一種折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構的製作方法

2024-03-31 07:42:05 1

本發明屬於電磁兼容技術領域，特別是涉及一種折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構。

背景技術：

隨著高速印刷電路板的設計要求的不斷提高，保持印刷電路板的信號完整性已經成為高速印刷電路板設計必須要考慮的因素。高速印刷電路板的信號不完整性問題是由於板卡的電源層與地層之間產生的同步翻轉噪聲造成的。隨著數字電路傳輸速度的增加，輸出翻轉時間不斷減少。較短的翻轉時間會使高速印刷電路板的電源層產生更高的輸出端瞬態電流，從而造成電源層與地層之間更高的電壓差，這一電壓差使地層產生了一個瞬間的低壓信號，結果造成電源層與地層之間產生了同步翻轉噪聲，同步翻轉噪聲不僅會影響集成電路中的信號傳輸，還會降低數字電路的噪聲容限。之前的研究者並沒有找到一種抑制同步翻轉噪聲的有效方法，直到近幾年，研究者們才開始通過電磁帶隙結構來抑止同步翻轉噪聲的研究。

技術實現要素：

為了解決上述問題，本發明的目的在於提供一種能有效降低截止頻率、提高阻帶帶寬，易於實現，效益高的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構。

為了達到上述目的，本發明提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構包括非導電基板、金屬板和多個電磁帶隙單元；其中非導電基板為長方形、l字形和正方形板；金屬板覆在非導電基板的下表面；多個電磁帶隙單元覆在非導電基板的上表面，是經過圖形化而形成的連續排布的多個金屬體；每個電磁帶隙單元是由方形中央金屬體和位於中央金屬體外側同一平面內且呈口字形的第一至第四導體線構成；其中第一導體線是從中央金屬體的左邊線中點位置圍繞中央金屬體四條邊順時針延伸數十圈而形成的；第二導體線是從中央金屬體的上邊線中點位置圍繞中央金屬體的四條邊順時針延伸數十圈而形成的；第三導體線是從中央金屬體的右邊線中點位置圍繞中央金屬體的四條邊順時針延伸數十圈而形成的；第四導體線是從中央金屬體的下邊線中點位置圍繞口字形中央金屬體的四條邊順時針延伸數十圈而形成的。

所述的電磁帶隙單元的厚度為0.4mm。

所述的電磁帶隙單元的數量為兩個時，並排分布在長方形非導電基板上。

所述的電磁帶隙單元的數量為三個時，以l形分布在l字形非導電基板上。

所述的電磁帶隙單元的數量為九個時，以3×3個正方形的方式分布在正方形非導電基板上。

本發明提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構與現有技術相比具有以下優點：

本發明採用諧振型電磁帶隙結構原理，其單位晶格之間相當於形成一個諧振效應比較強的lc並聯電路。這種結構有更寬的相對帶寬和更低的截止頻率，基本覆蓋同步翻轉噪聲的噪聲頻帶，可以全向抑制位於電源平面和地平面之間的同步反轉噪聲。

附圖說明

圖1是本發明實施例1提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構示意圖；

圖2是本發明實施例2提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構示意圖；

圖3是本發明實施例3提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構示意圖；

圖4是本發明提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構中電磁帶隙單元結構示意圖；

圖5是nw型共面電磁帶隙電源層結構與參考電源平面結構(完整電源層結構)的s21參數對比；

圖6是nw型共面電磁帶隙電源層結構與l-bridge型共面電磁帶隙電源層結構的s21參數對比；

圖7是nw型共面電磁帶隙電源層結構的s21、s31參數對比；

具體實施方式

下面結合附圖和具體實施例對本發明進行詳細說明，使本領域技術人員更容易理解本發明的特徵與創新之處，從而更清晰地界定本發明的保護範圍。

實施例1：

如圖1、圖4所示，本實施例提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構包括非導電基板1、金屬板2和兩個電磁帶隙單元3；其中非導電基板1為長方形板；金屬板2覆在非導電基板1的下表面；兩個電磁帶隙單元3並排覆在長方形非導電基板1的上表面，是經過圖形化而形成的連續排布的兩個金屬體；每個電磁帶隙單元3是由方形中央金屬體4和位於中央金屬體4外側同一平面內且呈口字形的第一至第四導體線5，6，7，8構成；其中第一導體線5是從中央金屬體4的左邊線中點位置圍繞中央金屬體4四條邊順時針延伸28—30圈而形成的；第二導體線6是從中央金屬體4的上邊線中點位置圍繞中央金屬體4的四條邊順時針延伸28—30圈而形成的；第三導體線7是從中央金屬體4的右邊線中點位置圍繞中央金屬體4的四條邊順時針延伸28—30圈而形成的；第四導體線8是從中央金屬體4的下邊線中點位置圍繞口字形中央金屬體4的四條邊順時針延伸28—30圈而形成的。電磁帶隙單元3的厚度為0.4mm。

實施例2：

如圖2、圖4所示，本實施例提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構包括非導電基板1、金屬板2和三個電磁帶隙單元3；其中非導電基板1為l字形板；三個電磁帶隙單元3以l形覆在l字形非導電基板1的上表面；其餘結構同實施例1，因此這裡不再重述。

實施例3：

如圖3、圖4所示，本實施例提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構包括非導電基板1、金屬板2和九個電磁帶隙單元3；其中非導電基板1為正方形板；九個電磁帶隙單元3以3×3個正方形的方式覆在正方形非導電基板1的上表面。

下面通過仿真，測試本發明提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構應用於電源平面時對同步翻轉噪聲的抑制效果，具體步驟如下：

(1)將尺寸為30mm×30mm的電磁帶隙單元3以3×3的排布方式建模，建立一種尺寸為90mm×90mm×0.4mm的雙層印刷電路板模型，電源層與地層之間的介質材料為fr-4，其相對介電常數r＝4.4，損耗角正切tan＝0.02，地平面保持連續完整，如圖3所示。

(2)用ansofthfss軟體來仿真，採用50ω同軸激勵，將模型左上角設為(0,0,0)，添加port1(45mm，45mm，0.4mm)作為模型的輸入埠，添加port2(75mm，15mm，0.4mm)和port3(75mm，45mm，0.4mm)作為模型的兩個輸出埠。仿真頻率段為0-15ghz。仿真曲線如圖5、圖6、圖7所示，考慮抑制深度為—30db時，由仿真曲線結果可知，l-bridge型共面電磁帶隙電源層結構的s21曲線抑制範圍是700mhz-4.7ghz，本發明提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構的s21為170mhz-12.6ghz。通過計算得出，l-bridge型共面電磁帶隙電源層結構的有效阻帶帶寬為4ghz，相對阻帶帶寬為148.1％，本發明提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構的有效阻帶帶寬為12.43ghz，相對阻帶帶寬為196.9％。由此可知，本發明提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層的有效阻帶帶寬較l-bridge共面電磁帶隙電源層結構提高了8.43ghz，相對阻帶帶寬提高了48.8％。本發明提供的折線形增強相鄰電感的共面電磁帶隙電源層結構對同步翻轉噪聲有較好的抑制特性，阻帶帶寬範圍明顯變寬，相對帶寬有了顯著提高，阻帶下限截止頻率有所下降，而且電源平面上的同步翻轉噪聲能被全向抑制。