在圖24的發送天線1、 2之間賦予了半個碼元 (symbol)的延遲的情形。
另外，這裡認為是在發送天緣l和發送天線2之間使用了根據軟合併 法所進行的分集的情況，在這裡，假設暫時僅考慮從發射天線1和發送天 線2發送的信號。這裡，軟合併法是兩個扇區對同一接收機在同一定時下 發送根據同一信息生成的同一信號，邊增大接收機的信號成分，邊抑制幹 擾成分的方法。
此時，從發送天線2 (圖24)發送的發送信號，對於第k個子載波， 乘以以下的式(1)的相位旋轉。
0=27ikT/N=27rk'N/2./N=k7u ... (1)
此時，來自發送天線2 (圖24)的信號，如圖29所示，與來自發送 天線l (圖24)的發送信號之間的正交性處於破壞的狀態。
另夕卜，上述式(1)中的N是多載波調製時的IFFT (Inverse Fast Fourier Transform:快速傅立葉反變換)的點數，T表示兩個天線間的延遲點差(延 遲時間差)。
非專利文獻1:信學技報RCS2004-392，"周波數領域等化t用^、 3 DS-CDMA o Cyclic Delay Transmit Diversity O適用効果"，社団法人電 子情報通信學會2005年3月発行；
非專利文獻2:3GPP寄書，Rl-050795, "Intra-Node B Macro Diversity based on Cyclic Delay Transmissions",[平成17年9月7日檢索]，4 >夕 一承'乂卜(URL: ftp:〃ftp.3gpp.org/TSG一RAN /WG1—RL1/TSGR1—42 /Docs/Rl-0507 95 .zip);
非專利文獻3: 3GPP寄書，Rl-050704， "Orthogonal Common Pilot Channel and Scrambling Code inEvolved UTRA Downlink"，[平成17年9月7日検索]，< 乂夕一牙、'乂卜(URL: ftp:〃ftp.3gpp.org/TSG—RAN/WG1 一RL l/TSGRl—42/Docs/Rl -050704.zip );
非專利文獻4: 3GPP寄書，R1-050700, "Intra-Node B Macro Diversity Using Simultaneous Transmission with Soft-combining in Evolved UTRA Downlink",[平成17年9月7日検索]，4 >夕 一 承？卜(URL: ftp:〃ftp.3gpp.org/TSG—RAN/WG1一RL1/TSGR1一42/Docs/Rl匿050700.zip)。
但是，以往，CDT分集法或軟合併法等分集與扇區間的傳播路徑推定 用子載波的正交性分開使用，如果將其單純地組合的話，則存在正交性破 壞，傳播路徑推定精度惡化這樣的問題。
發明內容
本發明是鑑於上述情況而做出的，其目的在於可以推定每個發送機的 功率，提供一種發送可以高精度地推定傳播路徑的傳播路徑推定碼元的發 送機、進而對同一終端，可以以發送相同的數據的軟合併時不需要無用 的序列(sequence)或接收處理的格式發送數據的發送機、以及可以處理 這些信號的發送機、OFDM通信系統和通信方法。
本發明的發送機，是為了解決上述問題而做出的，在採用OFDM方 式的蜂窩系統中，對傳播路徑推定用子載波乘以碼進行發送，上述碼中， 與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位差4)為恆定、並且連 續的M個子載波各自的碼和與其他發送機的同一子載波相乘的碼彼此正 交，其中M為大於等於2的整數。
另夕卜，本發明的發送機，在子載波總數Nsub滿足2N-^Nsub^2N的條 件時，將4>設定為使其滿足小X2N=2rm，並且，將M設定為使M成為 Nsub的約數，其中N為自然數，n為整數。
另外，在本發明的發送機中，M=4， 4>=0、兀/2、兀、3兀/2的組中的 全部或一部分。
另外，本發明的發送機，在將j設為虛數單位的情況下，分配給上述 連續的4個子載波的碼為(1、 1、 1、 1)、 (1、 j、 一l、 一j)、 (1、 一l、 1、 _1)、 (1、 一j、 —1、 j)。
另夕卜，本發明的發送機，M=8， 4) =0、兀/4、兀/2、 3兀/4、兀、5兀/4、 3兀/2、7兀/4的組中的全部或一部分。
另外，在本發明的發送機中，在將j設為虛數單位的情況下，分配給 上述連續的8個子載波的碼為(1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1)、 (1、
(1 + j ) 2 、 j 、 (一 1 + j ) AT 2 、 一 1 、 (— 1 — j ) 2 、 —j、 (l一j)/:2)、 (1、 j、—1、— j、 1、 j、—1、-j)、
(1 、 (_ 1 + j ) 2 、 — j 、 ( 1 + j ) AT 2 、 一 1 、 ( 1 一 j )
AT 2、 j、 (一l一j) /(2)、 (1、 —1、 1、 —1、 1、 一l、 1、 _1)、 (1、 (—AT2、 j、 (1 —j) /V"2、 — 1、 (1 + j) /V"2、 一j、 (l一j) /7~2)、 (1、 一j、 一l、 j、 1、 _j、 —1、 j)、 (1、 (1 —j) /7~2、 _j、 (—1 —j) //"2、 —1 、 (一 1 + j ) AT 2 、 j 、 ( 1 + j )2 )。
另外，本發明的發送機，在採用OFDM方式的使用具有多個扇區的 基站的蜂窩系統中，對傳播路徑推定用子載波乘以碼進行發送，上述碼由 第一碼和第二碼構成，上述第一碼中，與連續的傳播路徑推定用子載波相
乘的碼之間的相位差4)為恆定、並且連續的M個子載波各自的碼和與其 他扇區的發送機的同一子載波相乘的第一碼彼此正交，其中M是大於等 於2的整數，上述第二碼是基站固有碼。
另外，本發明的發送機，在採用OFDM方式的使用具有多個扇區的 基站的蜂窩系統中，設置在上述各個扇區，在將用於生成傳播路徑推定用 OFDM碼元的碼分配給各個子載波的時候、以及在將通信數據分配給各個 子載波的時候，如果將與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相 位差設為4)，將傳播路徑推定用子載波的配置間隔設為n，則在所有的 OFDM碼元中對於第k個子載波，對調製後的相位進一步賦予(k—1) X 4)/n的相位旋轉，進行發送，其中n為大於等於1的整數，k為大於等於 1且小於等於子載波總數的整數；在每個上述扇區中，4是固有的。
另外，本發明的發送機，在將有效OFDM碼元長度與所設定的保護 間隔長度之比設為1: G的情況下，將相位差cb設定為使其滿足4) ^2xGx兀 的條件。
另外，本發明的發送機，在釆用OFDM方式的蜂窩系統中，將本發 明的技術方案1 6中所述的碼分配給傳播路徑推定用子載波作為傳播路徑推定用子載波進行發送，如果將與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的 碼之間的相位差設為*，將傳播路徑推定用子載波的配置間隔設為n，則
在發送數據的OFDM碼元中對於第k個子載波，對調製後的相位進一步 賦予(k—1) Xcj)/n的相位旋轉，進行發送，其中n為大於等於1的整數， k為大於等於1且小於等於子載波總數的整數。
另外，本發明的發送機，在採用OFDM方式的蜂窩系統中，將以M 個子載波單位正交的碼以子載波單位相乘作為傳播路徑推定用子載波進 行發送，如果將與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位差設 為4)，將傳播路徑推定用子載波的配置間隔設為n，則在發送數據的OFDM 碼元中對於第k個子載波，對調製後的相位進一步賦予(k一l) Xcj)/n的 相位旋轉，進行發送，其中M為大於等於2的整數，n為大於等於l的整 數，k為大於等於l且小於等於子載波總數的整數。
另外，在本發明的發送機中，通過將IFFT的輸出旋轉，對OFDM碼 元賦予相位旋轉4) 。
另外，本發明的發送機，在以頻率時間分割接入的採用OFDM方式 的蜂窩系統中，將與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位差 巾為恆定、並且連續的M個子載波各自的碼和與其他發送機的同一子載 波相乘的碼彼此正交的碼作為傳播路徑推定用子載波發送到接收機，如果 將傳播路徑推定用子載波的配置間隔設為n，則在向同一接收機，同時與 其他發送機聯動地使用同一頻帶發送相同數據的時候，對於第m個子載 波，對由數據來調製後的相位進一步賦予(m—l) XcWn的相位旋轉，進 行發送，其中M為大於等於2的整數，n為大於等於l的整數，m為大於 等於1且小於等於進行通信的頻帶的子載波總數的整數。
另外，本發明的OFDM通信系統具有接收機，上述接收機在解調從 一個發送機發送的數據的時候，通過FFT對包含接收到的傳播路徑推定用 子載波的OFDM碼元進行頻率變換，在發送側以保持正交性的傳播路徑 推定用子載波為單位來推定作為與發送機之間的頻率響應的傳播路徑，在 對從數目大於等於2的發送機發送來的相同數據進行解調的時候，通過 FFT對接收到的傳播路徑推定用子載波所包含的OFDM碼元進行頻率變 換，對傳播路徑推定用子載波乘以任一個發送機所使用的碼的復共軛，由
13此求得來自所有的發送機的結合的傳播路徑。
另外，在本發明的OFDM通信系統中，上述發送機具備根據傳播路 徑推定用信號的正交性來推定每個發送機的可靠性的功能。
另外，本發明的OFDM通信系統具備接收機，上述接收機通過FFT 對接收到的傳播路徑推定用子載波所包含的OFDM碼元進行頻率變換， 對傳播路徑推定用的子載波乘以發送機所使用的碼的復共軛，由此求得與 發送機之間的傳播路徑，通過進行IFFT，變換為脈衝響應，根據變換後的 結果、信號成分集中的位置，來決定基站或扇區、或其二者。
另外，在本發明的OFDM通信系統具備接收機，上述接收機通過FFT 對接收到的傳播路徑推定用子載波所包含的OFDM碼元進行頻率變換， 對傳播路徑推定用的子載波乘以發送機所使用的碼的復共軛，由此求得與 發送機之間的傳播路徑，通過進行IFFT，變換為脈衝響應，僅僅提取變換 結果、信號成分集中的時間，再次進行FFT，由此推定與所連接的扇區的 發送機之間的傳播路徑。
另外，本發明的OFDM通信系統具備接收機，上述接收機通過FFT 對接收到的傳播路徑推定用子載波所包含的OFDM碼元進行頻率變換， 對傳播路徑推定用子載波乘以發送機所使用的碼的復共軛，由此求得與發 送機之間的傳播路徑。
另外，本發明的OFDM通信系統具備接收機，上述接收機具備根據 傳播路徑推定用信號的正交性來推定每個發送機的可靠性的功能。
另外，本發明的OFDM通信系統具備接收機，上述接收機在從多個 發送機接收同一數據的時候，計算來自各個發送機的傳播路徑，進一步根 據各個傳播路徑來計算在接收數據時的合成的傳播路徑。
另外，本發明的OFDM通信系統具備接收機，上述接收機發送各個 時隙的控制信息，通過FFT對接收到的傳播路徑推定用子載波所包含的 OFDM碼元進行頻率變換，對傳播路徑推定用子載波乘以發送機所使用的 碼的復共軛，由此求得與發送機之間的傳播路徑，進一步從接收到的上述 控制信息中解調出進行接收的時隙和用於解調與調製相關的信息的控制 信息，對發往自身終端的數據時隙進行解調。
另外，本發明的發送方法，在採用OFDM方式的蜂窩系統中，對傳播路徑推定用子載波乘以碼進行發送，上述碼中，與連續的傳播路徑推定 用子載波相乘的碼之間的相位差為恆定、並且連續的M個子載波各自的 碼和與其他發送機的同一子載波相乘的碼彼此正交，其中M為大於等於2 的整數。
另外，本發明的發送方法，在採用OFDM方式的使用具有多個扇區
的基站的蜂窩系統中，對傳播路徑推定用子載波乘以碼來進行發送，上述 碼由第一碼和第二碼構成，上述第一碼中，與連續的傳播路徑推定用子載
波相乘的碼之間的相位差4)為恆定、並且連續的M個子載波各自的碼和 與其他扇區的發送機的同一子載波相乘的第一碼彼此正交，其中M是大 於等於2的整數，上述第二碼是基站固有碼。
另外，本發明的發送方法，在釆用OFDM方式的使用具有多個扇區 的基站的蜂窩系統中，設置在上述各個扇區，在將用於生成傳播路徑推定 用OFDM碼元的碼分配給各個子載波的時候、以及在將通信數據分配給 各個子載波的時候，如果將與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間 的相位差設為4)，將傳播路徑推定用子載波的配置間隔設為n，則在所有 的OFDM碼元中對於第k個子載波，對調製後的相位進一步賦予(k一l) X4)/n的相位旋轉，進行發送，其中n為大於等於l的整數，k為大於等 於1且小於等於子載波總數的整數；在每個上述扇區中，4>是固有的。
另外，本發明的發送方法，在採用OFDM方式的蜂窩系統中，將根 據本發明的技術方案21所述的碼分配給傳播路徑推定用子載波作為傳播 路徑推定用子載波進行發送，如果將與連續的傳播路徑推定用子載波相乘 的碼之間的相位差設為4)，將傳播路徑推定用子載波的配置間隔設為n， 則在發送數據的OFDM碼元中對於第k個子載波，對調製後的相位進一 步賦予(k一l) X4)/n的相位旋轉，進行發送，其中n為大於等於l的整 數，k為大於等於l且小於等於子載波總數的整數。
另外，本發明的發送方法，在採用OFDM方式的蜂窩系統中，將以 M個子載波單位正交的碼以子載波單位相乘作為傳播路徑推定用子載波 進行發送，如果將與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位差 設為4>，將傳播路徑推定用子載波的配置間隔設為n，則在發送數據的 OFDM碼元中對於第k個子載波，對調製後的相位進一步賦予(k—1) X4)/n的相位旋轉，進行發送，其中M為大於等於2的整數，n為大於等於 l的整數，k為大於等於1且小於等於子載波總數的整數。 發明效果
在本發明中，對傳播路徑推定用子載波乘以碼，該碼中，與連續的傳 播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位差cl)一定、並且連續的M個(M 為大於等於2的整數)的每個子載波的碼和與對其他發送機的同一子載波 相乘的碼彼此正交。
由此，可以防止傳播路徑推定用子載波互相干擾，並且可以提高傳播 路徑精度，從而可以提高通信質量。
圖1是表示在本實施方式中作為對象的幀結構的一例的圖。
圖2是表示在本實施方式中傳播路徑推定用子載波所採用的碼的圖。
圖3是表示進行CDT分集的發送機(基站)的構成的方框圖。
圖4是用於說明時移部109、 120、 131 (圖3)中的處理的圖。
圖5是表示本實施方式的接收機的構成的方框圖。
圖6是表示用於說明本實施方式的傳播路徑推定用子載波的圖形的圖。
圖7是表示本實施方式中的發送機的構成的方框圖。 圖8是表示本實施方式中的接收機的構成的方框圖。 圖9是表示小區構成、扇區構成、移動臺的位置的一例的圖。 圖10是表示傳播路徑推定部2001 (圖8)的詳細的方框圖。 圖11是表示基站識別部2107 (圖10)所識別的信號的波形的圖表。 圖12是與在圖11的基站b3(圖9)中設定了碼時的波形相同的圖表。 圖13A是表示在本實施方式中使用的下行鏈路的幀格式的構成的一 例的圖。
圖13B是表示本實施方式中所使用的下行鏈路的幀格式的構成的一 例等的圖。
圖14A是表示本實施方式中所使用的碼的一例的圖。 圖14B是表示本實施方式中所使用的碼的一例的圖。圖15是表示本實施方式的發送機的構成的方框圖。 圖16是表示扇區發送部的構成的方框圖。
圖17是表示相位控制部4305的構成的圖。
圖18是表示本實施方式的接收機的構成的方框圖。
圖19A是用於說明本實施方式的傳播路徑推定方法的一例的圖。
圖19B是用於說明本實施方式的傳播路徑推定方法的一例的圖。
圖19C是用於說明本實施方式的傳播路徑推定方法的一例的圖。
圖20是表示本實施方式中用於傳播路徑用子載波的碼的一例的圖。
圖21是表示本實施方式的發送機的構成的方框圖。
圖22是表示本實施方式的接收機的構成的方框圖。
圖23是表示本實施方式的傳播路徑推定部6400—1、 2的構成的方框圖。
圖24是表示從屬於兩個不同的扇區的發送天線1、 2向屬於接收機的 接收天線3發送信號的情形的示意圖。
圖25A是表示發送天線1和接收機的接收天線3之間的傳播路徑的時 域表現的延遲特徵曲線hl的圖表。
圖25B是表示發送天線2和接收機的接收天線3之間的傳播路徑的時 域表現的延遲特徵曲線h2的圖表。
圖26是表示由接收天線3接收的信號的一例的圖。
圖27A是表示從發送天線1發送的信號的構成的圖。
圖27B是表示從發送天線2發送的信號的構成的圖。
圖28是表示從多個扇區發送的信號的圖。
圖29是表示當假設延遲特徵曲線hl=h2=l時，也就是不存在延遲 波，關於直達波也沒有相位旋轉、振幅變化的情況下發送信號的圖。 附圖標記說明
1、 2 —發送天線；3 —接收天線；100 —傳播路徑推定用子載波生成部;
101—控制部；102、 113、 124 —糾錯編碼部；103、 114、 125 —串行/並行 變換部；104、 115、 126 —映射部；105、 116、 127—多路復用部；106、 117、 128—IFFT部；107、 118、 129 —並行/串行變換部;108、 119、 130 —開關;109、 120、 131—時移部;110、 121、 132 — GI插入部;111、 122、133_數字/模擬變換部；112、 123、 134 —無線發送部；135 —天線部；150
—天線部；151—無線接收部；152 —模擬/數字變換部；153 —同步部；154
一GI去除部；155 — S/P變換部；156—FFT部；157 —傳播路徑推定用子 載波提取部；158 —碼相乘部；159 —解擴頻部；160 —控制部；161 —開關； 162 —功率計算部；163 —傳播路徑補償部；164 —糾錯解碼部；2101—乘 法部；2102—IFFT部；2103 —時間濾波部;2104—FFT部;2105 —復共軛
部；2106 —基站識別碼生成部；2107 —基站識別部；4201—扇區控制部；
4202 —扇區發送部；4203 —發送扇區天線；4205 —發送扇區天線；4207 — 發送天線；4209—接收扇區天線；4210—扇區接收部；4211—接收扇區天 線；4212 —扇區接收部；4213 —接收扇區天線；4301—糾錯編碼部；4302 —映射部；4303 —傳播路徑推定用子載波生成部；4304 —開關部；4305 — 相位控制部；4306—IFFT部；4307_並行/串行變換部；4308 —GI插入部； 4309 —數字/模擬變換部；4310 —無線部；4501—接收天線部；4502 —無線 接收部；4503 —模擬/數字變換部；4504—同步部；4505 —保護間隔去除部； 4506—串行/並行變換部；4509 —碼選擇部；4510 —碼相乘部；4511—傳播 路徑推定部；4518 —解映射部；4512 —數據解調部；4513 —扇區功率推定 部；4514 —糾錯部；4515 —控制部；4516 —上行鏈路發送部；4517 —控制 信息解調部。
具體實施例方式
下面，參照附圖對本發明的實施方式進行說明。
在本發明的第一 第四實施方式中，對頻率子信道數為12、子載波數 為768、 FFT點數為1024的情況下的OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access)系統進行說明。另外，CDT分集其目的在於通 過提高路徑分集(頻率分集)增益來改善接收特性，針對作為發送機的基 站中進行該CDT分集時適合的傳播路徑推定用子載波的構成和發送機以 及接收機的構成進行說明。
另外，本發明的第一 第四實施方式不僅適用於OFDMA系統，也可 以適用於OFDM系統。 (第一實施方式)首先，對本發明的第一實施方式進行說明。在本實施方式中，表示了 對於從多個發送天線(特別是多個扇區)發送來的信號，在對應用CDT 分集(從多個扇區發送同一數據的情況)和不應用CDT分集(在所有的 扇區分別發送不同的數據的情況)進行時間上的切換的情況。
圖1是表示在本實施方式中作為對象的幀結構的一例的圖。如圖所示， 在本實施方式中，假設附加在開頭的一個碼元的傳播路徑推定用子載波和
相接的9個碼元的信息信號構成的合計10個碼元的幀作為對象。但是，
從一個扇區發送的一個幀中的所有頻率子載波由 一個使用者所佔有。
圖2是表示本實施方式中傳播路徑推定用子載波所採用的碼的圖。
如圖所示，在本實施方式中，使用通過將4個碼片的正交碼A D重 復子載波的數目次而生成的碼(4個碼片的碼重複192次後的碼長為768 的碼)。這樣，通過使用與按每4個碼片正交的碼A D，在頻率變動不甚 劇烈的情況下，在經由不同的傳播路徑的多個信號中也可以維持正交性， 可以不相互幹擾地進行傳播路徑變動的推定。另外，在圖2所示的碼的各 個碼片，對相鄰的碼片賦予恆定的相位旋轉。
例如，圖2所示的碼A為(1、 1、 1、 1)、碼B為(1、 j、 一1、 一p、 碼C為(1 ， 一 1 ， 1 ， 一 1 )、碼D為(1 ， 一j， 一 1 ， j)(其中，j 為虛數單位)。即，碼A中，碼片間的相位差為0(或2兀)，在碼B中為兀/2， 在碼C中為兀，在碼D中為3兀/2。即，該碼中，與連續的傳播路徑推定用 子載波相乘的碼之間的相位差小為恆定、並且連續的M個(M為大於等 於2的整數)的子載波各自的碼和與其他發送機的同一子載波相乘的碼彼 此正交。另外，在本實施方式中，使用4>=0、兀/2、 Ti、 3兀/2的全部，也可 以使用其一部分的相位差。
換而言之，在子載波總數Nsub滿足2^kNsubS2W的條件的情況下， 將4>設定為使其滿足小x2N=2im(n為整數)，且將M設定為使其成為Nsub 的約數。
這樣的相鄰碼片間的相位差，並不是僅在成為基礎的4個碼片中維持， 對於重複使用4個碼片而生成的任意的碼長的碼也維持。
在本實施方式中，將圖2所示的碼A D作為傳播路徑推定用子載波 來使用，但是這樣在碼片間(子載波間)賦予一定的相位旋轉量2兀ft (其
19中，FFT的所有點的相位旋轉量為2兀的整數倍)的信號，在IFFT後，如
後述的式(1)所示，成為抽樣在時間上循環了與相位旋轉量對應的值T
之後的信號。例如，碼A中子載波間的相位差為0，碼B中相位差為兀/2， 因此對碼B進行IFFT處理後的信號成為對碼A進行了 IFFT處理的信號 在時間上循環了 256個抽樣(因為FFT點數為1024時的全部相位旋轉量 為2X256兀)後的信號。換而言之，通過使IFFT的輸出旋轉，對OFDM 碼元賦予相位旋轉4> 。
同樣，使用碼C的情況下生成相對使甩碼A的情況在時間上循環了 512個抽樣後的信號，使用碼D的情況下生成相對使用碼A的情況在時間 上循環了 768個抽樣後的信號。這是根據以下的式(2)所示的傅立葉變 換的性質而決定的，根據其可逆性，通過將時域的信號循環可以生成如圖 2所示的頻域的碼。 (數學式l)
formula see original document page 20(2)
圖3是表示進行CDT分集的發送機(基站)的構成的方框圖。該發 送機具有傳播路徑推定用子載波生成部100;控制部101;糾錯編碼部
102、 113、 124;串行/並行(S/P: Serial/parallel)變換部103、 114、 125; 映射部104、 115、 126;多路復用部105、 116、 127; IFFT部106、 117、 128;並行/串行(P/S: parallel/Serial)變換部107、 118、 129;開關108、 119、 130;時移部109、 120、 131; GI (Guard Interval，保護間隔)插入 部IIO、 121、 132;數字/模擬(D/A: Digital/Analog)變換部111、 122、 133;無線發送部112、 123、 134;天線部135。
在本實施方式中，作為一例由分割成三個扇區的小區構成的蜂窩系統 作為對象，作為發送機的基站在天線部135中具有三個扇區天線135a 135c，發送系統也分別具有三個。
在圖3所示的發送機的傳播路徑推定用子載波生成部100中，生成將 所有的子載波信號作為l+0j ( = 1)的傳播路徑推定用子載波，並發送到 各個發送系統的多路復用部105、 116、 127。在多路復用部105中，將傳播路徑推定用子載波生成部100中生成的傳播路徑推定用子載波與信息信 號進行復用，上述信息信號是在糾錯編碼部102中被糾錯編碼後，在S/P
變換部103中進行S/P變換，在映射部104中映射後的信號。
在扇區天線135b、 135c的發送系統中，進行與扇區天線135a的發送 系統同樣的處理，但是在進行CDT分集的情況下，進行分集合成的多個 發送系統中被輸入同一信息信號，在未進行CDT分集的情況下，在各個 發送系統中處理不同的信息信號。但是，該CDT分集通常適用於接收機 位於扇區邊緣附近的情況(假設分割成扇區的環境)，但是在發送機一接 收機(基站一終端)間例如通過後述的裝置可以獲知該應用/不應用的切換 定時。
在各個多路復用部105、 116、 127中將傳播路徑推定用子載波和信息 信號復用後的信號，接著在各個發送系統的IFFT部106、 117、 128中進 行IFFT處理後變換為時域信號。該時域信號，在各個發送系統的P/S變 換部107、 118、 129中進行P/S變換後，輸入到開關108、 119、 130。該 開關108、 119、 130被控制部101控制，在不進行CDT分集的情況下P/S 變換的信息信號輸入到GI插入部llO、 121、 132，在進行CDT分集的情 況下，P/S變換的信息信號輸入到時移部109、 120、 131。
其中，在控制部101中已掌握了 CDT分集的應用/不應用的切換時刻。 另外，對信息信號而言，其輸入目的地根據CDT分集的應用/不應用來切 換，對傳播路徑推定用子載波而言，其始終輸入到時移部109、 120、 131。 因此各個發送系統的開關108、 119、 130在CDT分集不應用時起到將傳 播路徑推定用子載波與信息信號分離的作用。(為了便於說明，在圖3中 還記載了 # 1用的時移部109等，但是因為# 1的時移部109的時移量為0， 所以不需要特別設定時移部109，另外，對於開關108也不需要特別設置)。
經由各個發送系統的開關108、 119、 130，各個傳播路徑推定用子載 波和應用CDT分集時的信息信號分別被輸入到時移部109、 120、 131，進 行時移(循環)。
圖4是用於說明時移部109、 120、 131 (圖3)中的處理的圖。如圖 所示，在時移部109、 120、 131中，被輸入的時域的信號碼元按照每個碼 元被移位(循環)N個抽樣數量。在本實施方式的發送機的基站中，這樣的時移，在扇區#1中為0個抽樣，在扇區弁2中為256個抽樣，在扇區 # 3中為512個抽樣，在各個扇區的發送系統中移位了不同的抽樣數。
該時移被施加在傳播路徑推定用子載波和應用了 CDT分集時的信息 信號二者，但是在特別關注傳播路徑推定用子載波時，輸入到各個扇區的 多路復用部105、 116、 127的傳播路徑推定用子載波，即使是均為同一信 號(所有子載波設定為1的情況下)也通過這樣的時移，生成與頻域下使 用不同碼的情況相同的信號。例如，在扇區弁2的時移部120 (圖3)中進 行256個抽樣的時移，這與對圖2的碼B實施IFFT處理後的信號為同一 信號。
另外，在扇區#3的時移部131 (圖3)中進行512抽樣的時移，這與 對圖2的碼C實施IFFT處理後的信號為同一信號。在扇區弁1中，時移 量設定為O,因此信號未被移位，這與對碼A實施IFFT處理後的信號為 同一信號。如之前所述，圖2所示的四個碼A D為分別彼此正交的碼， 在頻域中各個扇區弁1 弁3的信號正交。即設置了按每個扇區弁1 弁3 設定不同的時移量的時移部109、 120、 131，在時域中對信號進行移位處 理，從而可以生成在頻域中按每個扇區維持正交性的傳播路徑推定用子載 波。
通過發送這樣的傳播路徑推定用子載波，在接收機側可以高精度地推 定從各個扇區弁1 幷3發送的信號所通過的傳播路徑。但是，為了生成與 進行了 IFFT的情況相同的如圖2所示的正交碼A D，需要對每個扇區設 定各相差256個抽樣的時移量。
另外，在關注信息信號時，在進行了 CDT分集的情況下，對多個扇 區弁1 井3的發送系統輸入同一信息信號，使用這樣的時移，從而可以生 成在碼元內延遲後的信號。這樣通過按扇區#1 #3發送延遲量不同的同 一信息信號，從而在接收機側，猶如觀測傳播路徑中的延遲路徑增加了的 情況，提高路徑分集(path diversity)效果。
在各個扇區的時移部109、 120、 131中，施以不同的時移後的信號， 在各個GI插入部llO、 121、 132中賦予GI後，在D/A變換部111、 122、 133中變換為模擬信號，在無線發送部112、 123、 134中頻率變換為可無 線發送的頻率，由各個扇區的扇區天線135a 135c加以發送。通過上述的基站構成，能夠維持現有技術中無法維持的傳播路徑推定 用子載波碼的正交性，並且在進行CDT分集時能夠實現可得到期望的路 徑分集效果的信號發送。
圖5是表示本實施方式的接收機的構成的方框圖。該接收機具有天線
部150、無線接收部151、 A/D變換部152、同步部153、 GI去除部154、 S/P變換部155、 FFT部156、傳播路徑推定用子載波提取部157、碼相乘 部158、解擴頻部159、控制部160、開關161、功率計算部162、傳播路 徑補償部163、糾錯解碼部164。
由圖5所示的接收機的天線部150接收到的接收信號，首先在無線接 收部151中頻率變換為可A/D變換的頻率，在A/D變換部152中變換為 數位訊號。而且，在同步部153中建立碼元同步，在GI去除部154去除 GI之後，進行S/P變換，輸入到FFT部156中。在該FFT部156中對時 域的信號進行FFT處理，使其變換為頻域的信號。
接著，在傳播路徑推定用子載波提取部157中，將附加在幀開頭的傳 播路徑推定用子載波和信息信號分離，傳播路徑推定用子載波輸入到碼相 乘部158，信息信號輸入到傳播路徑補償部163。輸入到碼相乘部158的 傳播路徑推定用子載波與發送機側(通信中的扇區)所使用的頻域中的碼 (在本實施方式中是碼A、 B、 C中的任意一個。其中，在圖3的發送機 中通過在時間軸上的抽樣處理生成這些碼)的復共軛相乘。
這裡，所謂通信中的扇區，在不進行CDT分集的情況下為一個扇區， 在碼相乘部158中進行從該扇區發送來的碼的復共軛與接收傳播路徑推定 用子載波的相乘(例如，在與扇區弁2的通信中的接收機中乘以碼B的復 共軛)。另一方面，在進行CDT分集的情況下，通常與兩個扇區進行通信， 此時在碼相乘部158中與接收傳播路徑推定用子載波相乘的碼可以是在任 意扇區中所使用的碼(例如，從扇區弁2、弁3進行CDT分集發送的情況 下，在碼相乘部158中進行使用碼B或碼C的任意一方的復共軛的乘法運 算。)
此時，在兩個扇區所使用的碼中使用任一方均可，但是作為其選擇方 法，通常CDT分集適用於移動到扇區邊緣附近的接收機，因此，有選擇 在應用CDT分集以前進行了通信的扇區中所使用的碼等方法。此時使用
23的碼從控制部160指示。來自該碼相乘部158的輸出，在進行CDT分集 的情況下表示接收信號的傳播路徑推定值。這是因為，在進行CDT分集 的情況下為接收從兩個扇區發送來的信號，但是這些信號在CDT分集的 性質上作為增加一個信號的延遲路徑的信號來被接收，因此根據乘以在發 送機側所使用的碼的復共軛這樣一般的傳播路徑推定方法，便可以求得傳 播路徑推定值。
在碼相乘部158中乘以碼的復共軛的接收傳播路徑推定用子載波(進 行了CDT分集情況下為傳播路徑推定值)，接著，發送到解擴頻部159和 開關161。在該解擴頻部159中，計算出未進行CDT分集的情況下的傳播 路徑推定值。具體地說，將乘以在發送機側使用的碼的復共軛(該處理在 碼相乘部158中進行)的各個碼片每四個碼片進行積分，計算其平均值， 從而得到每四個碼片(4個子載波)的傳播路徑推定值。如上所述，本實 施方式中所使用的碼(碼A C)每四個碼片分別正交，因此通過解擴頻 部159中的積分處理，即使使用各個碼的信號混合存在的情況下，也可以 僅僅計算出使用期望的碼的信號的傳播路徑推定值。該解擴頻部159的輸 出發送到開關161和功率計算部162。
在功率計算部162中，求得解擴頻後的信號的均方值，進行接收信號 的功率計算。在本實施方式中所使用的碼分別正交，因此在解擴頻後的信 號中不包括從其他扇區發送來的幹擾成分，可以計算從1個扇區發送來的 信號的接收功率。這裡，在欲求得從包括未處於通信中的扇區在內的多個 扇區到達的信號的接收功率的情況下，只要進行以下處理即可在碼相乘 部158中分別將這些扇區所使用的各個碼的復共軛與接收信號進行相乘處 理，對其結果在解擴頻部159中分別進行積分後的結果分別輸入到功率計 算部162中。此時，由控制部160對發送了要計算接收功率的信號的扇區 的選擇(碼選擇)等進行控制。進而，在不需要由解擴頻部158和功率計 算部162的處理的情況下，通過停止這些電路可以降低消耗功率，對於這 些電路的ON/OFF，也是由控制部160進行控制的。這裡得到的接收信號 功率值可以用作CDT分集的應用/不應用的切換的基準。(例如，按照如下 進行切換在來自一個扇區的信號的接收功率與其他扇區相比顯著高的情 況下，切換到CDT分集不應用，在接收到接收功率幾乎相等的兩個信號的情況下，切換到CDT分集應用。假設了接收機位於扇區中央附近的情 況下和位於扇區邊緣的情況)
在開關161中，被輸入碼相乘部158和解擴頻部159的輸出，但是這 些分別表示進行CDT分集的情況下的傳播路徑推定值和未進行CDT分集 的情況下的傳播路徑推定值，切換開關161，以便在進行CDT分集情況下 將來自碼相乘部158的輸入發送到傳播路徑補償部163，在未進行CDT分 集的情況下將自解擴頻部159的輸入發送到傳播路徑補償部163。此時的 切換定時由控制部160來指示。
這樣，將傳播路徑推定值輸入到傳播路徑補償部163，這裡進行信息 信號的傳播路徑補償。而且，傳播路徑補償後的信息信號發送到糾錯解碼 部164，被實施糾錯解碼，以進行所發送的信息的再生。
如上所述，在本實施方式的接收機中，根據發送機的數量(發送機所 具備的扇區天線135a 135c (圖3)的數量)以不同的方法推定傳播路徑 信息。
通過上述的接收機，能夠與CDT分集的應用/不應用無關地以簡單的 構成、高精度地進行傳播路徑推定，進而在進行CDT分集時能夠實現可 得到期望的路徑分集效果的信號發送。
在本實施方式中，以在圖2所示的四個碼(碼A D)中使用三個碼 (碼A C)的情況的例子，但是不僅是這樣的組合，也可以從四個碼中 任意地選擇三個碼來使用。另外，在扇區的數量為4的系統中也可以使用 全部四個碼。
另外，本實施方式所示的四個碼，是將發送機側對IFFT後的碼分別 時移0個抽樣、256個抽樣、512個抽樣、768個抽樣而得到碼。但是在使 用本實施方式所示的發送機和接收機的構成的情況下維持正交性的碼不 僅這些碼，只要是將子載波(碼片)間的相位旋轉量設定為使其成為兀/2 的整數倍的碼即可，這在時域中成為分別時移256個抽樣的整數倍所得到 的碼的組合(例如，將時移量設為"1、 257、 513、 769"這四個碼的組合 或設為"100、 356、 612、 868"這四個碼的組合等)。通過在各個扇區中 採用這樣組合的各個碼，能夠維持扇區間的正交性的同時以簡單的構成得 到CDT分集所帶來的路徑分集的效果。(第二實施方式)
接著，對本發明的第二實施方式進行說明。在本實施方式中的說明中 所使用的OFDM信號的各個參數，與在第一實施方式中使用的相同。
圖6是表示本實施方式的說明中所使用的傳播路徑推定用子載波的圖
形的圖。在本實施方式中每隔一個子載波分配了傳播路徑推定用載波，未 被分配傳播路徑推定用子載波的子載波使用於通常的數據通信中。另外，
假設作為發送機的基站對3個扇區進行控制，將3個碼分配給各個扇區。 採用圖6，對分配給傳播路徑推定用子載波的碼進行說明。在本實施 方式中，因為考慮蜂窩系統，所以為了識別作為發送機的基站，分配各個 基站固有的碼即基站識別碼。而且，該基站識別碼被分配到該傳播路徑推 定用子載波。作為圖6的基站識別碼標記的Pl至P384就是上述碼。
接著，也如第一實施方式所示，因為各個發送機構成三個扇區，所以 需要分配用於扇區識別的碼。因此，與第一實施方式所使用的碼相同的碼 乘以基站識別碼。(使用圖2的碼A至碼C)而且得到的碼是按每個扇區 作為傳播路徑推定用子載波使用的OFDM碼元，在三個扇區中成為互不 相同的碼。
而且，對最後沒有分配傳播路徑推定用子載波的子載波分配數據。但 是，為了使發送機的電路構成簡化，對數據也賦予相位旋轉，在該相位旋 轉量在相鄰的子載波間為恆定。在圖6中，其相位旋轉量在扇區弁l為0、 在扇區#2為兀/4、在扇區井3為7t/2。另外，圖6中的D表示數據。其中， 並不是對所有子載波分配相同的數據D。
另外，在本實施方式中，作為碼，也可以使用第一碼以及第二碼。這 裡，所謂第一碼，是與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位 差4)為恆定、並且連續的M個(M為大於等於2的整數)子載波各自的 碼和與對其他扇區的發送機的同一子載波相乘的第一碼為彼此正交的碼，
第二碼是基站固有的碼。
圖7是表示本實施方式中的發送機的構成的方框圖。對與圖3所示模 塊具有同一功能的模塊標標註相同的附圖標記，省略其說明。
圖3和圖7的區別在於沒有了在圖7中控制是否使用時移部的控制 部101和被控制的開關部106、 119、 130，傳播路徑推定用子載波生成部100變為基站識別碼生成部1000，另外時移部的時移量也改變了。(與第 一實施方式同樣，時移部1001的移位量為O所以不需要，但是配置了時
移部IOOI，以便與其他構成容易比較)另外，多路復用部105、 116、 127 在生成傳播路徑推定用子載波時，每隔一個子載波配置由基站識別碼生成 部IOOO所生成的基站識別碼和數據。
傳播路徑推定用子載波的碼沒有變化，但是時移量之所以變化是由於 在傳播路徑推定用子載波間插入了數據通信用子載波的緣故，實質上鄰接 子載波間的相位旋轉量發生變化。與第一實施方式的比較，相位旋轉量為 1/2，時移量也為1/2。
另外，通過將時移部IOOI、 1002、 1003的移位量設為0、 128、 256， 可以得到以圖6所示的相位、振幅來調製後的傳播路徑推定用子載波。
通過使用這樣的傳播路徑推定用碼構成發送機，可以得到以下優點。
第一優點，與第一實施方式同樣，因為傳播路徑推定碼具有正交性， 所以可以按扇區測定到達電波的功率，正確地選擇應連接的扇區。第二優 點，在第一實施方式中，需要用傳播路徑推定用子載波或以CDT分集的 定時下控制時移部109、 120、 131，但是在本實施方式中可以不需要這些。 第三優點，接收機即使未被通知進行CDT分集的定時，也可以調整改善 特性後的信號。即在未進行CDT分集的情況下和進行CDT分集的情況下， 可以以相同的處理來解調數據。第四優點，通過研究接收機的構成，可以 迅速地檢測作為發送機的基站。
在上述四個優點中，第一優點與第一實施方式相同，第二優點根據發 送機的構成可知。以下表示接收機的構成，同時對第三、第四優點進行說 明。
在發送機中，分別賦予0、 128、 256抽樣的時移，在進行數據通信的 OFDM碼元中，如果考慮變換為頻率軸，則意味著按每8個子載波，分別 將(l、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1)、 (1、 (l + j)/(2、 j、(一 l + j) /"、 —1、 (一l一j) /V"2、 — j、 (1 — j) /V"2)、 (l、j、_l、—j、l、j、一l、一j)的碼與發送數據相乘。
設第k個子載波的扇區A中的碼為CAk，發送機與接收機之間的其 子載波的頻率響應為Hlk，同一子載波在扇區B中的碼為CBk，發送機與接收機之間的其子載波的頻率中的響應為H2k，分配給子載波的基站固有 的碼為Pk (Pk的大小為1)。另外，設Dk為使用子載波進行發送的數據。
此時，在傳播路徑推定子載波中CAkxPkxHlk和CBkxPkxH2k之和， 即接收Pk(CAkxHlk+CBkxH2k)。另一方面，用數據碼元來接收 CAkxDkxHlk和CBkxDkxH2k，即Dk(CAkxHlk+CBkxH2k)這樣的數據。 前者的Pk因為是已知的，所以對其乘以Pk* (*表示復共軛)時求得 (CAkxHlk+CBkxH2k)。將該復共軛與數據的接收值相乘，可以求得Dk。 這裡，在不能接收來自扇區B的電波時認為CBk二O，因此在通常接收時 和CDT分集的合成波的接收時，可以採用完全相同的接收處理來應對， 在接收機中可得到路徑分集的有益效果。
另外，在本實施方式中，例示了每隔一個子載波配置傳播路徑推定用 子載波的情況。此時，根據兩個相鄰的子載波的傳播路徑信息，進行線性 近似，由此可以求得中間的子載波傳播路徑。
另外，也可以考慮根據鄰接的子載波的信息求解二元一次方程式的方 法。例如，在想求得第k個子載波的傳播路徑的情況下，根據作為相鄰的 子載波傳播路徑信息(CA (k — l) XH1 (k—l) +CB (k — l) XH2 (k — 1"禾MCA (k+l) XH1 (k + l) +CB (k + 1) XH2 (k+l)}，可以將H1 (k—l)和H2 (k+l)視為各 自與Hlk、 H2k相等，由於碼是己知的，因此可以求得。該假設在某種程 度的傳播路徑中正確，例如如本實施方式所示的對多個子載波乘以正交碼 進行扇區識別的系統中毫無問題地成立。
對於這裡求得的Hlk、 H2k，可以根據與想要求得的子載波相乘的碼 CAk、以及CBk求得第k個子載波的合成傳播路徑。
可知，即使在求得針對沒有這些傳播路徑信息的子載波的傳播路徑的 方法中，只要設CB二0，也可以釆用相同的處理來進行。
圖8是表示本實施方式的接收機的構成的方框圖。關於採取與圖5所 示的接收機相同構成的部分，標註相同的標記省略其說明。在圖8中由功 率計算部2000根據需要來計算來自各個扇區的功率。將其計算出的信息 利用其他線路，通知給作為發送機的基站。基站以通知到的功率為基礎， 確定是通過哪個扇區與接收機進行通信、還是採用CDT分集等技術，決定是否從多個扇區通知數據。
另一方面，在接收機中由傳播路徑推定用子載波提取部157從接收的
信號中提取傳播路徑信息推定用的OFDM碼元，在傳播路徑推定部2001
中，基於上述的原理計算傳播路徑信息。根據求得的傳播路徑方法由傳播
路徑插補部2002對沒有傳播路徑推定用子載波的、子載波位置的傳播路 徑信息進行插補。由此計算出OFDM信號整個頻帶的傳播路徑信息，可 解調緊接其後的OFDM碼元的數據。 接著，對基站識別進行說明。
如本實施方式所述，在將基站固有的碼用於傳播路徑推定用的碼中的 情況下，作為連接的步驟，需要從接收波中檢測出作為基站固有的碼的基 站識別碼。通常，將接收到OFDM碼元的各個子載波的輸出與基站識別 碼進行複數相乘，通過將所有的子載波相加，如果碼一致則檢測出相關， 可以識別基站。
但是，如本實施方式所述，在按照每隔扇區乘以碼的情況下，在該相 關處理中對於分配的基站識別碼，必須進行三次同樣的動作，來識別出基站。
因此，對即使在將本實施方式中所示的碼用於扇區識別碼，來構成本 實施方式那樣的發送機的情況下，也不需要對基站識別進行三次同樣的動 作的接收機的構成進行說明。
此時，在圖8所示的接收機的構成中，傳播路徑推定部2001的構成， 與圖5的接收機的構成不同。
圖9是表示小區構成、扇區構成、移動臺的位置的一例的圖。在該圖 中，對於基站bl b4分配基站識別碼，屬於基站bl b4的三個扇區# 11 弁13、扇區#21 #23、扇區#31 #33、扇區#41 #43的每一個賦予 本實施方式中所示的固有延遲量。這裡，扇區弁ll、 #21、 #31、 #41賦 予0個抽樣的延遲；扇區#12、 #22、 #32、弁42賦予128個抽樣的延遲； 扇區#13、 #23、井33、 #43賦予256個抽樣的延遲。
作為移動臺的接收機rl，位於相對於基站b3的扇區#32和扇區#33 的邊界的扇區邊緣更靠近扇區#33側的地點。該地點是將基站b2的扇區 #21的電波也作為幹擾接收的區域。圖10是表示傳播路徑推定部2001 (圖8)的詳細的方框圖。傳播路 徑推定部2001，具有乘法部2101，其將接收到的傳播路徑推定用信號
與基站識別碼的復共軛信號相乘；IFFT部2102，其將頻率波形變換為時 間波形；時間濾波部2103，其去除噪聲(雜音)，FFT部2104，其再次將 時間波形變換為頻率波形；復共軛部2105，其計算碼的復共軛；基站識別 碼生成部2106，其生成作為基站固有的碼的基站識別碼;基站識別部2107， 其決定所連接的基站或扇區、轉交目的地的基站或扇區。
作為接收機的移動臺在開始連接時，識別連接的基站。此時，最為簡 單的方法是依次檢査具有可能性的碼的方法。因此，首先在圖10的基站 碼生成部2106中生成基站bl的基站識別碼，在基站識別部2107中識別 信號。
圖11是表示在基站識別部2107 (圖10)中所識別的信號的波形的圖 表。圖表gl g4分別表示作為基站識別碼分配A D的情況。
另外，圖11的四邊形的區域wl w3分別表示基站識別部2107 (圖 10)測定功率的場所。因為OFDM碼元同步不完全，因此，四邊形的區 域wl w3，在具有某種程度餘量的範圍內設定，是來自對於時間軸最左 側(自O幵始)採用了時移O的扇區、128附近採用了時移128的扇區、 256附近採用了時移256的扇區的傳播路徑推定用子載波的接收功率。
如圖11所示，依次觀測來自基站b2 (圖9)的扇區#21的功率、來 自基站b3 (圖9)的扇區#32的功率、來自基站b3 (圖9)的扇區#33 的功率，作為該移動臺，從通信路的穩定性角度出發適於連接到基站b3 的扇區#33，對於該扇區的基站進行接入請求。
這樣，可以同時進行基站識別扇區的識別，加速對基站識別在時間上 的速度。另外還可知，在轉交(連接基站、扇區變更)時也得到同樣的效 果。
進而，在本實施方式中，表示高精度推定傳播路徑的方法。在本實施 方式中，表示了即使從兩個不同的發送機同時發送同一數據，也可以解調， 此次表示了預先知道從兩個不同的發送機發送的定時的情況。
圖12是與圖11的基站b3 (圖9)中設定碼時的波形相同的圖表。在 連接時從唯一的扇區發送的情況，例如，在該例子中多為來自基站b3的
30扇區井33的情形，但是，此時將時間濾波部2103 (圖IO)的窗口寬度設
為實線的四邊形區域w4，將除此以外的區域的功率設為O。由此，因為可
以消除來自其他扇區的傳播路徑推定用子載波的影響，所以提高傳播路徑 推定精度。
另外，從基站b3的扇區井32發送同一數據的情況下(CDT分集的情 形)，將時間濾波部2103 (圖IO)中的窗口寬度設為虛線的四邊形的大區 域w5，除此以外設為O。由此，可以推定來自兩個發送機的合成傳播路徑， 進而因為可以使除此以外的幹擾相抵消，所以可以提高傳播路徑推定精 度。另外，在使用多個傳播路徑的情況下，對於所有基站準備實線的四邊 形的區域w4，也可以選擇所有的進行通信的對象的傳播路徑。
這樣控制時間窗口，對時間窗口的輸出進行FFT，求得傳播路徑，由 此可以構成高精度且可以簡單地適應於發送機數量的接收機。
至今為止，表示了以傳播路徑推定用子載波是特殊的圖形為前提的例 子。這裡，針對通過使用所示的接收機，即使不是特殊的圖形，也實現 CDT分集，可以測定各個扇區的功率的方法進行簡單的說明。
這裡，發送機賦予的旋轉數，與至今為止的說明同樣，在基站中固有 的，但是，由旋轉抽樣數賦予信號的延遲時間需要是在系統中假設的最大 延遲波的程度或比其更大。在採用通常的OFDM的系統中，因為假設的 最大延遲波為GI長度，所以優選為GI長度左右或其以上。用各個載波間 的相位的旋轉量4)表示該延遲時間時，在去除保護間隔的OFDM碼元時 間與保護間隔時間之比為1: G的情況下，cb^2XGX兀。
在賦予這樣的任意的旋轉數的情況下，因為傳播路徑推定用子載波不 正交，所以除了不能利用正交性推定來自各個扇區的接收功率之外，可以 得到同樣的效果。
但是，在做成目的地的接收機中所示的構成時，來自各個扇區的脈衝 響應如圖12等所示，在時間軸不同的位置可以觀測。如上所述，之所以 附加旋轉量比假設的最大延遲波的延遲時間長這樣限制，是因為在接收機 構成中要可以分離的緣故。
而且，通過測定該分離後的脈衝的功率，可以分別推定來自各個扇區 的發送功率，補償傳播路徑推定用子載波的非正交性。在以上的構成中，也可以提供一種能夠邊正確地推定各個扇區間的功 率，邊在接收機中以不會意識到CDT分集的方式實現的系統。再者，在將用於生成傳播路徑推定用OFDM碼元的碼分配給各個子 載波的時候、以及將通信數據分配給各個子載波的時候，也可以對於第k個(k為大於等於1且小於等於子載波總數的整數)子載波，對調製後的相位進一步賦予(k一l) X4)的相位旋轉，進行發送。另外，設置在各個扇區中用於生成傳播路徑推定用OFDM碼元的碼 分配給各個子載波的時候、以及將通信數據分配給各個子載波的時候，也 可以對於第k個(k為大於等於1且小於等於子載波總數的整數)子載波， 對調製後的相位進一步賦予(k一l) X4)的相位旋轉，進行發送，在每個 扇區中將4)設定為固有的值。(第三實施方式)接著，對本發明的第三實施方式進行說明。在本實施方式中表示了利 用8個碼片的正交碼作為扇區間的碼，使用專用(dedicated)傳播路徑推 定用子載波的情況。專用傳播路徑推定用子載波是專門用於傳播路徑推定 用子載波的意思，是特定的接收機、或接收機組所使用的傳播路徑推定用 子載波。在本實施方式中假設專用傳播路徑推定用子載波是為了以特定的 時隙(slot)進行軟合併法的分集，附加在對象時隙中而使用的子載波。 在後述的圖13中，摻入數據時隙中。本實施方式將小區內分割成三個扇區。假設三個扇區使用同步的幀。 圖13A是表示在本實施方式中使用的下行鏈路的幀格式的構成的一 例的圖。以在時間/頻率方向分割後的時隙4001為單位管理幀。在幀開頭 配置同步用信號4002，接著配置控制時隙組4003、數據時隙組4004。將 同一頻帶的時隙組總成為子信道4005。在本實施方式中假設一個子信道由 64個子載波構成，在一個幀中包括12個子載波。即1幀由768個子載波 構成。在控制時隙中包括用於推定傳播路徑的傳播路徑推定用子載波4006。 該傳播路徑推定用子載波4006，如圖13B所示在時隙內時間分割地配置。 這是某種程度與傳播路徑的變動對應的緣故。考慮了傳播路徑的變動的推 定方法在後述的接收機的構成例中進行說明。在本實施方式，假設時隙中配置8個OFDM碼元。如圖13B所示， 在第1個OFDM碼元和第5個OFDM碼元中配置傳播路徑推定用子載波。 此時，在第1個OFDM碼元中對第奇數個子載波配置傳播路徑推定用子 載波4006，在第5個OFDM碼元中對第偶數個子載波配置傳播路徑推定 用子載波4006。另外，如圖13B所示，在第1個子載波中使用第1個碼 片的內容，在第二個子載波中使用第二個碼片的內容，在第八個子載波中 使用第八個碼片的內容，從第九個子載波開始再次配置第1個碼片的內容。該控制時隙中所使用的傳播路徑推定用子載波4006，基本上可以使用 任何一種碼，但是如果將正交的碼使用於各個扇區的傳播路徑推定用子載 波，則在接收機中易於測定各個扇區的傳播路徑推定用子載波的功率，所 以從8個碼片的沃爾什碼(walsh code)中選擇3個碼，在各個扇區中使 用。圖14B表示8個碼片的沃爾什碼。4101表示使用的碼組。另外，在本實施方式中所有1的碼使用專用傳播路徑推定用子載波， 但是只要是在發送接收機之間已知的碼，便可以採用任意的碼。控制時隙包括後續的數據時隙的分配信息。該分配信息記錄有該時隙 是面向哪個接收機的時隙、該時隙的解調參數、專用傳播路徑推定用子載 波使用/不使用，接收機通過接收該控制時隙來確定需要接收的時隙，可以 解調該時隙。另外，在使用專用傳播路徑推定用子載波的情況下，該時隙與圖13B 相同的形式插入了傳播路徑推定用子載波。這裡使用的碼的一例為圖14B 所示的碼。在使用專用傳播路徑推定用子載波的情況下，作為圖16的第一碼信 息均賦予l，且作為第二碼信息賦予圖14B所示的碼旋轉。最初的碼片的碼為滻=1，鄰接碼片間的相位為兀/4的整數倍(本實 施方式中為0 7倍，除此之外的整數與該0 7重複等價)的碼組。該8 個碼各自滿足為正交關係。例如，圖14B所示的碼4101a為(1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1)、 碼4101b為(1 、 ( 1 + j ) 2 、 j 、 (一 1 + j ) 2 、 一 1 、(一 1 一 j ) 2 、 — j 、 ( 1 — j ) /V" 2 )、碼4101c為(1 、 j 、 — 1 、 —j 、 1 、 j 、 — 1 、 一 j )、碼4101d為(1 、 (一 1 + j ) /「 2 、—j 、 ( 1 + j ) //" 2 、 一 1 、 ( 1 _ j ) /T 2 、j 、 (一 1 一 j )2 )、碼4101e為(1、一1、 1、—1、 1、_1、 1、一1)、碼4101f 為(1 、 (一 1 一 j ) 2 、 j 、 ( 1 一 j ) 2 、 — 1 、 ( 1 + j )/V"2、 — j、 (1 — j) /(2)、碼4101g為(1、 一j、 —1、 j 、1 、 一 j 、 — 1 、 j )、碼4101h為(1、 (1 — j) /(2、 一j、(一1 一 j ) 2 、 一 1 、 (一 1 + j ) AT 2 、 j 、 ( 1 + j )2 )。另外，在本實施方式中設最初的碼片的碼^=1，但是也可以採用其 他值。另外，在本實施方式中使用8個碼片的碼，但是其他碼片的數量也 可適用。在16個碼片的情況下如果設鄰接碼片間的相位差為7u/8的整數倍(0 15倍)則也可以生成同樣的碼。即該碼中，與連續的傳播路徑推定 用子載波相乘的碼之間的相位差小為恆定、並且每個連續的M個(M為 大於等於2的整數)的子載波的碼和與對其他發送機的同一子載波相乘 的碼彼此正交。再者，在本實施方式中，使用小=0、兀/ 4、 tu/ 2、 3 兀/4、兀、5兀/4、 3兀/2、 7兀/ 4的全部，但是也可以使用其中的 一部分相位差。換而言之，在子載波總數Nsub滿足2^〈Nsub^2"的條件的情況下， 將4>設定為使其滿足(i)x2^2n兀(n為整數)，將M設定為使其成為Nsub 的約數。接著，參照附圖對作為使用以上所示的格式的發送機的基站的構成的 一例詳細地進行說明。圖15是表示本實施方式的發送機的構成的方框圖。扇區控制部4201 是調整各個扇區的同步，以從各個扇區接收的信息為基礎，確定接收機的 位置，決定用哪個扇區處理哪個接收機，進行該扇區內的數據時隙的分配 的模塊；扇區發送部4202是生成扇區#1的發送信號的模塊；發送扇區天 線4203是扇區#1用的發送天線；扇區發送部4204是生成扇區弁2的發 送信號的模塊；發送扇區天線4205是扇區#2用的發送天線；扇區發送部 4206是生成扇區#3的發送信號的模塊；發送天線4207是扇區弁3用的發 送天線；扇區接收部4208是解調扇區弁1的接收信號，取得必要的信息的 模塊；接收扇區天線4209是扇區弁1用的接收天線；扇區接收部4210是 對扇區#2的接收信號進行解調、提取必要的信息的模塊；接收扇區天線4211是扇區#2用的接收天線；扇區接收部4212是對扇區#3的接收信號 進行解調，提取必要的信息的模塊；接收扇區天線4213為扇區#3用的接 收天線。
其中，關於扇區接收部4208到扇區接收部4212的構成，因為與本實 施方式的本質無關所以不進行詳細的說明。只要可以傳輸來自接收機的信 號，根據來自接收機的信號可以確定該接收機配置在哪個扇區，便可以採 用任何方式。具體地說，如果是在PDC (Personal Digital Cellular)、 GSM (Global System for Mobile communications) 、 CDMA (Code Division Multiple Access)等蜂窩系統中使用的方法則均可以使用。 從扇區發送部4202到扇區發送部4206具有相同的構成。 如上所述，本實施方式的發送機，將與連續的傳播路徑推定用子載波 相乘的碼之間的相位差小為恆定、並且連續的M個(M為大於等於2的 整數)子載波各自的碼和與其他發送機的同一子載波相乘的碼彼此正交的 碼進行複數相乘得到的碼作為傳播路徑推定用子載波發送到接收機，對於 同一接收機，同時與其他發送機聯動地使用同一頻帶發送同一數據時，對 第m個(m為大於等於1且小於等於進行通信的頻帶的子載波總數的整數) 子載波，對由數據來調製後的相位進一步賦予(m—1) x小的相位旋轉 而發送。
圖16是表示扇區發送部的構成的方框圖。糾錯編碼部4301是對扇區 控制部4201發送來的數據進行糾錯編碼的模塊；映射部4302是將施以糾 錯編碼後的信號分配給OFDM碼元的各個子載波的模塊；傳播路徑推定 用子載波生成部4303生成根據扇區控制部4201指示的第一碼信息而被插 入的傳播路徑推定用子載波的模塊；開關部4304在扇區控制部4201所指 示的定時下將被指示的子載波的數據切換為映射後的信號和傳播路徑推 定用子載波的模塊；相位控制部4305是控制扇區控制部4201所指示的定 時、以碼來指示的子載波的子載波相位的模塊。
另外，IFFT部4306是將各個子載波的數據即將頻率軸信息進行快速 傅立葉反變換(IFFT)的處理變換為時間軸信號的模塊；並行/串行(P/S) 變換部4307是使IFFT部4306的輸出成為串行信號的模塊；保護間隔(GI) 插入部4308是將OFDM碼元的一部分作為保護間隔進行插入的模塊；數字/模擬(D/A)變換部4309是將數位訊號變換為模擬信號的模塊；無線 部4310是將從D/A變換部4309輸出的基帶信號變換為實際從天線輸出的 頻帶，放大到必要的功率的模塊。
以下，說明如何發送圖13A所示的幀格式的信號。
首先，扇區控制部4201在某個程度時間內暫時蓄積發送到各個接收 機的數據。同時利用從扇區接收部4208、扇區發送部4210、扇區接收部 4212 (以下為扇區接收部組)得到信息，判斷哪個接收機包含在哪個扇區 中。然後，對將蓄積的發送數據給向哪個扇區發送進行分配。如果對各個 扇區決定了發送數據，則決定發送該數據的數據時隙4004的分配。如果 數據時隙4004的分配結束，則生成與該分配狀態對應的控制時隙4003的 內容。
如果決定了發送內容則對於扇區發送部組的傳播路徑推定用子載波 生成部4303設定用於發生同步用信號4002的碼。該同步用信號基本是任 意一種均可，只要是在時間軸上觀察時自相關僅在一處且存在成為峰值的 信號則可以容易確保在接收機側的同步性能，因此通常選擇這樣的碼。同 時，將開關部4304切換到傳播路徑推定用子載波生成部4303側，另外將 相位控制部4305的每個子載波的相位旋轉量設為0，以後從無線部輸出同 步用信號4002。接著，對傳播路徑推定用子載波生成部4303設定該扇區 所使用的傳播路徑推定用子載波，這裡設定預先分配給扇區的前述的沃爾 什碼的任一個。
同時，控制時隙4003的內容輸入到糾錯編碼部4301。而且，切換開 關部4304進行控制，以使在控制時隙4003的第一個OFDM碼元的奇數 子載波中包括傳播路徑推定用子載波，在第4個OFDM碼元的偶數子載 波中包括傳播路徑推定用子載波，而且在此外的子載波中發送控制時隙 4003的內容。相位控制部4305的各個子載波的相位旋轉量保持為0。
接著控制時隙4003進行數據時隙4004的發送。數據時隙4004的內 容輸入到糾錯編碼部4301。開關部4304切換到映射部4302側，向後級輸 送所有數據時隙。
在發送數據時隙的內容期間扇區控制部預先生成用下一幀發送的數 據，在下一幀開始定時下由同步用信號4002的發送處理其相同地進行處理。通過重複以上的步驟，可以發送圖13A所示的幀格式的信號。 接著，對進行軟合併法時的基站的動作進行說明。
扇區控制部4201 (圖15)在作為來自扇區接收部組的信息的接收機
判斷位於扇區邊界時使用軟合併法。這裡，判斷是否使用軟合併法的信息， 可以考慮使用後述的接收機在各個扇區中的接收功率。此時，扇區控制部
4201為了軟合併法，在鄰接的扇區間在同一時間分配子信道的時隙。假設 軟合併用的時隙中附加了專用傳播路徑推定用子載波。通過將使用專用傳 播路徑推定用子載波的時隙配置在幀的後側，由此將不使用專用傳播路徑 推定用子載波的通常的時隙配置在幀的前側，從而配置在幀開頭的傳播路 徑推定用子載波的附近，因此在接收時提高對幀整體的解調性能。
如果決定了數據時隙4004的分配，則扇區控制部4201 (圖15)按照 上述的步驟發送同步用信號4002 (圖13A)，發送控制時隙4003，進行數 據時隙4004的發送。進行軟合併的時隙被發送時，扇區扇區控制部4201 在傳播路徑推定用子載波生成部4303中設定專用傳播路徑推定用子載波 的碼。該碼在原理上是何種碼均可，到那時在本實施方式中為了便於理解， 均使用1的碼。與控制時隙同樣，通過切換開關部4304來附加專用傳播 路徑推定用子載波。同時扇區控制部通過操作相位控制部4305，使用該扇 區中設定的碼，對包含該時隙的子信道進行相位控制。這裡使用的碼是圖 14B所示的碼，因此其中選擇三個碼分配到各個扇區使用。在本實施方式 中，其中的4101a、 4101b、 4101c所示的碼分別在扇區弁l 井3中使用。
圖17是表示相位控制部4305 (圖16)的構成圖。相位控制部4305 由複數相乘部4401和相位信息生成部4402構成，複數相乘部4401對各 個子載波乘以多個複數；相位信息生成部4402根據從扇區控制部4201得 到的碼信息，生成與各個子載波相乘的值。在圖17中表示了在第一子信 道中採用了碼4101b (圖14B)的情況。 一個碼長為8， 一個子信道的子 載波數量為64，因此在相位信息生成部4402中生成將扇區控制部4201 指示的碼重複8次後的碼，並與指示的子信道的各個子載波相乘。未被指 示相位控制的子載波乘以l不改變相位。通過這樣控制，輸出只有對被指 示的子信道進行了相位調整的信號。
在圖17所示的例子中，將鄰接子載波間的相位差設定成Ti/4、以及後級的IFFT以1024點進行處理，通過這樣，根據傅立葉變換公式的以下式 (3)的關係，生成僅僅第一子信道循環128個抽樣的信號。 (數學式2)
formula see original document page 38 …(3)
在進行該軟合併的時隙中，在各個扇區改變該相位控制用的碼時，僅 在該時隙中向各個扇區發送內容相同且循環次數不同的信號，得到使用 CDT分集所帶來的路徑分集效果。
圖18是表示本實施方式的接收機的構成的方框圖。接收天線部是 4501是接收電波，變換為電信號的模塊；無線接收部4502是從接收到的 信號中選擇需要的信號，變換為基帶信號的模塊；A/D變換部4503是將 模擬的基帶信號變換為數位訊號的模塊；同步部4504是使用同步用信號 4002進行頻率和幀整體的時間同步的模塊；GI去除部4505是從接收到的 信號中去除GI的模塊；S/P變換部4506是使信號成為並行信號，能進行 快速傅立葉變換(FFT)的模塊。
另外，FFT部4508是對輸入信號進行FFT的模塊；碼選擇部4509是 根據控制部4515的指示，選擇與各個子載波的數據相乘的碼的模塊；碼 相乘部4510是將碼選擇部4509輸出的碼與各個子載波的數據相乘的模 塊；傳播路徑推定部4511是根據乘以碼後的各個子載波的數據，推測傳 播路徑的模塊；解映射部4518是將映射到各個子載波的數據作為數據串 提取的模塊；數據解調部4512是利用傳播路徑推定部4511推定的傳播路 徑信息進行接收數據的解調的模塊；扇區功率推定部4513是根據乘以碼 後的各個子載波的數據，推定當前接收的多個扇區的接收功率的模塊；糾 錯部4514是對解調後的接收數據進行糾錯解碼的模塊；控制部4515是根 據接收數據的內容，控制各個模塊，使用上行鏈路發送部4516將必要的 信息傳送到基站的模塊；上行鏈路發送部4516是將發送到其他基站的信 息數據發送到基站的模塊；控制信息解調部4517是對控制時隙4003進行 解調，判斷以後如何接收數據時隙的模塊。
其中，上行鏈路發送部4516因為不是本實施方式的本質內容，所以
38省略其詳細說明，只要是基站可以接收的方法使用，便可以任何一種均可。 以下，對這樣構成的接收機的動作進行說明。接收機用接收天線4501 接收電波，用無線接收部4502提取需要的信號並變換為基帶，由A/D變 換部4503變換為數位訊號。同步部4504利用該信號中配置在幀開頭的同 步用信號4002 (圖13A)進行幀整體的時間同步。時間同步的方法可以是 任何一種方法。
作為一例有測定同步用信號4002的時間波形和接收信號的波形的互 相關，將相關值最高之處作為幀開始時間的方法。在以後的模塊中，進行 時間同步，以OFDM碼元單位進行處理。在GI去除部4505中去除GI， 在S/P變換部4506使信號成為並行信號，變換為由FFT部4507處理的形 式。
在接收機中最初由控制部4515利用碼選擇部4509、碼相乘部4510、 以及扇區功率推定部4513測定從各個扇區的天線發送來的信號的接收功 率。在測定各個扇區的接收功率的方法中存在各種方法，使用任一種方法 均可以。作為其中一例可以使用以下方法對包含了傳播路徑推定用子載 波的控制時隙4003 (圖13A)的信號進行FFT，對提取的包含了傳播路徑 推定用子載波的子載波信號，乘以各個扇區所使用的傳播路徑推定用子載 波的碼的復共軛之後，對各個子載波的振幅取均方(square mean),從而 得到各個扇區的接收功率。控制部4515使用上行鏈路發送部4516，作為 當前包括扇區功率最大的扇區號碼的扇區，通知給作為基站的發送機。同 時通知各個扇區的接收功率，以用於軟合併法的控制。以後，接收機定期 地測定扇區功率，向基站定期地通知扇區相關的信息。在通知了基站不包 含的扇區號碼後，轉移到該扇區的接收動作。
首先接收機接收控制時隙，使用包含的傳播路徑推定用子載波進行傳 播路徑推定。在本實施方式所使用的傳播路徑推定用子載波因為插入在時 隙內的多個時間，所以可以以各種方法求得傳播路徑。
圖19是用於說明本實施方式的傳播路徑推定方法的一例的圖。
圖19A是從一個時隙中提取8個子載波的圖。最初控制部4515 (圖 18)針對碼選擇部4509進行設定，以便要接收的扇區輸出控制時隙中的 傳播路徑推定用子載波中所使用的碼的復共軛。接著，使用碼相乘部4510，對接收到的信號的第1個OFDM碼元的配置了傳播路徑推定用碼的子載 波的信號，乘以該扇區進行發送時在時隙前半所使用的碼、這裡是第1、 3、
5、 7個碼組、即傳播路徑推定用子載波4601的復共軛，求得第1個OFDM 碼元的相應的子載波的傳播路徑。接著對第4個OFDM碼元的配置了傳 播路徑推定用碼的子載波信號，乘以該扇區進行發送時在時隙後半所使用 的碼、這裡是第2、 4、 6、 8個碼組、圖中的4602復共軛，求得第4個 OFDM碼元的相應的子載波傳播路徑。
接著，求得第1個OFDM碼元的未配置傳播路徑推定用碼的子載波 傳播路徑。圖19B的4603表示該子載波。這些子載波的傳播路徑通過線 性插值之前求得的第1個OFDM碼元的子載波傳播路徑而求得。同樣， 求得第4個OFDM碼元的未配置傳播路徑推定用碼的子載波傳播路徑。 圖19B的4604表示該子載波。該子載波的傳播路徑同樣也對之前求得的 第4個OFDM碼元的子載波的傳播路徑進行線性插值而求得。
使用該求得的第1個OFDM碼元的傳播路徑和第4個OFDM碼元的 傳播路徑，來求得剩下的碼元的各個子載波的傳播路徑。在本實施方式中 通過線性插值某個子載波的第1個OFDM碼元的傳播路徑和第4個OFDM 碼元的傳播路徑，求得剩下的OFDM碼元的傳播路徑。圖19C表示在第1 子載波中進行線性插值求得的子載波示為4605。這樣，通過對所有的子載 波進行插補，即使在時隙內的傳播路徑變動的情況下也可以跟蹤變動進行 傳播路徑的推定。
這裡，對子載波的一部，推定8個子載波量的情況進行了說明，但是 作為一個時隙量的64個子載波或全部時隙量的768個子載波情況下也用 同樣的方法來推定傳播路徑。
另外，在要解調的時隙中在沒有包括傳播路徑推定用子載波的情況 下，利用時間上前後的時隙或頻率方向上不同的時隙的傳播路徑推定用子 載波，但是此時在延長包含傳播路徑推定用子載波的時隙內的時間變動量 進行推定時，有時會使誤差增大。此時通過將包含傳播路徑推定用子載波 的時隙內的傳播路徑的平均值作為其他時隙的推定值使用，可以減少誤 差。
與傳播路徑推定同時利用解映射部4518提取控制時隙內的數據，利用從傳播路徑推定部4511輸出的傳播路徑信息在數據解調部4512中進行
解調，在糾錯部4514中施以糾錯後，輸入到控制信息解調部4517。在控 制信息解調部4517中分析後續的數據時隙4005的分配信息，判斷將哪個 時隙以何種解調方式接收。
在發送接收到的時隙的時刻，控制信息解調部4517使解映射部4518、 數據解調部4512、糾錯部4514動作，提取接收數據。
解調控制信息的結果，在將接收的時隙作為專用傳播路徑推定用子載 波使用的情況下，控制信息解調部4517請求控制部4515使用專用傳播路 徑推定用子載波來重新推定該時隙的傳播路徑推定。推定方法基本部分與 控制時隙4003的方法不變。但是控制部4515根據控制信息解調部4517 的輸出知道進行專用傳播路徑推定用子載波的解調的定時，在該解調的定 時下操作碼選擇部4509，設定專用傳播路徑推定用子載波所使用的碼的復 共軛(在本實施方式中均為1)。
而且，以與控制時隙的傳播路徑推定用子載波同等的方法可以推定傳 播路徑。然後使解映射部4518、數據解調部4512、糾錯部4514動作，解 調該時隙，則使用專用導頻的時隙的解調也正常進行。
使用該專用傳播路徑推定用子載波的時隙進行CDT分集的路徑分集 的情況下和不進行CDT分集的路徑分集的情況下均以同樣的動作可以接 收。這即使進行了 CDT分集，從時間軸觀察，在發送時用各個扇區的相 位控制部4305相乘的碼也不過只是使輸出信號循環，從多個扇區發送並 合成的信號也視為存在多路徑的狀態下接收原本設定在專用傳播路徑推 定用子載波用的傳播路徑推定用子載波(在本實施方式中均為1)或數據 部分接收的緣故。
按照以上所述進行動作，可以實現在扇區邊緣僅特定的時隙進行CDT 分集的發送機、接收機。
另外，在本實施方式中在不使用軟合併法的數據時隙中沒有附加傳播 路徑推定用子載波，但是也可以附加控制時隙中使用的傳播路徑推定用子 載波。此時雖然以數據時隙可發送的比特數減少，但是可以提高數據時隙 的傳播路徑穩定性能。只要根據設想的通信環境來選擇即可。 (第四實施方式)在本實施方式中，表示了對從多個發送天線(特別是多個扇區)發送 來的信號，在時間上切換CDT分集的應用(從多個扇區發送同一數據的 情況)和不應用(在所有的扇區中發送不同的數據的情況)，而且在傳播 路徑推定用子載波部中不適用CDT分集(不附加時間延遲)，僅對數據部
分應用CDT分集的情況。
首先，在本實施方式中，作為對象的幀結構與第一實施方式記載的圖 1相同。這裡，將附加在開頭的一個碼元的傳播路徑推定用子載波和與其
緊接的9個碼元的信息信號構成的合計10個碼元的幀作為對象。但是， 假設從一個扇區發送的一個幀中的所有頻率子信道被一個使用者佔有。
另外，傳播路徑推定用子載波在發送天線間不存在時間上的延遲，僅 對數據部分附加時間上的延遲，得到CDT分集的效果。
圖20是表示本實施方式中用於傳播路徑推定用子載波的碼的一例的 圖。如圖20所示，在本實施方式中，使用通過將4個碼片的正交碼重複 子載波數量次而生成的碼(4個碼片的碼重複192次後的碼長為768個碼)。 這樣通過使用每4個碼片正交的碼，在頻率變動不那麼劇烈的情況下，可 以在經由不同傳播路徑的多個信號中維持正交性，不互相干擾地進行傳播 路徑的推定。將上述的正交碼E、 F、 G用於各個扇區的傳播路徑推定用 子載波，因此以後將這些碼稱為扇區固有的正交碼。
另夕卜，圖20所示的碼，作為一例表示使用了 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor)碼的情況，但是並不局限於此。
圖21是表示本實施方式的發送機的構成的方框圖。在該發送機中， 傳播路徑推定用子載波在發送天線間不存在時間上的延遲，僅數據部分附 加時間上的延遲，可以得到CDT分集的效果。但是圖21與第一實施方式 記載的圖3幾乎相同，不同點在於在傳播路徑推定用子載波生成部6100、 6200、 6300中生成採用了圖20所示的扇區固有的碼的傳播路徑推定用子 載波，發送到發送系統的多路復用部105、 116、 127;開關610S、 6119、 6130通過傳播路徑推定用子載波/數據切換信號，在通知了來自P/S變換 部107、 118、 129的輸出是數據部分的信號的情況下，根據與圖3同樣的 CDT分集應用/不應用的切換，在CDT分集應用時P/S變換部107、 118、 129的輸出輸入到時移部109、 120、 137，在CDT分集不應用時，將P/S變換部107、 118、 129的輸出輸入到GI插入部110、 121、 138，並在通知 來自P/S變換部107、 118、 129的輸出是傳播路徑推定用子載波部分的信 號的情況下，將P/S變換部107、 118、 129的輸出輸入到GI插入部110、 121、 138;以及控制部6101除了 CDT分集應用/不應用的通知信號以外， 還將傳播路徑推定用子載波/數據切換信號通知給開關6108、 6119、 6130。 圖21是表示糾錯編碼部102、 113、 124; S/P變換部103、 114、 125; 映射部104、 115、 126;多路復用部105、 116、 127; IFFT部106、 117、 128; P/S變換部107、 118、 129;時移部109、 120、 137; GI插入部llO、 121、 132; D/A變換部111、 122、 133;無線發送部112、 123、 134;天 線部135與上述第一實施方式(參照圖3)相同，所以賦予統一附圖標記 省略其說明。
圖22是表示本實施方式中的接收機的構成的方框圖。 圖22的天線部150、無線接收部151、 A/D變換部152、同步部153、 GI去除部154、 S/P變換部155、 FFT部156、傳播路徑推定用子載波提取 部157、傳播路徑補償部163、糾錯解碼部164與上述第一實施方式(參 照圖5)相同，因此賦予同一碼省略其說明。
從傳播路徑推定用子載波提取部157輸出的傳播路徑推定用子載波， 在傳播路徑推定部6400—1、 2中分別使用來自各個扇區的傳播路徑推定 用子載波進行傳播路徑推定，所得到的傳播路徑推定值分別輸出到相位旋 轉部6401 — 1、 2。在相位旋轉部6401 — 1、 2中按照控制部6403所通知的 相位旋轉量0，將k， 0的相位旋轉附加在第k個子載波，並輸出到加法 器6402。在加法器6402中，相加來自相位旋轉部6401 — 1、 2的輸出，輸 出到開關6161。
如上所述，本實施方式的接收機，根據發送機的數量，以不同的方法 推定傳播路徑信息。另外，本實施方式的接收機，在從多個發送機接收到 同一數據時，計算來自各個發送機的傳播路徑信息，進而根據各個傳播路 徑信息，計算出接收數據時的所合成的傳播路徑信息。
圖23是表示本實施方式的傳播路徑推定部6400—1、 2 (這裡總稱為 6400)的構成的方框圖。傳播路徑推定部6400—1、 2由碼相乘部158和 解擴頻部159構成。由碼相乘部158對傳播路徑推定用子載波提取部157的輸出乘以圖20所示的扇區固有的正交碼的復共軛，並將該輸出輸出到
解擴頻部159。另外，傳播路徑推定部6400—1的輸出，也輸出到開關6161。 在解擴頻部159中，對碼相乘部158的輸出按每4個碼片進行積分，通過 計算其平均值得到每4個碼片(4個子載波)的傳播路徑推定值，這作為 傳播路徑推定部6400—1、 2的輸出，輸出到相位旋轉部6401 — 1、 2。
另外，從控制部6403通知的扇區固有的正交碼輸入到碼相乘部158、 解擴頻部159。
在開關6161中假設根據包含在傳播路徑推定部6400—1中的碼乘法 部158、傳播路徑推定部6400—1、以及相加部6402得到三種輸入，但是 除此以外根據控制部輸出的選擇信號，在接收機的接收信號狀態良好、可 得到足夠的信號質量的情況下，將碼乘法部158的輸出作為傳播路徑推定 值輸出到傳播路徑補償部163，在接收機的接收信號狀態惡化、不能得到 足夠信號質量的情況下，將傳播路徑推定部6400—1的輸出作為傳播路徑 推定值輸出到傳播路徑補償部163，在進行CDT分集的情況下，將相加部 6402的輸出作為傳播路徑推定值輸出到傳播路徑補償部163。
另外，在控制部6403中，在未進行CDT分集的情況下，傳播路徑推 定部6400 — 1、 2被通知期望扇區的扇區固有的正交碼，在進行CDT分集 的情況下，傳播路徑推定部6400—1、 2被通知期望扇區的扇區固有的正 交碼。
另外，在控制部6403中，在圖21記載的發送機(在基站中)應用 CDT分集時，在某個扇區中附加在數據部分的延遲時間作為T的情況下， 將用0-2兀，fc，T求得的相位旋轉量0，通知給各個相位旋轉部6401 — 1 、 2，進行上述相位旋轉處理。另外fc表示OFDM傳輸時的子載波間隔。
進而，在控制部6403中將下述情況作為選擇信號通知給開關6161: 接收機的接收信號狀態良好可以得到足夠的信號質量的情況；接收機的接 收信號狀態差不能得到良好的信號質量的情況；以及，進行CDT分集的 情況。
另外，上述0在接收機中是已知的或事先被通知的。 如上所述，在本實施方式的發送機中，以M個(M為大於等於2的 整數)的子載波單位正交的碼以子載波單位相乘作為傳播路徑推定用子載波進行發送，在發送數據的OFDM碼元中，第k個(k為大於等於1且小 於等於子載波總數的整數)的子載波，對由數據來調製後的相位進一步賦 予(k一l) X(J)相位旋轉而發送，進而對於同一接收機，同時與其他發送 機聯動地發送相同數據時，將4)作為不同的值進行發送。
通過使用圖21和圖22記載的發送機以及接收機，在傳播路徑推定用
子載波區間中，儘管在發送天線間不存在時間上的延遲，通過僅對數據區
間附加時間延遲，可以得到CDT分集的效果，另外即使在對傳播路徑推 定用子載波利用OVSF碼等正交碼等的情況下，可以保持從各個扇區發送 的傳播路徑推定用子載波間的正交性，抑制傳播路徑推定時的推定誤差。 另外，在以上說明過的實施方式中，實現圖3、 7、 21的傳播路徑推 定用子載波生成部、控制部、糾錯編碼部、串行/並行變換部、映射部、多 路復用部、IFFT部、並行/串行變換部、開關、時移部、GI插入部、數字 /模擬變換部、112、無線發送部、圖5、 8、 22的無線接收部、模擬/數字 變換部、同步部、GI去除部、S/P變換部、FFT部、傳播路徑推定用子載 波提取部、碼相乘部、解擴頻部、控制部、開關、功率計算部、傳播路徑 補償部、糾錯解碼部的功能的程序記錄在計算機可讀取的記錄介質中，並 且使計算機系統讀取記錄在該記錄介質中的程序並執行，從而進行發送機 或接收機的控制也可。另外，所謂"計算機系統"包括OS和周邊設備等 硬體。
另外，所謂"計算機可讀取的記錄介質"，是指軟盤、光磁碟、ROM、 CD—ROM等可移動介質，內置在計算機系統中的硬體等的存儲裝置。進 而所謂"計算機可讀取的記錄介質"還包括如通過網際網路等網絡或電話線 路等通信線路發送程序時的通信線路這樣的短時間動態保持程序的介質； 以及在此時的伺服器或客戶端的計算機系統內部的易失性存儲器那樣的、 一定時間保持程序的介質。另外，上述程序，也可以實現上述功能的一部 分，也可以將上述功能與已經記錄在計算機系統中的程序組合來實現。
以上，參照附圖對本發明的實施方式進行詳細說明，但是具體的構成 並不局限於該實施方式，還包括在不脫離本發明主旨的範圍的設定等。
產業上的應用可能性
本發明可以應用於在採用OFDM方式的蜂窩系統中，對傳播路徑推定用子載波乘以碼進行通信的發送機、OFDM通信系統以及發送方法中， 可以防止傳播路徑推定用子載波互相干擾，提高傳播路徑推定精度，提高 通信質量。
權利要求
1、 一種發送機，在採用OFDM方式的蜂窩系統中，對傳播路徑推定 用子載波乘以碼進行發送，上述碼中，與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位差4) 為恆定、並且連續的M個子載波各自的碼和與其他發送機的同一子載波 相乘的碼彼此正交，其中M為大於等於2的整數。
2、 根據權利要求1所述的發送機，其特徵在於，在子載波總數Nsub滿足2^〈Nsub^2W的條件時，將小設定為使其滿 足4)X2W二2n兀，並且，將M設定為使M成為Nsub的約數，其中N為自 然數，n為整數。
3、 根據權利要求1或2所述的發送機，其特徵在於， M=4，4>=0、兀/2、兀、3兀/2的組中的全部或一部分。
4、 根據權利要求3所述的發送機，其特徵在於，在將j設為虛數單位的情況下，分配給上述連續的4個子載波的碼為 (1、 1、 1、 1)、 (1、j、 一l、 一j)、 (1、 _1、 1、 一l)、 (1、 —j、 —1、j)。
5、 根據權利要求1或2所述的發送機，其特徵在於， M=8，4>二0、兀/4、兀/2、 3兀/4、兀、5兀/4、 3兀/2、 7兀/4的組中的全部或一部分。
6、 根據權利要求5所述的發送機，其特徵在於，在將j設為虛數單位的情況下，分配給上述連續的8個子載波的碼為 (1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1)、 (1、 (l + j)/"、 j、(一1 + j) /(2、 _1、 (一l一 j) /"、 一j、 (l一j) /")、 (1、 j、 —1、 — j、 1、 j、 一l、 — j)、 (1、 (—l + j) /V2 、 一 j 、 ( 1 + j ) 〃 2 、 _ 1 、 ( 1 — j ) 〃 2 、 j 、 (一 1 — j )(1、 —1、 1、 一l、 1、 —1、 1、 —1)、 (1、 (—1 — j ) 、 j 、 ( 1 _ j ) /T 2 、 一 1 、 ( 1 + j ) /T 2 、 — j 、 (1一j)/(2)、 (1、—j、—1、 j、 1、一j、一l、 j)、 (1、 (1 _j) /(2、 一j、 (一1 — j) /(2、 一l、 (_l + j) /(2、formula see original document page 3
7、 一種發送機，在採用OFDM方式的使用具有多個扇區的基站的蜂窩系統中，對傳播路徑推定用子載波乘以碼進行發送， 上述碼由第一碼和第二碼構成，上述第一碼中，與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位差4)為恆定、並且連續的M個子載波各自的碼和與其他扇區的發送機的 同一子載波相乘的第一碼彼此正交，其中M是大於等於2的整數， 上述第二碼是基站固有碼。
8、 一種發送機，在採用OFDM方式的使用具有多個扇區的基站的蜂 窩系統中，設置在上述各個扇區，在將用於生成傳播路徑推定用OFDM碼元的 碼分配給各個子載波的時候、以及在將通信數據分配給各個子載波的時 候，如果將與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位差設為將傳播路徑推定用子載波的配置間隔設為n，則在所有的OFDM碼元 中對於第k個子載波，對調製後的相位進一步賦予(k一l) Xcl)/n的相位 旋轉，進行發送，其中n為大於等於1的整數，k為大於等於l且小於等 於子載波總數的整數；在每個上述扇區中，4)是固有的。
9、 根據權利要求8所述的發送機，其特徵在於， 在將有效OFDM碼元長度與所設定的保護間隔長度之比設為1: G的情況下，將相位差4)設定為使其滿足4) ^2xGx兀的條件。
10、 一種發送機，在採用OFDM方式的蜂窩系統中，將根據權利要 求1到6所述的碼分配給傳播路徑推定用子載波作為傳播路徑推定用子載 波進行發送，如果將與連續的傳插路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位 差設為cj)，將傳播路徑推定用子載波的配置間隔設為n，則在發送數據的 OFDM碼元中對於第k個子載波，對調製後的相位進一步賦予(k一l) X d)/n的相位旋轉，進行發送，其中n為大於等於l的整數，k為大於等於 1且小於等於子載波總數的整數。
11、 一種發送機，在採用OFDM方式的蜂窩系統中，將以M個子載波單位正交的碼以子載波單位相乘作為傳播路徑推定用子載波進行發送，如果將與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間 的相位差設為4)，將傳播路徑推定用子載波的配置間隔設為n，則在發送數據的OFDM碼元中對於第k個子載波，對調製後的相位進一步賦予(k 一l) XcD/n的相位旋轉，進行發送，其中M為大於等於2的整數，n為 大於等於1的整數，k為大於等於1且小於等於子載波總數的整數。
12、 根據權利要求8 10中任一項所述的發送機，其特徵在於 通過將IFFT的輸出旋轉，對OFDM碼元賦予相位旋轉ci)。
13、 一種發送機，在以頻率時間分割接入的採用OFDM方式的蜂窩 系統中，將與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位差小為恆定、 並且連續的M個子載波各自的碼和與其他發送機的同一子載波相乘的碼 彼此正交的碼作為傳播路徑推定用子載波發送到接收機，如果將傳播路徑 推定用子載波的配置間隔設為n，則在向同一接收機，同時與其他發送機 聯動地使用同一頻帶發送相同數據的時候，對於第m個子載波，對由數據 來調製後的相位進一步賦予(m—l) XcJ)/n的相位旋轉，進行發送，其中 M為大於等於2的整數，n為大於等於l的整數，m為大於等於l且小於 等於進行通信的頻帶的子載波總數的整數。
14、 一種OFDM通信系統，具備 根據權利要求1 7中任一項所述的發送機；和接收機，在解調從一個發送機發送的數據的時候，通過FFT對包含接 收到的傳播路徑推定用子載波的OFDM碼元進行頻率變換，在發送側以 保持正交性的傳播路徑推定用子載波為單位來推定作為與發送機之間的 頻率響應的傳播路徑，在對從數目大於等於2的發送機發送來的相同數據 進行解調的時候，通過FFT對接收到的傳播路徑推定用子載波所包含的 OFDM碼元進行頻率變換，對傳播路徑推定用子載波乘以任一個發送機所 使用的碼的復共軛，由此求得來自所有的發送機的結合的傳播路徑。
15、 根據權利要求14所述的OFDM通信系統，其特徵在於， 上述接收機具備根據傳播路徑推定用信號的正交性來推定每個發送機的可靠性的功能。
16、 一種OFDM通信系統，具備根據權利要求8 10中的任一項的所述的發送機；和 接收機，通過FFT對接收到的傳播路徑推定用子載波所包含的OFDM 碼元進行頻率變換，對傳播路徑推定用的子載波乘以發送機所使用的碼的 復共軛，由此求得與發送機之間的傳播路徑，通過進行IFFT，變換為脈衝 響應，根據變換後的結果、信號成分集中的位置，來決定基站或扇區、或 其二者。
17、 一種OFDM通信系統，具備 根據權利要求8 10中的任一項的所述的發送機；和 接收機，通過FFT對接收到的傳播路徑推定用子載波所包含的OFDM碼元進行頻率變換，對傳播路徑推定用的子載波乘以發送機所使用的碼的 復共軛，由此求得與發送機之間的傳播路徑，通過進行IFFT，變換為脈衝 響應，僅僅提取變換結果、信號成分集中的時間，再次進行FFT，由此推 定與所連接的扇區的發送機之間的傳播路徑。
18、 一種OFDM通信系統，具備 根據權利要求8 10中的任一項的所述的發送機；和接收機，通過FFT對接收到的傳播路徑推定用子載波所包含的OFDM 碼元進行頻率變換，對傳播路徑推定用子載波乘以發送機所使用的碼的復 共軛，由此求得與發送機之間的傳播路徑。
19、 一種OFDM通信系統，具備 根據權利要求IO所述的發送機；和接收機，具備根據傳播路徑推定用信號的正交性來推定每個發送機的 可靠性的功能。
20、 一種OFDM通信系統，具備 根據權利要求ll所述的發送機；和接收機，在從多個發送機接收同一數據的時候，計算來自各個發送機 的傳播路徑，進一步根據各個傳播路徑來計算在接收數據時的合成的傳播 路徑。
21、 一種OFDM通信系統，具備 根據權利要求13所述的發送機；和接收機，發送各個時隙的控制信息，通過FFT對接收到的傳播路徑推定用子載波所包含的OFDM碼元進行頻率變換，對傳播路徑推定用子載波乘以發送機所使用的碼的復共軛，由此求得與發送機之間的傳播路徑， 進一步從接收到的上述控制信息中解調出進行接收的時隙和用於解調與 調製相關的信息的控制信息，對發往自身終端的數據時隙進行解調。
22、 一種發送方法，在採用OFDM方式的蜂窩系統中，對傳播路徑 推定用子載波乘以碼進行發送，上述碼中，與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位差為 恆定、並且連續的M個子載波各自的碼和與其他發送機的同一子載波相 乘的碼彼此正交，其中M為大於等於2的整數。
23、 一種發送方法，在採用OFDM方式的使用具有多個扇區的基站 的蜂窩系統中，對傳播路徑推定用子載波乘以碼來進行發送，上述碼由第一碼和第二碼構成，上述第一碼中，與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位 差4)為恆定、並且連續的M個子載波各自的碼和與其他扇區的發送機的 同一子載波相乘的第一碼彼此正交，其中M是大於等於2的整數，上述第二碼是基站固有碼。
24、 一種發送方法，在採用OFDM方式的使用具有多個扇區的基站 的蜂窩系統中，設置在上述各個扇區，在將用於生成傳播路徑推定用OFDM碼元的 碼分配給各個子載波的時候、以及在將通信數據分配給各個子載波的時 候，如果將與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位差設為 4>，將傳播路徑推定用子載波的配置間隔設為n，則在所有的OFDM碼元 中對於第k個子載波，對調製後的相位進一步賦予(k一l) X4)/n的相位 旋轉，進行發送，其中n為大於等於1的整數，k為大於等於l且小於等 於子載波總數的整數；在每個上述扇區中，4)是固有的。
25、 一種發送方法，在採用OFDM方式的蜂窩系統中， 將根據權利要求21所述的碼分配給傳播路徑推定用子載波作為傳播路徑推定用子載波進行發送，如果將與連續的傳播路徑推定用子載波相乘 的碼之間的相位差設為小，將傳播路徑推定用子載波的配置間隔設為n，則在發送數據的OFDM碼元中對於第k個子載波，對調製後的相位進一步賦予(k一l) X(Wn的相位旋轉，進行發送，其中n為大於等於l的整 數，k為大於等於1且小於等於子載波總數的整數。
26、 一種發送方法，在採用OFDM方式的蜂窩系統中，將以M個子 載波單位正交的碼以子載波單位相乘作為傳播路徑推定用子載波進行發 送，如果將與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位差設為 4)，將傳播路徑推定用子載波的配置間隔設為n，則在發送數據的OFDM 碼元中對於第k個子載波，對調製後的相位進一步賦予(k一l) X4)/n的 相位旋轉，進行發送，其中M為大於等於2的整數，n為大於等於l的整 數，k為大於等於l且小於等於子載波總數的整數。
全文摘要
一種發送機，在採用OFDM方式的蜂窩系統中，對傳播路徑推定用子載波乘以碼進行發送，上述碼中，與連續的傳播路徑推定用子載波相乘的碼之間的相位差φ為恆定、並且連續的M個(M為大於等於2的整數)子載波各自的碼和與其他發送機的同一子載波相乘的碼彼此正交。
文檔編號H04J11/00GK101313502SQ200680043670
公開日2008年11月26日 申請日期2006年10月3日 優先權日2005年10月3日
發明者今村公彥, 浜口泰弘, 藤晉平, 難波秀夫 申請人:夏普株式會社