用於高頻電介質加熱的功率控制裝置及其功率控制方法
2023-10-22 10:59:47 2
專利名稱：用於高頻電介質加熱的功率控制裝置及其功率控制方法
技術領域：
本發明涉及諸如微波爐之類的使用磁控管(magnetron)的高頻電介質加 熱的功率控制，具體地，涉及不受磁控管特性變化或特性類型、或磁控管的 陽極溫度等差異影響的高頻電介質加熱。
背景技術：
在相關技術中的已知高頻電介質加熱單元根據來自逆變器(inverter)的 輸出脈衝的寬度來調整施加到磁控管的功率。隨著信號重疊(superposition) 部件的輸出電壓變高，逆變器控制電路的輸出脈衝寬度變寬並且施加到磁控 管的功率增加。該配置使得可能改變信號重疊部件的輸出電壓，以連續地改 變磁控管的加熱輸出。
由於加熱器也用作磁控管的陰極，所以用於將電壓施加到磁控管的變壓 器也將電壓施加到加熱器，因而施加到加熱器的功率也響應於施加到^f茲控管 的功率的變化而變化。因此，如果試圖將加熱器溫度維持在適當範圍中，則 只可在微小的範圍內改變加熱輸出，並且不能連續地改變加熱輸出；這是一 個問題。
作為用於解決該問題的高頻加熱單元，可用專利文件1中的公開的控制 系統。圖30是描述了用於執行該控制系統的高頻加熱單元的圖。在圖30中， 加熱控制系統包括、磁控管701;用於在將高壓功率施加到高壓整流電路702 的同時將功率施加到磁控管701的加熱器715的變壓器703，其中所述高壓 整流電路702用於將次級線圈功率施加到磁控管701;逆變器電路705，用於 整流AC電源704,將其轉換為預定頻率的AC,並將該AC提供到變壓器703; 功率檢測部件706，用於檢測逆變器電路705的輸入功率或來自逆變器電路 705的輸出功率；輸出設置部分707，用於輸出與任何希望的加熱輸出設置對 應的輸出設置信號；功率調節部分708，用於在功率檢測部件706的輸出和 輸出設置信號之間進行比較，並控制功率調節信號的DC電平，以便提供任 何希望的加熱輸出；振蕩檢測部件719,用於輸出振蕩檢測信號，如果功率檢測部件706的輸出變為等於或大於參考電壓生成部件718的輸出電平則該 振蕩檢測信號進行低到高的轉變；比較電壓生成電路716，用於生成相應於 輸出設置信號的電壓，通過電平轉換電路720波形整形信號比較輸出設置信 號；波形整形電路721，用於整形整流電路710的輸出，該整流電路710用 於基于波形整形信號和振蕩檢測信號來整流AC電源電壓704;比較電路711, 用於比較波形整形電路721的輸出信號與比較電壓生成電路716的輸出，並 當前者小於後者時輸出比較參考電壓，或當前者大於後者時執行反轉 (inverting)放大；信號重疊部件712，用於將比較電路711的輸出的波動信號 疊加到功率調節信號上，並輸出脈衝寬度控制信號；振蕩電路713和逆變器 控制電路714,用於通過脈衝寬度控制信號執行振蕩電路713的輸出的脈沖 寬度調製，並根據調製輸出驅動逆變器電路5。
高頻加熱單元基於逆變器控制電路714的輸出脈衝寬度來調整施加到磁 控管701的功率。隨著信號重疊部件712的輸出電壓變得更高，逆變器控制 電路714的輸出脈沖寬度加寬，並且增加施加到磁控管701的功率。在該單 元中，信號疊加部件712的輸出電壓連續改變，因而使得可能連續改變磁控 管701的加熱輸出。
根據該配置，響應於由波形整形電路721的輸出設置執行整形，以便輸 入AC電源704的整流電壓，並輸出到比較電路711。通過具有比較電壓生成 電路716的比較電路711執行波形整形電路721的輸出的反轉放大，以便生 成在與作為參考電壓的加熱輸出設置信號相應的電平上的參考信號，並且將 反轉放大信號和功率調節部分708的輸出相互疊加，從而對於信號疊加部件 712輸出的脈衝寬度控制信號，接近AC電源704的最大幅度的電平變低，而 在與加熱輸出設置為高時相比的低輸出時間上磁控管非振蕩部分中的電平變
高，因此，延長了磁控管的每電源周期的振蕩時間段。因而，施加到加熱器 的功率增加。此外，在高輸出時間，逆變器的輸入電流波形變為在包絡峰值 附近向上凸起的波形，並且接近正弦波的經整形的波形，而且抑制了諧波電
、、雲
因此控制脈衝寬度控制信號，使得在低輸出時間加熱器電流被大量進入， 並且在高輸出時間通過波形整形電3各721減少電源電流諧波，/人而電源電流 諧波可保持較低，可使得加熱器電流變化較小，並且可實現非常可靠的高頻 力口熱單元。但是，在控制中，發現由於執行基於"預期的控制系統"的波形整形， 所以波形整形不能跟P逸磁控管特性的變化或特性的類型、由磁控管的陽極溫
度和微波爐中的負載引起的ebm(陽極-陰極電壓)波動、或者電源電壓波動， 使得通過使用調製波形執行脈沖寬度調製，輸入電流波形變為接近正弦波， 其中通過處理和整形用於開關電晶體的ON/OFF驅動脈沖的商業電源波形提 供所述調製波形。
將簡略描述引起本發明的磁控管特性的變化或特性的類型。由於磁控管 的VAK (陽極陰極電壓)-Ib特性是如圖31所示的非線性負載，所以響應於 商業電源的相位來調製ON寬度，並使得輸入電流波形接近正弦波，以便改 進功率因子。
磁控管的非線性特性依據磁控管的類型而改變，並且也由於磁控管溫度 和在微波爐中加熱的物質(負載)而波動。
圖31是》茲控管的陽極陰極應用電壓-陽極電流特性圖；(a)是示出依據 磁控管類型的差異的圖；(b)是示出依據磁控管的電源匹配的好壞的差異的 圖；而(c)是示出依據磁控管溫度的差異的圖。在圖(a)到(c)中，縱軸 指示陽極-陰極電壓而橫軸指示陽極電流。
然後，參考(a)， A、 B和C是三種類型磁控管的特性圖。對於磁控管A, 只有微小電流IA1或更少電流的流過，直到VAK變為VAKl(二ebm)為止。但 是，如果VAK超出VAK1,則電流IA迅速開始增加。在該區域，IA根據VAK 的微小差異而顯著改變。接下來，對於磁控管B, VAK2—ebm)低於VAK1, 並且對於磁控管C, VAK3(^ebm)低於VAK2。由於對於與具有低ebm的磁控 管匹配的調製波形來說，依據磁控管類型A、 B、 C,磁控管的非線性特性這 樣變化，所以當使用具有高ebm的磁控管時輸入電流波形變得失真。相關技 術的單元不能處理這些問題。而後，生產不受磁控管類型影響的高頻電介質 加熱電路是個問題。
類似的，參考(b)，磁控管的三種類型的特性圖示出從每個磁控管查看 的加熱腔阻抗匹配的好壞。如果阻抗匹配好，則VAKl(二ebm)最大而隨著變 差而變小。因此，磁控管的非線性特性也依據阻抗匹配的好壞而顯著改變， 因此生產不受磁控管類型影響的高頻電介質加熱電路是個問題。
類似地，參考(c),磁控管的三種類型的特性圖示出磁控管溫度的高低。 如果溫度低，則VAKl(二ebm)最大，而隨著溫度逐漸變高，ebm而變小。因此，如果磁控管溫度與低溫度匹配，則當磁控管溫度變高時，輸入電壓波形 變得失真。
因此，磁控管的非線性特性也依據磁控管溫度差異而顯著改變，因此生 產不受磁控管類型影響的高頻電介質加熱電路是個問題。
專利文件2公開了用於處理上述問題的控制系統。圖32是描述用於執行 該控制系統的高頻加熱單元的框圖。
在圖32中，通過有4個二極體232組成的二極體橋型整流電路231整流 AC電源220的AC電壓，並且通過由電感器234和電容器235組成的平滑電 路230將該AC電壓轉換為DC電壓。然後，通過由諧振電路236和開關晶 體管239組成的逆變器電路將DC電壓轉換為高頻AC，其中所述諧振電路 236由電容器237和變壓器241的初級線圏238組成，並且通過變壓器241 在變壓器241的次級線圈243感應高頻高電壓。
通過由電容器245、 二極體246、電容器247和二極體248組成的電壓放 大整流器244，將在次級線圈243中感應的高頻高電壓施加到磁控管250的 陽極252和陰極251之間。變壓器241還包括第三級線圈242,用於加熱磁 控管250的加熱器(陰極)251。所描述的電路是逆變器電路210。
接下來將描述用於控制逆變器的開關電晶體239的控制電路270。首先， CT等的電流;險測部件271檢測逆變器電路的輸入電流；整流電路272整流來 自電流檢測部件271的電流信號；平滑電路273平滑信號；以及比較電路274 進行在該信號和來自輸出設置部分275的信號之間的比較，該輸出設置部分 275用於輸出相應於加熱輸出設置的輸出設置信號。由於，比較電路274進 行比較以控制功率的幅度，所以替代上述輸入信號，磁控管250的陽極電流 信號、開關電晶體239的集電極電流信號等可為輸入信號。
另一方面，可通過二^L管261整流AC電源220，並且整形電路262整 形波形。然後，反轉(inversion)和波形處理電路263變換來自整形電路262 的信號，並執行波形處理。可變增益放大器電路291 (稍後描述)改變來自 整形電路262的輸出信號，並輸出參考波形信號。波形誤差檢測電路292輸 出來自整流電路272的輸入電流波形信號和來自可變增益放大器電路291的 參考波形信號之間的差異，作為波形誤差信號。混頻(mix)和濾波電路281 (以下將稱為"混頻電路")混頻並濾波來自波形誤差檢測電路292的波形誤 差信號和來自比較電路274的電流誤差信號，並輸出ON電壓信號。在ON電壓信號和來自比較器282中的鋸齒波生成電路283的鋸齒波之間進行比較， 並且執行脈沖寬度調製，以控制逆變器電路的開關電晶體239的開/關。
圖33示出了混頻電路281的示例。混頻電路281具有3個輸入端子；輔 助調製信號被施加到端子811;波形誤差信號被施加到端子812;以及電流誤 差信號被施加到端子813。如圖所示，在內部電路中混頻信號。附圖標記810 表示具有移除電流誤差信號的高頻分量的功能的高頻截止濾波器，其中不需 要所述電流誤差信號的高頻分量。如果高頻分量存在，則當電流誤差信號與 波形誤差信號混頻時，不能靈敏地輸出波形誤差信號的波動。
如上所述，可變放大器電路291跟隨輸入電流的幅度自動創建波形參考， 波形誤差檢測電路292在波形參考和電流檢測部件271提供的輸入電流波形 之間進行比較，並提供波形誤差信息，並且混頻所提供的波形誤差信息與輸 入電流控制的輸出，以便為了使用，轉換為逆變器電路的開關電晶體239的 開/關驅動信號。
因此，控制迴路進行操作，使得輸入電流波形匹配跟隨輸入電流的幅度 的波形參考。因此，如果存在磁控管的類型和特性的變化、或如果存在由磁 控管陽極的溫度和微波爐中的負載引起的ebm (陽極-陰極電壓)波動、或如 果存在電源電壓波動，則使得不受它們影響的輸入電流波形整形成為可能。
專利文獻1: JP-A-7-176375
專利文獻2: JP-A-2004-3098
發明內容
本發明要解決的問題
但是，在專利文獻2中描述的配置中，使用來自圖32所示的反轉和波形 處理電路263的輔助調製信號811執行波形整形。這基於以下原因除了反 映在波形整形中實際流過電流的波形誤差信號812之外，還可以通過使用輔 助調製信號811很好地執行波形整形。但是，需要採用反轉和波形處理電路 263，並且整流電路272等變為必需，因此結構變得複雜和規模龐大；這是個 問題。
由於採用了輔助調製信號811，所以重新需要響應於磁控管的類型和特 性來調節輔助調製信號811,並且相應於目標磁控管、對於每個電路的最終 個別的設計變為必需；這是個問題。此外，不考慮商業電源的相位，緊接著電晶體239的第一導通操作開始 之前的平滑電路30的輸出電壓波形變為DC，因此，由於採用輔助調製信號 811，所以在鄰近卯度、270度的導通操作開始處需要控制商業電源的相位， 在鄰近90度、270度的導通操作開始處，輔助調製信號811變為最小，即， 電晶體239的導通持續時間變為最窄，以防止過多的電壓被施加到磁控管， 並且為此目的的控制調節變得複雜；這是個問題。
由於磁控管是一種公知的真空管，所以發生從將電流提供到磁控管的加 熱器(以下簡稱為開始時間)直到電磁波的振蕩輸出為止的延遲時間。雖然 通過增強加熱器電流縮短開始時間，但是由於在磁控管的陽極和陰極之間的 阻抗在開始時間內無限大，所以施加到兩端的電壓變得很高，因此需要採取 防止電壓變得過多的措施；這是個問題。
因此，本發明的目的是提供高頻電介質加熱功率控制單元和其控制方法， 以便使其可能簡化單元的配置，並進一步小型化單元，以及能夠改進運行效 率而不受磁控管的特性或類型的改變、磁控管的陽極的溫度或微波爐中的負 載引起的ebm (陽極-陰極電壓)波動、或電源電壓波動(如果出現)的影響。
本發明的另一目的是提供高頻電介質加熱方法和單元，以便防止施加到 磁控管的電壓相對於每個原件的電介質強度變得過多，以及縮短開始時間。 本發明的另一目的是提供高頻電介質加熱功率控制單元及其控制方法，能夠 當對較小值執行功率控制時抑制功率因子下降，因此磁控管的非線性負載的 效應變大。
用於解決方法的部件
本發明提供一種高頻電介質加熱功率控制單元，用於控制逆變器電路， 以便整流AC電源的電壓，調製開關電晶體的高頻切換的導通時間，並轉換 為高頻功率，並且該單元包括輸入電流;險測部分，用於^r測從AC電源到 逆變器電路的輸入電流，並輸出輸入電流波形信息；以及轉換部分，用於將 輸入電流波形信息轉換為逆變器電路的開關電晶體的驅動信號，使得抑制輸 入電流波形信息的瞬時波動。
高頻電介質加熱功率控制單元還被提供有混頻電路，其連接到輸入電流 檢測部分和轉換部分之間，用於混頻輸入電流波形信息和用於控制使得在逆 變器電路任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，並生成導通電壓 信號。在此情況下，轉換部分將導通電壓信號轉換為驅動信號，使得在輸入電流大的部分中縮短導通時間並在輸入電流小的部分中延長導通時間。
配置混頻電路，以便混頻輸入電流波形信息和用於控制使得輸入電流檢 測部分的輸出變為預定值的功率控制信息，並生成導通電壓信號。
優選地，直接將所述輸入電流波形信息輸入到混頻電路，該混頻電路隨 後反轉直接輸入的輸入電流波形信息並混頻所反轉的輸入電流波形信息和功 率控制信息。
輸入電流檢測部分具有用於檢測輸入電流的變流器，以及用於整流所檢 測到的輸入電流並將結果輸出的整流電路。
該單元還被提供有比較電路，用於進行在輸入電流和輸出設置信號之間 的比較，並輸出功率控制信息。
還可配置輸入電流4企測部分，以便在整流逆變器電路的輸入電流之後， 檢測並輸出單向電流。輸入電流檢測部分可被提供有分路電阻器，用於在整
流逆變器電路的輸入電流之後檢測單向電流；以及放大電路，用於放大跨越 所述分路電阻器發生的電壓；並且將通過放大電路提供的輸出直接輸入到混 頻電路，作為輸入電流波形信息。還可提供比較電路，用於進行在由放大電 路提供的輸出和輸出設置信號之間的比較，並輸出功率控制信息。
混頻電路還可具有用於截止功率控制信息的高頻分量的配置。
此外，可在控制使得輸入電流的增加時(以下稱為"在增加控制時間") 的電路配置和在控制使得輸入電流的減少時(以下稱為"在減少控制時間") 的電路配置之間切換混頻電路。在此情況下，混頻電路具有在輸入電流的增 加控制時間增加並在輸入電流的減少控制時間減少的時間常數。
可將用於控制開關電晶體的集電極電壓為預定值的集電極電壓控制信息 輸入到混頻電路，並響應於集電極電壓的幅度切換電路配置。在此情況下， 當集電極電壓為低時增加混頻電路的時間常數，當集電極電壓為高時減少加 混頻電路的時間常數。
此外，輸入電流檢測部分可被提供有濾波器電路，用於衰減商業電源的 高階頻率部分和高頻切換頻率的高頻部分等。可將相位超前補償添加到濾波 器電路。
轉換部分可實現為將導通電壓信號和預定載波相互疊加以生成開關晶體 管的驅動信號的脈沖寬度轉換電路。
高頻電介質加熱功率控制單元還可被配備有輸入電壓檢測部分，用於檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電壓，並輸出輸入電壓波形信息；以及
選擇部分，用於選擇輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息中較大的，並且 可配置轉換部分，以便將所選擇的輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息轉 換為逆變器電路的開關電晶體的驅動信號。
將選擇部分實現為連接在輸入電流檢測部分和轉換部分之間的混頻電 路，用於混頻輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息和用於控制使得在逆變 器電路任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，並且用於產生導通 電壓信號，而且可配置所述轉換部分，以便將導通電壓信號轉換為驅動信號， 使得抑制施加到》茲控管的電壓的峰值。
可配置混頻電路，以便將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息中的任
何一個與用於控制使得所述輸入電流^r測部分的輸出變為預定值的功率控制 信息混頻，並生成導通電壓信號。
直接將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息輸入到混頻電路，該混頻 電路隨後選擇直接輸入的所述輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息，並混 頻所選糹奪的輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息與功率控制信息。
輸入電壓4企測部分可由一對二極體和整形電路組成，該二極體用於檢測 從AC電源到逆變器電路的輸入電壓，而該整形電路用於整形通過所述二極 管檢測的輸入電壓並輸出整形的電壓。
整形電路可具有用於衰減輸入電壓的高階頻率部分的配置。
整形電路還可具有相位超前補償。
該單元還配備有振蕩檢測電路，用於檢測磁控管的振蕩，並且響應於由 振蕩檢測電路檢測的磁控管的振蕩或非振蕩切換來自輸入電壓檢測部分的輸 入電壓波形信息的幅度。
高頻電介質加熱功率控制單元還配備有振蕩檢測部分，用於檢測磁控管 的振蕩；以及轉變開關，用於允許輸入電壓檢測部分輸出輸入電壓波形信息， 直到振蕩檢測部分檢測到磁控管的振蕩為止，並且配置轉換部分以便相加直 到檢測到磁控管的振蕩為止輸出的輸入電壓波形信息和輸入電流波形信息， 並且將結果轉換為逆變器電路的開關電晶體的驅動信號。
該單元還配備有連接在所述輸入電流檢測部分和所述轉換部分之間的混 頻電路，用於將直到檢測到磁控管的振蕩為止輸出的輸入電壓波形信息、輸 入電流波形信息，和用於控制使得在逆變器電路任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息進行混頻，並生成導通電壓信號，並且配置轉換部分使 得將導通電壓信號轉換為驅動信號，以便抑制施加到磁控管的電壓的峰值。
混頻電路可混頻輸入電流波形信息、輸入電壓波形信息、以及用於控制 使得所述輸入電流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制信息，並可生成導 通電壓信號。
直接將所述輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息輸入到混頻電路，該 混頻電路隨後添加並反轉直接輸入的所述輸入電流波形信息或輸入電壓波形 信息，並混頻該信息與功率控制信息。
振蕩4全測部分實現為連接在輸入電流檢測部分和輸入電壓4全測部分之間 的振蕩檢測電路，而且可以在振蕩檢測電路和輸入電壓檢測部分的連接點提 供轉換開關。
本發明的高頻電介質加熱功率控制單元還可配置有相加部分，用於相加 所述輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息，並且可配置轉換部分以便將輸 入電流波形信息和輸入電壓波形信息的相加結果轉換為逆變器電路的開關晶 體管的驅動信號。
相加部分可實現為連接在輸入電流檢測部分和轉換部分之間的混頻電 路，用於混頻輸入電流波形信息、輸入電壓波形信息和用於控制使得在逆變 器電路任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，並生成導通電壓信 號，並且可配置轉換部分將導通電壓信號轉換為驅動信號，使得抑制施加到 磁控管的電壓的峰值。
該單元還配備有振蕩檢測部分，用於檢測磁控管的振蕩，並且響應於由 所述振蕩檢測電路檢測的磁控管的振蕩或非振蕩切換來自輸入電壓檢測部分 的輸入電壓波形信息的幅度。
本發明還包括由上述高頻電介質加熱功率控制單元的每個執行的高頻電
介質加熱功率控制方法，用於控制將AC電源轉換為高頻功率的逆變器電路。 本發明的優點
根據本發明，將用於整流AC電源電壓並轉換到預定頻率的AC的逆變 器電路的輸入電流波形信息，轉換為逆變器電路的開關電晶體的驅動信號， 以抑制輸入電流波形信息的瞬時波動。例如，根據要使用的導通時間調製系 統，將輸入電流波形信息轉換為逆變器電路的開關電晶體的開/關驅動信號。 因此，形成控制迴路，以便通過反轉校正輸入電流，使得其中輸入電流大的部分變小，而其中輸入電流小的部分變大。因此，如果存在磁控管的類型或
特性的變化、或如果存在磁控管的陽極的溫度或微波爐中的負載引起的ebm (陽極-陰極電壓)波動、或如果存在電源電壓波動，則可根據更簡單的配置 獲得不受它們影響的輸入電流波形整形，並根據簡單的配置完成磁控管的穩 定輸出。
根據本發明，將用於整流AC電源電壓並將轉換到預定頻率的AC的逆 變器電路的輸入電流波形信息，轉換為要使用的逆變器電路的開關電晶體的 開/關驅動電流。因此，形成控制迴路，以校正輸入電流，使得其中輸入電流 大的部分變小，並使得其中輸入電流小的部分變大，並且如果存在磁控管的 類型或特性的變化、或如果存在磁控管的陽極的溫度或微波爐中的負載引起 的ebm (陽極-陰極電壓)波動、或如果存在電源電壓波動，則使得根據非常 簡單的配置能夠實現不受它們影響的輸入電流波形整形。
由於還將輸入電壓波形信息輸入到控制迴路，所以存在以下優點縮短 磁控管的開始時間，並改進在低輸入電流時的功率因子。
圖1是根據本發明的第一實施例的高頻電介質加熱功率控制單元的配置 的圖。
圖2是根據本發明的第三實施、具有實現為放大器的輸入電流檢測部分
的高頻電介質加熱功率控制單元的配置的圖。
圖3是示出圖2所示的放大電路的細節的電路圖。
圖4是根據本發明的第四實施例的混頻電路的電路圖。
圖5是圖1中所示的高頻電介質加熱功率控制單元的部分的波形圖。
圖6是根據本發明的第五實施例的混頻電路的配置的圖。
圖7是根據本發明的第六實施例的混頻電路的配置的圖。
圖8是根據本發明的第七實施例的高頻電介質加熱功率控制單元的配置的圖。
圖9是根據本發明的第九實施例、具有用於檢測單向電流的輸入電流檢 測部分的高頻電介質加熱功率控制單元的配置的圖。
圖IO是示出圖9所示的輸入電流檢測部分的詳細圖。 圖11是根據本發明的第十實施例的混頻電路的電路圖。圖12是示出圖8所示的高頻電介質加熱功率控制單元的部分的基本波形 的圖。
圖13是描述圖8所示的高頻電介質加熱功率控制單元的操作的波形圖。 圖14是示出圖11所示的比較和選擇電路的一個示例的電路圖。 圖15是圖8中所示的整形電路的詳細的電路圖。 圖16是根據本發明的第十一實施例的混頻電路的配置的圖。 圖17是根據本發明的第十二實施例的混頻電路的配置的圖。 圖18是示出根據本發明的第十三實施例的輸入電壓波形信息的開關電 路的圖。
圖19是根據本發明的第十四實施例的高頻電介質加熱功率控制單元的 配置的圖。
圖20是根據本發明的第十六實施例、具有輸入電流檢測部分的高頻電介 質加熱功率控制單元的配置的圖。
圖21是根據本發明的第十七實施例的混頻電路的配置的圖。 圖22是示出圖21所示的相加電路的一個示例。 圖23是根據本發明的第十七、十八實施例的混頻電路的電路圖。 圖24是根據本發明的第十九實施例的混頻電路的配置的圖。 圖25是關於磁控管的振蕩檢測的時序圖。
圖26是根據本發明的第二十、二十一實施例的混頻電路的電路圖。 圖27是根據本發明的第二十二實施例的混頻電路的配置的圖。 圖28是根據本發明的第二十三實施例的混頻電路的配置的圖。 圖29是根據本發明的第二十四實施例的輸入電壓波形信息的開關電路 的圖。
圖30是在相關技術中高頻加熱單元的配置的圖。
圖31是圖30所示的高頻加熱單元的陽極陰極應用電壓-陽極電流特性圖。
圖32是在相關技術中高頻電介質加熱功率控制單元的配置圖。 圖33是圖32中所示的混頻電路的配置的圖。 描述附圖標記 10:逆變器電路 20: AC電源30:平滑電路
31: 二極體橋型整流電3各
32: 二極體
34:電感器
35:電容器
36:諧振電路
37:電容器
38:初級線圈
39:開關電晶體
41:變壓器
42:三級線圈
43:次級線圈
45:電容器
46: 二極體
47:電容器
48: 二極體
50:磁控管
51:陰極
52:陽極
61: 二極體
62:整形電蹈，
63:振蕩檢測電路
70:控制電路
71:電流檢測電路
72:整流電路
73:平滑電路
74:比4交電路
75:輸出設置部分
81:混頻電3各
82: PWM比4支器
83:鋸齒波生成電^各85:;故大電路 86:分路(shunt circuit) 90:輸入電流波形信息 91:功率控制信息
92: ON電壓信息
93:集電極(collector)電壓控制信息 94:輸入電壓波形信息
具體實施例方式
將根據附圖詳細描述本發明的實施例。 (第一實施例)
圖1是描述根據本發明的第一實施例的高頻電介質加熱功率控制單元的 框圖。在圖l中，高頻加熱單元由逆變器電路10、用於控制逆變器的開關晶 體管39的控制電路70和磁控管50組成。逆變器電路10包括AC電源20、 二極體橋型整流電路31、平滑電路30、諧振電路36、開關電晶體39和電壓 放大整流器44。
通過由4個二極體32組成的二極體橋型整流電路31整流AC電源20的 AC電壓，並通過由電感器34和電容器35組成的平滑電路30將其轉換為DC 電壓。然後，通過由電容器37和變壓器41的初級線圈38組成的諧振電路 36和開關電晶體39,將DC電壓轉化為高頻AC,並且通過變壓器41在變壓 器41的次級線圈43中感應高頻高電壓。
通過由電容器45、 二極體46、電容器47和二極體48組成的電壓放大整 流器44，將在次級線圈43中感應的高頻高電壓施加到磁控管50的陽極52 和陰極51之間。變壓器41還包括第三級線圈42，用於加熱磁控管50的加 熱器(陰極)51。所描述的電路是逆變器電路IO。
接下來將描述用於控制逆變器的開關電晶體39的控制電路70。首先， 將由在CT (變流器)71等組成的、在AC電源20和二極體橋型整流電路 31之間提供的電流;險測部分連接到整流電路72,並且CT 71和整流電路72 組成用於檢測到逆變器電路的輸入電流的輸入電流檢測部分。在CT 71中絕 緣並檢測到逆變器電路的輸入電流，並且通過整流電路72整流其輸出，以生 成波形信息90的輸入電流。通過平滑電路73平滑由整流電路72提供的電流信號，並且比較電路74 進行在該信號和來自輸出設置部分75的信號之間的比較，以輸出相應於加熱 輸出設置的輸出設置信號。為了控制控制功率的幅度，比較電路74進行在由 平滑電路73平滑的輸入電流信號和來自輸出設置部分75的設置信號之間的 比較。所以替代由平滑電路73平滑的輸入電流信號，^磁控管50的陽極電流 信號、開關電晶體39的集電極電流信號、開關電晶體39的集電極電壓信號 等也可用作輸入信號。也就是，比較電路74輸出功率控制信息91，使得輸 入電流檢測部分的輸出變為預定值，但是如下所述，比較電路74和功率控制 信息91不是不可缺少的。
類似的，如圖2所示，在二極體橋型整流電路31和平滑電路30之間提 供的分路電阻器86的電流檢測部分和用於放大跨越該分路電阻器的電壓的 放大電路85可組成輸入電流檢測部分，並且其輸出可被用作輸入電流波形信 息90。在通過二極體橋型整流電路31單方向整流後，分路電阻器86檢測輸 入電流。
在本實施例中，以如下方式筒化輸入電流波形信息檢測系統混頻電路 81 (81A)混頻並濾波輸入電流波形信息90和來自比較電路74的功率控制 信息91，並輸出ON電壓信號92,並且在ON電壓信號和來自PWM比較器 82中的鋸齒波生成電路83的鋸齒波之間進行比較，並且為了控制逆變器電 路的開關電晶體39的開/關執行脈衝寬度調製。具體在本實施例中，採用了 其中將輸入電流波形信息90直接輸入到混頻電路81A的配置。
PWM比較器82是脈衝寬度調製電路，用於將ON電壓信號92和預定載 波的鋸齒波相互疊加，以生成開關電晶體39的驅動信號。但是這部分可被配 置為用於將ON電壓信號92轉換為逆變器的開關電晶體的驅動信號的轉換部 分，使得在其中來自AC電源20的輸入電流大的部分中縮短導通時間，並且 在其中輸入電流小的部分中延長導通時間；該配置不受限制。
對於關於輸入電流波形信息的開關電晶體39的開/關控制，執行極性轉 換，以當輸入電流大時縮短導通時間，而當輸入電流小時延長導通時間。因 此，為了提供這樣的波形，輸入電流波形信息經歷混頻電路81A (稍後描述) 中的反轉處理以進行使用。
圖4(a)示出了混頻電3各81A的示例。混頻電^各81A具有兩個輸入端子。 將功率控制信息91添加到一個，並將輸入電流波形信息90添加到另一個，並如圖所示將它們在內部電路中混頻。將輸入電流波形信息90輸入到混頻電
路81A,並且經歷反轉電路中的反轉處理來生成校正信號。
如圖4(b)中，如在混頻電路81A中的AC等效電路中所示、在功率控制 信息91和輸出之間形成高頻截止濾波器。因此，濾波器截止包含在功率控制 中、作為對輸入電流波形信息90的幹擾的高頻分量，以整形輸入電流波形。 如圖4(c)中，如在混頻電路81A的AC等效電路中所示、在輸入電流波 形信息90和輸出之間形成低頻截止濾波器。因此，將功率控制信息91轉換 為混頻電路81A的輸出的DC分量，並且將輸入電流波形信息卯轉換為AC 分量。
因此，第一實施例將輸入電流波形信息轉換為逆變器電路的開關電晶體 39的開/關驅動信號來使用。通常，已知用於微波爐等的逆變器；將50到60 周期的商業AC電源整流為DC,將所提供的DC電源轉換為20到50kHz的 高頻，例如，通過逆變器，通過升壓變壓器升高所提供的高頻，並且進一步 通過電壓增加整流器整流的高電壓淨皮施加到》茲控管。
作為逆變器電路系統，例如，如通常在商業電源為230V等區域使用的
(半)橋電路系統和導通時間調製系統是可用的，所述(半)橋電路系統用 於交替導通串聯連接的兩個開關電晶體並控制開關頻率以改變輸出，而所述 導通時間調製系統使用利用一個開關電晶體39的所謂的1-電晶體電壓諧振型 電路來執行開關和改變開關脈沖的導通時間以改變輸出。1-電晶體電壓諧振型 電路系統是能夠使用一個開關電晶體39、以如果導通時間縮短則降低輸出而 如果導通時間延長則增加輸出的方式、提供簡單配置以及簡單控制的系統。
圖5是描述根據本發明的第一實施例提供的波形的圖；(a)示出了輸入 電流大的情況，而(b)示出了輸入電流小的情況。實線代表由在以下描述中 主要使用的本發明的功率控制單元校正後的信號形狀，而短劃線代表如稍後 所述的，在校正之前來自AC電源20的瞬時波動輸出的信號形狀。
在圖5(a)中，在最上面的(al)中的輸入電流波形信息的波形是由圖1 中的整流電路72輸出的和由圖2中的放大器85輸出的輸入電流波形信息90; 而短劃線指示在校正前、由磁控管的非線性負載特性引起的波形。圖5(a)的
(a2 )示出混頻電路81A的校正輸出的ON電壓信息92; ON電壓信息92跟 隨輸入電流波形信息90和功率控制信息91在尺寸上改變，並進一步被作為
(al)的經反轉的波形輸出，以補償、校正輸入電流的失真分量。圖5(a)的(a3 )示出等效於(a2 )所示的ON電壓信息92的ON電壓信 息，並且為了 (a4)中所示的調製，PWM比較器82在ON電壓信息和來自 鋸齒波生成電路83的鋸齒波之間進行比較，以生成開關電晶體39的開/關信 號的PWM信號。也就是，如圖所示，將(a3)中作為PWM命令信號的ON 電壓信息92和(a4 )中的鋸齒波輸入到PWM比較器82，以便進行它們之間 的比較，並且在鋸齒波和ON電壓信息92相互交叉作為導通時間的脈沖寬度 的時間段，執行脈衝的導通時間調製。在其中命令信號的幅值(ON電壓信息) 92大的部分中(接近0度、180度，其中輸入電流小)，與鋸齒波交叉的時間 段也大，因此導通時間變長並且脈衝寬度加寬，並且對極性進行校正以升高 輸入電流。在ON電壓信息92的幅值小的部分中(接近90度、270度，其中 輸入電流大)，與鋸齒波交叉的時間段也小，因此導通時間變短並且脈沖寬度 變窄，並且對極性進行校正以降低輸入電流，即，將如圖(a5)中的開關時 間段的脈衝串輸出為PWM信號。也就是，由於將ON電壓信息(a2)反轉 為關於輸入電流波形信息(al)的校正波形，所以如(a4)中的脈衝串信號， 在輸入電流波形信息(al)的輸入大的部分(接近90度、270度)縮短導通 時間，而在輸入電流波形信息(al )的輸入小的部分(在0度、180度附近的 零點)延長導通時間，以轉換為與(al )相反的反轉輸出。因而，提供輸入 波形的校正效果；特別地，在零點附近效果很大。
在底部的(a7)中的波形示出開關電晶體39的ON寬度。比較校正波形 的ON電壓信息(a3)與(a4)中的高頻鋸齒波，從而通過逆變器將輸入電 流波形信息轉變為20kHz到50kHz等的高頻以生成(a5)中的開/關信號，其 中通過反轉(al )中所示的50-Hz(或60-Hz)輸入電流波形信息提供所述校正 波形。響應於開/關信號(a5)驅動開關電晶體39,並且將高頻功率輸入到升 壓變壓器的初級側，並在升壓變壓器的次級側生成升高的高電壓。為了形象 化在商業電源的周期內開/關信號(a5 )的每個脈衝的導通時間如何改變，(a7 ) 在Y軸上畫出了導通時間信息，並連接這些點。
在以上給出的描述中，示出了與其中在理想狀態(例如，正弦波)下獲 得來自AC電源20的輸入電流的狀態相同的信號。但是，通常來自AC電源 20的輸入電流與理想正弦波不一致，並且當瞬時查看時波動。短劃線信號指 示這樣的實際情況。如短劃線所指示的那樣，通常實際信號與理想信號的狀 態不一致，並且即使在商業電源的半周期的瞬時時間段中查看也發生瞬時波動(0到180度)。由於變壓器和電壓倍壓器電路的電壓升高動作、電壓倍壓 器電路的平滑特性、僅當電壓為ebm或更大等時陽極電流流動的磁控管特性， 發生這樣的信號形狀。也就是，可以說對於磁控管在逆變器電路中的波動是 不可避免的。
在本發明的功率控制單元中，輸入電流檢測部分提供由反映輸入電流的 波動狀態的短劃線指示的輸入電流波形信息(見(al))，並基於輸入電流波 形信息執行後面的控制。執行控制，使得抑制在例如類似半周期的時間段中 發生的輸入電流波形信息的瞬間波動，以便接近由箭頭指示的理想信號。通 過調節開關電晶體39的驅動信號完成抑制。具體地，如果輸入電流波形信息 小於理想信號，則使得上述導通時間更長並使得脈衝寬度更寬。如果輸入電 流波形信息大於理想信號，則使得上述導通時間更短並使得脈衝寬度更窄。 此外，在更短時間段中的瞬時波動中，在導通時間信息上反映波動波形，並 且以與上述類似的方式進行校正。
通過對其給出驅動信號的開關電晶體39的瞬時波動抑制動作，對輸入電 流波形信息進行由箭頭指示的校正，並且總對磁控管給定近似於理想波的輸 入。省略了校正之後(a3)和(a5)的說明。以上提到的理想信號是虛擬信 號；該信號變為正弦波。
也就是，在類似商業電源的半周期的短時間段中，由於通過任意其他部 件控制輸入電流的幅度(功率控制)，所以在理想信號波形和輸入電流波形信 息之間的瞬時誤差或校正量的總和近似為零。由於以輸入電流被允許流動的 方向校正其中因為非線性負載所以輸入電流不流動的部分，因此減小了其中 輸入電流大的部分，使得近似為零保持為真。即使對於非線性負載，也好像 曾假設電流波形為線性負載並且商業電源的電壓波形是正弦波，因此理想波 形變為類似於流入線性負載的電流波形的正弦波那樣進行校正。
因此，對波形在相反極性校正輸入電流，以便消除輸入電流波形中的改 變，以及關於理想波形的不足和過量。因此在控制迴路中消除由磁控管的非 線性負載引起的在商業電源周期中的快速電流改變，即失真，並且執行輸入 電流波形整形。
此外，控制迴路基於跟隨輸入電流的瞬時值的輸入電流波形信息這樣操 作，使得如果存在磁控管類型和特性的改變，或如果存在由磁控管的陽極溫 度和微波爐中的負載引起的ebm (陽極-陰極電壓)波動、並且如果還存在電源電壓波動，則可執行不受他們影響的輸入電流波形整形。
具體地，在本發明中，基於瞬時波動輸入電流波形信息控制開關電晶體。
以輸入電流波形信息的形式將輸入電流的瞬時波動直接輸入到混頻電路
81A,並且還反映在ON電壓信息上。使得可提供在輸入電流波形失真的抑制
中良好的開關電晶體的驅動信號，以及瞬時波動的追蹤。
本發明的目的是將輸入電流信息波形轉化為逆變器電路的開關電晶體的
驅動信號，以便抑制輸入電流波形的失真和瞬時波動。為了實現該目的，功
率控制信息91不是特定不可缺少的，這是因為功率控制信息91是用於控制
在長時間段內(即在比商業電源周期等長的時間段內)的功率波動的信息，
而不是用於校正類似於本發明希望的AC半周期的短時間段內的瞬時波動的 信息。因此，採用混頻電路81A和PWM比較器82也只是實施例的一個示例，
開關電晶體之間。
對於使用功率控制信息，如上述實施例中所述，將用於控制使得輸入電 流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制信息91輸入到混頻電路81A也不 是不可缺少的。也就是在上述實施例中，功率控制信息91源自電流檢測部分 71和整流電路72 (圖1 )或分路電阻器86和放大電路85 (圖2 )，以便檢測 輸入電流；可將用於控制使得在逆變器電路10的任意希望點的電流或電壓變 為預定值的信息，作為功率控制信息輸入到混頻電路81A。例如，通過平滑 電路73在其被平滑時或在其被平滑後，可將來自開關電晶體39的集電極的 信息輸入到比較電路74,並且可將經過在比較電路74中與輸出設置信號的 比較後的信息用作功率控制信息。
接下來，圖5 (b)示出了相對於圖5(a)來說與輸入電流小的情況的比較；
(bl)示出了當輸入小時的輸入電流波形信息，並且相應於圖5(a)的(al);
(b2)示出ON電壓信息並相應於圖5(a)的(a2 );而(b3 )示出開關電晶體 的導通寬度並相應於圖5(a)的(a7)。雖然未示出，但是當然在圖5(b)中也 以相同的方式執行與在圖5(a)的(a3)、 ( a4 )、 ( a5 )和(a6 )中所示的鋸齒波 的比4交處理。
(第二實施例)
接下來，將描述本發明的第二實施例。本發明的第二實施例涉及控制電 路的配置。與圖32中相關技術示例相比，除了如圖l所示將反轉電路合併在混頻電路S1A中，省略了圖32中的二極體261、整形電路262、可變增益放 大器電路291、反轉和波形處理電路263以及波形誤差檢測電路292,使得實 現了顯著的減少、顯著簡化了波形誤差檢測線，便利了機器配置的實施小型 化，簡化了控制過程，並可縮短處理時間，從而改進了機器的可靠性。
混頻輸入電流波形信息90和來自比較電路74的功率控制信息91 ，並且 濾波經混頻的信息並將其轉換為逆變器電路的開關電晶體39的開/關驅動信 號以使用。由於如此配置電路，所以使用輸入電流波形信息90的控制迴路專 門針對輸入電流的波形整形，使用功率控制信息91的控制迴路專門針對功率 控制，在混頻電路81A中的手動控制迴路不相互幹擾，並且保持轉換效率。 (第三實施例)
第三實施例涉及輸入電流檢測部分。如圖1所示，上述輸入電流才企測部 分通過CT71等檢測至逆變器電路的輸入電流，並且通過整流電路72整流並 輸出。在該配置中，由於使用CT等檢測輸入電流，所以可在保持絕緣屬性 的同時取出大信號，使得輸入電流波形整形的效果大，並且改進輸入電流的 質量。
在圖2所示的示例中，輸入電流檢測部分檢測在逆變器電路的整形電路 31整形後、通過位於整形電路31和平滑電路30之間的分路電阻器86的單 向電流，並且通過放大電路(放大器)85放大跨越分路電阻器發生的電壓， 並輸出該電壓。該配置具有以下優點由於不需要將檢測部分與電子電路絕 緣並且也不需要執行整流，所以可用低成本配置輸入電流檢測部分。
配置圖2所示的輸入電流檢測部分的放大電路85，以便衰減商業電源的 高階頻率部分和高頻切換頻率的高頻部分等，以防止不需要的諧振。具體地， 如圖3的輸入電流檢測部分的詳細圖所示的，放大電路85使用如圖3 (a)中 的高頻截止電容，衰減商業電源的高階頻率部分和高頻切換頻率的高頻部分 等。
此外，由於插入放大電路85的高頻截止電容，所以對於發生時間延遲， 與電容串聯插入電阻器，添加相位超前補償，防止過多的時間延遲，並確保 控制迴路的穩定性，如圖3 (b)的相位特性圖所示。還在圖1的整流電路72 中，可使用用於衰減高頻部分的配置和用於添加相位超前補償以防止過多的 時間延遲的配置。 (第四實施例)第四實施例涉及如圖1和圖2中所示的混頻電路81A。如圖4(a)的混頻 電路的配置圖中所示，將輸入電流波形信息90和功率控制信息91輸入到混 頻電路81A的兩個端子。輸入電流波形信息90經歷反轉電路中的反轉處理， 以校正輸出。兩個信號都輸入到由C、 Rl和R2組成的濾波器電路，並且在 它們被濾波後將其輸出到PWM比較器82作為ON電壓信息92。如圖4(b) 的等效電路圖所示，濾波器電路截止功率控制輸出91的高頻分量。在此過程 中，截止阻礙輸入電流波形整形的高頻分量，使得改進輸入電流波形的質量。 另一方面，如圖4(c)的等效電路圖中所示，對於輸入電流波形信息90形成低 截止濾波器，以提供波形完整性。 (第五實施例)
在本發明的第五實施例中，如圖6中關於第五實施例的混頻電路的配置 圖所示，通過提供輸入電流增加控制時間和減少控制時間之間的差異來控制 混頻電路的特性，該混頻電路用於混頻輸入電流檢測部分的輸入電流波形信 息和用於控制使得輸入電流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制信息。
在圖6(a)的配置圖中，根據功率控制信息91開/關SW1以降低/升高ON 電壓信息92。如圖6 (b)的等效電路中所示，在輸入電流增加控制時間，截 止SWl,並根據C*R2的時間常數逐漸升高ON電壓信息，以加寬開關晶體 管的導通寬度。
如圖6 (c)的等效電路中所示，在輸入電流減少控制時間，導通SWl, 並且根據C^R"R2/(R1+R2》的時間常數迅速降低ON電壓信息，以使開關 電晶體的導通寬度變窄。也就是，在輸入電流增加控制時間和輸入電流減少 控制時間之間切換混頻電路81A的電路配置。具體地，在輸入電流增加控制 時間將時間常數設置為大，而在輸入電流減少控制時間將時間常數設置為小。
提供了這樣的差異，從而可實現在常規時間用於進行通常響應的控制特 性，以及如果輸入電流因為某種原因過多增加則進行用於進行減少輸入電流 以防止部分損壞的快速響應的控制特性。還確保磁控管的非線性負載的控制 特性的穩定性。
(第六實施例)
如關於圖7中的第六實施例的混頻電路的配置圖所示，本發明的第六實 施例將用於控制開關電晶體39的集電極電壓為預定值的集電極電壓控制信 息輸入到混頻器電路81A。如圖7所示，根據通過進行集電極電壓和參考值之間的比較提供的集電
極電壓控制信息93來執行SW2的開/關控制。如果集電極電壓低，則截止 SW2，並根據C*R2的時間常數逐漸升高ON電壓信息，以加寬開關電晶體 的導通寬度。如果集電極電壓高，則導通SW2，並且根據C*{R2*R3/(R2+R3)} 的時間常數迅速降低ON電壓信息，以使開關電晶體的導通寬度變窄。
也就是，響應於開關電晶體39的集電極電壓的幅度切換混頻器電路81A 的電路配置。具體地，如果集電極電壓低則增加時間常數，而如果集電極電
壓高則減少時間常數。
當i茲控管非振蕩時，即，當上述功率控制不運作時，該控制對於防止相 磁控管的施加過多電壓是有效的。在磁控管開始振蕩後，為了無效該控制以 便不影響功率控制，優選的，將要與集電極電壓比較的參考值設置為與磁控 管振蕩開始之前的參考值相比較大。
(第七實施例)
圖8是描述根據本發明的第七實施例的高頻電介質加熱功率控制單元的 框圖。如圖8所示，在該實施例中，除了第一實施例的配置之外，控制電路 70還包括由用於檢測和整流AC電源20的電壓的一對二極體61和用於整形 所校正的電壓的波形的整形電路62組成的輸入電壓4全測部分，以生成輸入電 壓波形信息94。與圖2中類似，如圖9所示，在二極體橋型整流電路31和 平滑電路30之間提供的分路電阻器86的電流檢測部分和用於放大跨越分路 電阻器的電壓的放大電路85可組成輸入電流檢測部分，並且其輸出可用作輸 入電流波形信息90。分路電阻器86檢測在通過二極體橋型校正整流電路31 在單方向整流後的輸入電流。
在該實施例中，以下面的方式筒化輸入電流波形信息檢測系統混頻電 路81 ( 81B)選擇輸入電流波形信息90或輸入電壓波形信息94中較大的一 個，混頻並濾波所選擇的信息和來自比較電路74的功率控制信息91，並輸 出ON電壓信息92，以及在ON電壓信息和來自PWM比較器82的鋸齒波生 成電路83的鋸齒波之間進行比較，和執行脈衝寬度調製以便控制逆變器電路 的開關電晶體39的開/關。具體地在實施例中，採用其中輸入電流波形信息 90被直接輸入到混頻電^各81B的配置。
圖ll(a)示出了混頻電路81B的示例。如圖所示，混頻電路81B具有3 個輸入端子。將功率控制信息91、輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94加到3個端子，並在內部電i 各中混頻。
如圖ll(b)所示，如在AC等效電路所示、在功率控制信息91和混頻電 路81B的輸出之間提供高頻截止濾波器。因此，濾波器截止包含在功率控制 中、作為與輸入電流波形信息的幹擾的高頻分量，以整形輸入電流波形。
另一方面，如圖ll(c)所示，如在AC等效電路所示、在輸入電流波形信 息90和輸入電壓波形信息94以及混頻電路81B的輸出之間形成低頻截止濾 波器。因此，將功率控制信息91轉換為混頻電路81B的輸出的DC分量，並 且將輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94轉換為AC分量。
因此，將功率控制信息91轉換為混頻電路81B的輸出的DC分量，並且 將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息轉換為AC分量。
因此，第七實施例選擇輸入電流波形信息90或4命入電壓波形信息94中 較大的一個，將所選擇的信息轉換為逆變器電路的開關電晶體39的開/關驅 動信號來使用。通常，已知用於微波爐等的PWM逆變器；將50到60周期 的商業AC電源整流為DC，例如，通過逆變器將所提供的DC電源轉換為20 到50kHz的高頻，通過升壓變壓器升高所升高的高頻，並且進一步通過電壓 放大整流器整流的高電壓被施加到磁控管。
圖12是描述根據本發明的第七實施例提供的波形的圖。該示例為磁控管 正常振蕩時，即，在正常運行時間的情況下；將輸入電流波形信息和輸入電 壓波形信息轉換為開關電晶體39的開/關驅動信號以使用。
圖12是描述根據本發明的第七實施例提供的波形的圖；圖12 (a)示出 了輸入電流大的情況，而圖12 (b)示出了輸入電流小的情況。為了獲得開 關電晶體39的開/關驅動信號，在圖12 (a)中選擇電流波形並在圖12 (b) 中選擇電壓波形(虛線)。實線代表由在以下描述中主要使用的本發明的功率 控制單元校正後的信號形狀，而短劃線代表如稍後所述，在校正之前、來自 AC電源20的瞬時波動輸出的信號形狀。點虛線表示輸入電源波形信息。
在圖12(a)中，在最上面的(al)中的輸入電流波形信息的波形是由圖8 中的整流電路72輸出的和由圖10中的放大器85輸出的輸入電流波形信息 90;而短劃線指示在校正前、由磁控管的非線性負載特徵引起的波形。(al) 中的輸入電壓波形信息的波形是從整形電路62輸出的輸入電壓波形信息94 。 圖12(a)的(a2)中的波形是混頻電路81B的校正輸出的ON電壓信息92; ON電壓信息92跟隨輸入電流波形信息90、輸入電壓波形信息94和功率控制信息91在尺寸上改變，並進一步被作為(al)的相反波形輸出，以進行補
償、輸入電流的失真分量的校正。
圖12(a)的(a3)示出等效於(a2 )所示的ON電壓信息92的ON電壓信 息，並且為了 (a4)中所示的調製，PWM比較器82在ON電壓信息和來自 鋸齒波電路83的鋸齒波之間進行比較，以生成開關電晶體39的開/關信號的 PWM信號。也就是，如圖所示，將(a3)中作為PWM命令信號的ON電壓 信息92和(a4 )中的鋸齒波輸入到PWM比較器82，以便進行它們之間的比 較，並且在鋸齒波和ON電壓信息92相互交叉作為導通時間的脈沖寬度的時 間段，執行脈沖的導通時間調製。在其中命令信號的幅值(ON電壓信息92) 大的部分中(接近0度、180度，其中輸入電流小)，與鋸齒波交叉的時間段 也大，因此導通時間變長並且脈衝寬度加寬，並且對極性進行校正以升高輸 入電流。在ON電壓信息92的幅值小的部分中(接近90度、270度，其中輸 入電流大)，與鋸齒波交叉的時間段也小，因此導通時間變短並且脈衝寬度窄， 並且對極性進行校正以降低輸入電流，即，將如圖(a5)中的開關時間段的 脈衝串輸出為PWM信號。也就是，由於將ON電壓信息(a2)反轉為關於 輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息(al)的校正波形，所以如(a4)中 的脈衝串信號，在輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息(al)的輸入大的 部分(接近90度、270度)縮短導通時間，而在輸入電流波形信息和輸入電 壓波形信息(al)的輸入小的部分(在0度、180度附近的零點)延長導通時 間，以轉換為與(al)相反的反轉輸出。因而，提供輸入波形的校正效果； 特別地，在零點附近效果很大。
在底部的(a7)中的波形示出開關電晶體39的ON寬度。比較校正波形 的ON電壓信息(a3)與(a4)中的高頻鋸齒波，從而通過逆變器將輸入電 流波形信息轉化為20kHz到50kHz等的高頻以生成(a5)中的開/關信號，其 中通過反轉(al)中所示的50-Hz(或60-Hz)輸入電流波形信息和輸入電壓波 形信息提供所述校正波形。相應於開/關信號(a5)驅動開關電晶體39,並且 將高頻功率輸入到升壓變壓器的初級側，並在升壓變壓器的次級側生成升高 的高電壓。為了形象化在商業電源的周期內開/關信號(a5)的每個脈沖的導 通時間如何改變，U7)在Y軸上畫出了導通時間信息，並連接這些點。
在以上給出的描述中，示出了與其中在理想狀態(例如，正弦波)下獲 得來自AC電源20的輸入電流的狀態相同的信號。但是，通常來自AC電源20的輸入電流與理想正弦波不一致，並且當瞬時查看時波動。短劃線信號指 示這樣的實際情況。如短劃線所指示的，通常實際信號與理想信號的狀態不
一致，並且即使在商業電源的半周期(0到180度)的瞬時時間段中查看也 發生瞬時波動。由於變壓器和電壓倍壓器電路的電壓升高動作、電壓倍壓器 電路的平滑特性、僅當電壓為ebm或更大等時陽極電流流動的磁控管特性， 發生這樣的信號形狀。也就是，可以說對於磁控管來說在逆變器中的波動是 不可避免的。
在本發明的功率控制單元中，輸入電流檢測部分提供由反映輸入電流的 波動狀態的短劃線指示的輸入電流波形信息(見(al))，而且如果選擇輸入 電流波形信息(圖12 (a)),則基於輸入電流波形信息執行後面的控制(輸入 電流波動獨立於輸入電壓波形信息，因此跳過輸入電壓波形信息的描述)。執 行控制，使得抑制在例如類似半周期的時間段中發生的輸入電流波形信息的 瞬間波動，以便接近由箭頭指示的理想信號。通過調節開關電晶體39的驅動 信號完成抑制。具體地，如果輸入電流波形信息小於理想信號，則使得上述 導通時間更長並使得脈衝寬度更寬。如果輸入電流波形信息大於理想信號， 則使得上述導通時間更短並使得脈沖寬度更窄。此外，在更短時間段中的瞬 時波動中，在導通時間信息上反映波動波形，並且以與上述類似的方式進行 校正。
通過對其給予驅動信號的開關電晶體39的瞬時波動抑制動作，對輸入電 流波形信息進行由箭頭指示的校正，並且總對磁控管給予近似於理想波的輸 入。省略了校正之後(a3)和(a5)的說明。以上提到的理想信號是虛擬信 號；該信號變為正弦波。
也就是，在類似商業電源的半周期的短時間段中，由於通過任意其他部 件控制輸入電流的幅度(功率控制)，所以在理想信號波形和輸入電流波形信 息之間的瞬時誤差或校正量的總和近似為零。由於以輸入電流被允許流動的 方向校正其中因為非線性負載所以輸入電流不流動的部分，因此減小了其中 輸入電流大的部分，使得近似為零保持為真。即使對於非線性負載，就像曾 假設電流波形為線性負載並且商業電源的電壓波形是正弦波，因此理想波形 變為類似於流入線性負載的電流波形的正弦波那樣，進行校正。
因此，對波形在相反極性校正輸入電流，以便消除輸入電流波形中的改 變，以及關於理想波形的不足和過度。因此在控制迴路中消除由磁控管的非線性負載引起的在商業電源中的快速電流改變，即，失真，並且執行輸入電 流波形整形。
此外，控制迴路基於跟隨輸入電流的瞬時值的輸入電流波形信息這樣操 作，使得如果存在磁控管類型和特性的改變，或如果存在由磁控管的陽極溫
度和微波爐中的負載引起的ebm (陽極-陰極電壓)波動、並且如果還存在電 源電壓波動，則可執行不受它們影響的輸入電流波形整形。
具體地，在本發明中，基於瞬時波動輸入電流波形信息控制開關電晶體。 以輸入電流波形信息的形式將輸入電流的瞬時波動直接輸入到混頻電路 81B,並且還反映在ON電壓信息上。使得可提供在輸入電流波形失真的抑制 中良好的開關電晶體的驅動信號，以及瞬時波動的追蹤。
在本發明中，將具有抑制輸入電流波形的失真和瞬時波動的這樣信息的 輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息轉化為逆變器電路的開關電晶體的驅 動信號。為了實現該目的，功率控制信息91不是特定不可缺少的，因為功率 控制信息91是用於控制在長時間段內(即在比商業電源周期等長的時間段 內)的功率波動的信息，而不是用於校正在類似於本發明希望的AC半周期 的短時間段內的瞬時波動的信息。因此，採用混頻電路81B和PWM比較器 82也只是實施例的一個示例，並且相應於如混頻電路81B、至少用於選擇輸 入電流波形信息或輸入電壓波形信息中較大的一個的選擇部分，以及如PWM 比較器82、用於將信息轉換為開關電晶體的驅動信號的轉換部分的組件，可 存在於輸入電流4僉測部分和開關電晶體之間。
對於使用功率控制信息，如上述實施例中那樣，將用於控制使得輸入電 流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制信息91輸入到混頻電路81B也不是 不可缺少的。也就是在上述實施例中，功率控制信息91源自電流檢測部分 71和校正電路72 (圖1 )或分路電阻器86和放大電路85 (圖2 ),以便檢測 輸入電流；可將用於控制使得在逆變器電路10的任意希望點的電流或電壓變 為預定值的信息，作為功率控制信息輸入到混頻電路81B。例如，通過平滑 電路73在其被平滑時或在其被平滑後，可將來自開關電晶體39的集電極的 信息輸入到比較電路74，並且可將經歷在比較電路74中、與的輸出設置信 號的比較後的信息用作功率控制信息。
接下來，圖12 (b)示出了相對於圖12(a)在輸入電流小時的波形情況； (bl)示出了當輸入小時的輸入電流波形信息，並且相應於圖12(a)的(al);(b2)示出ON電壓信息並相應於圖12(a)的(a2 );而(b3 )示出開關晶體 管的導通寬度並相應於(a7)。雖然未示出，但是當然在圖12 (b)中也以相 同的方式執行在圖12(a)的(a3)、 ( a4 )、 ( a5 )和(a6 )中所示的與鋸齒波的 比較處理。
如果輸入電流相對小，並且如圖12 (b)中輸入電流波形信息的值也變 小，則輸入電流的波形整形能力降級。然後，在本發明中，如圖12(b)中 如果輸入電壓波形信息(點虛線)大於輸入電流波形信息，則輸入電壓波形 信息用于波形整形。在實施例中，衰減輸入電壓以生成輸入電壓波形信息， 並將輸入電流轉換為電壓以生成輸入電流波形信息，因而可在輸入電流波形 信息和輸入電壓波形信息之間進行直接大小比較。
因此，當控制輸入電流小時，輸入電流波形信息變小，而且輸入電流波 形整形能力降級。但是，選擇大於電流波形的輸入電壓波形信息並執行輸入 電流波形整形，使得抑制輸入電流波形整形能力的降級。因此，如果輸入電 流小，還可防止功率因子的顯著降低。可通過根據商業電源電壓波形(分壓 比(voltage division ratio ))設置衰減率來實現輸入電壓波形信息的幅度(用 於確定輸入電流是否小於閾值)，使得幅度變為例如大約在最大輸入電流的 50%到20%時的輸入電流波形信息的幅度。
上述參考圖12的描述是關於磁控管的正常運行時間的描述。接下來，將 描述磁控管在開始時間的動作。開始時間指雖然電壓被施加到磁控管，但是 在磁控管開始振蕩之前的準備階段的狀態(相應於非振蕩時間)。此時，與飽 和運行時間不同，》茲控管陽極和陰極之間的阻抗變為無限大。
此外，在本發明中，將來自商業AC電源20的電壓乘以ON電壓信息， 即，根據ON電壓信息來幅度調製商業電源電壓，並將其施加到變壓器41的 初級側。施加到初級側電壓的峰值與施加到》茲控管的電壓相關，並且由所施 加的電壓和經過的時間定義的區域與施加到加熱器的功率相關。
在本發明中，在輸入電流波形信息90小的開始時間，也將輸入電壓波形 信息94輸入到混頻器81B。也就是，輸入電壓補償作為參考信號的輸入電流 不足，特別是在開始時間。
圖13是進行在當添加了輸入電壓波形信息時的操作和當未添加輸入電 壓波形信息時的操作之間進行比較描述的圖。從最上面到底部，圖13(a)示出 了 ON電壓信息、施加到變壓器的初級側的電壓、施加到^f茲控管的電壓以及當未添加輸入電壓波形信息時加熱器輸入功率的波形。
圖13(b)描述當添加了輸入電壓波形信息時操作(在開始時間)。圖13(a) 和圖13(b)示出了根據稍後描述的第六實施例等的情況，其中限制施加到變壓 器的初級側的電壓峰值。此外，在圖13(b)中，通過添加的輸入電壓波形信息 的動作來抑制施加到變壓器的初級側電壓和施加到》茲控管的電壓的峰值，而 且波形示出梯形。與圖13(a)類似，圖13(b)也從最上面到底部，示出ON電 壓信息、施加到變壓器的初級側的電壓、施加到》茲控管的電壓以及加熱器輸 入功率的波形。
如圖12所示，在相位0度、180度的附近，開關電晶體的導通寬度大， 因此施加到變壓器的初級側的電壓和施加到變壓器的電壓變為相對大的放大 寬度。另一方面，在相位90度、270度的附近，開關電晶體的導通寬度小， 因此放大寬度被相對抑制，並且波形的整個圖變為根據與在相位0度、180 度的放大寬度的相對關係的抑制峰值的梯形。
在圖13 (a)和圖13 (b)中對施加到磁控管的電壓之間進行比較，對於 當施加到磁控管的電壓相同時的加熱器輸入功率，圖13 (b)中的加熱器輸 入功率增長大於圖13(a)中的加熱器輸入功率，並且波形區域變大，使得在 短時間內加熱加熱器，並且可能縮短開始時間。
圖14是示出用於本發明的第七實施例、用於選擇和反轉輸入電流波形信 息或輸入電壓波形信息中較大的一個的比較和反轉電路(比較和選擇電路； 小於、等於大於關係比較、切換和反轉電路)的一個示例的圖。圖11、圖16 和圖17所示在混頻電路81B中提供比較和反轉電路。
將輸入電流波形信息90或輸入電壓波形信息94輸入到緩沖器電晶體， 並將來自從緩衝器電晶體的輸出輸入到具有公共發射極電阻器和公共集電極 電阻器的兩個電晶體。在輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94之間 提供用於防止幹擾的緩衝器電晶體。根據電晶體的二極體特性選擇較大輸入 信號，並將其輸出到兩個電晶體的公共發射極電阻器的公共連接點，並且導 通所選擇的信號被輸入到的電晶體。所導通的電晶體的發射極電流和集電極 電流反映輸入信號的幅度。在公共集電極電阻器的公共連接點的電勢上反映 集電極電流的幅度。
如果發射極電壓變高，則集電極電流變大並且公共集電極電阻器的壓降 變大，即，集電極電壓降低，因此關於輸入信號反轉集電極電壓的極性。信號的轉換係數也根據在集電極電阻器和發射極電阻器之間的電阻值比改變。 從與功率控制信號幹擾的角度，在公共集電極連接點通過緩衝器執行信號的 阻抗轉換並將其連接到後面的電容器更有效。因此，在電路中，自動執行兩 個信號的幅度檢測和選擇，並反轉和輸出所選擇的信號。 (第八實施例)
接下來將參考附圖來描述本發明的第八實施例。本發明的第八實施例涉 及用於選擇輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息的信號中較大的 一 個、混
頻和濾波所選擇的信號與來自比較電路74的功率控制信息、並將結果轉化為 逆變器的開關電晶體39的開/關驅動信號以使用的控制電路的配置。
在第八實施中，如圖8所示，省略了圖32中的可變增益放大器電路291、 反轉和波形處理電路263、波形誤差檢測電路292等，使得實現了顯著減少， 並實現了簡化和小型化。此外，可根據簡單配置縮短開始時間，並且也添加 用於防止對於》茲控管陽極52的過多電壓施加的安全措施，使得改進產品的可靠性。
由於這樣配置電路，所以使用輸入電流波形信息90的控制迴路專門針對 輸入電流的波形整形，使用功率控制信息91的控制迴路專門針對功率控制， 手動控制迴路不相互幹擾，並且保持轉換效率。 (第九實施例)
第九實施例涉及輸入電流檢測部分。如圖8所示，通過CT"71等檢測逆 變器電路的輸入電流，並且通過整流電路72整流並輸出。在該配置中，由於 使用CT等檢測輸入電流，所以可在保持絕緣屬性的同時取出大信號，使得 輸入電流波形整形的效率大，並且改進輸入電流的質量。
在圖9所示的示例中，輸入電流檢測部分檢測在逆變器電路的整流電路 31整流後、通過位於整流電路31和平滑電路30之間的分路電阻器86的單 向電流，並且通過放大電路(放大器)85放大跨越分路電阻器發生的電壓， 並輸出該電壓。該配置具有以下優點由於不需要將^r測部分與電子電路絕 緣並且也不需要執行整流，所以可以低成本配置輸入電流檢測部分。
如圖9所示，配置輸入電流檢測部分的放大電路85，以便衰減商業電源 的高階頻率部分和高頻切換頻率的高頻部分等，以防止不需要的諧振。具體 地，如圖3的輸入電流檢測部分的詳細圖所示的，放大電路85^f吏用如圖10 (a)中的高頻截止電容，衰減商業電源的高階頻率部分和高頻切換頻率的高頻部分等。
此外，由於插入放大電路85的高頻截止電容，所以對於發生的時間延遲， 與電容串聯插入電阻器，添加相位超前補償，防止過多的時間延遲，並如圖
10 (b)的相位特性圖所示確保控制迴路的穩定性。如圖15所示，還在圖8 的整流電路62中，可使用用於衰減高頻部分的配置(並聯插入電容器)和用 於添加相位超前補償以防止過多的時間延遲的配置(串聯插入電容器)。 (第十實施例)
第十實施例涉及混頻電路81B，其被配備有3個端子用於輸入輸入電流 波形信息90、輸入電壓波形信息94和功率控制信息91,如圖ll(a)所示。將 輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94輸入到如圖14所示的比較和反 轉電路，並經歷比較和反轉處理。通過執行處理提供的信號和功率控制信息 91被輸入到由C、 Rl和R2組成的濾波器電路，並且在它們被濾波後將結果 輸出到PWM比較器82，作為ON電壓信息92。如圖ll(b)的等效電路圖所 示，濾波器電路截止功率控制輸出91的高頻分量。在此過程中，截止阻礙輸 入電流波形整形的分量，使得改進輸入電流波形的質量。另一方面，如圖ll(c) 的等效電路圖中所示，為輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94形成 低截止濾波器，以提供波形完整性。 (第十一實施例)
在本發明的第十 一 實施例中，通過提供輸入電流增加控制時間和減少控 制時間之間的差異，來控制混頻電路81B的特性，該混頻電流81B用於混頻 輸入電流檢測部分的輸入電流波形信息90、輸入電流檢測部分的輸入電壓波 形信息94和用於控制使得輸入電流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制 信息91。圖16是第十一實施例的混頻電路的配置的圖。
在圖16(a)的配置圖中，根據功率控制信息91開/關SW1以降低/升高ON 電壓信息92。如圖16 (b)的等效電路中所示，在輸入電流增加控制時間， 截止SWl,並根據C*R2的時間常數逐漸升高ON電壓信息，以加寬開關晶 體管的導通寬度。
如圖16(c)的等效電路中所示，在輸入電流減少控制時間，導通SWl, 並且根據C^RPR2/(R1+R2))的時間常數迅速降低ON電壓信息，以使開關 電晶體的導通寬度變窄。也就是，在輸入電流增加控制時間和輸入電流減少 控制時間之間切換混頻電路81B的電路配置。具體地，在輸入電流增加控制時間將時間常數設置為較大，而在輸入電流減少控制時間將時間常數設置為 較小。
提供了這樣的差異，從而可實現在常規時間用於進行通常響應的控制特 性，以及例如如果輸入電流因為某種原因過多增加則用於進行減少輸入電流 以防止部件損壞的快速響應的控制特性。還可確保磁控管的非線性負載的控 制特性的穩定性。
(第十二實施例)
如關於圖17中的第十二實施例的混頻電路的配置圖所示，本發明的第十 二實施例將用於控制開關電晶體39的集電極電壓為預定值的集電極電壓控 制信息輸入到混頻電路81B。
如圖17所示，根據通過進行集電極電壓和參考電壓之間的比較提供的集 電極電壓控制信息93來執行SW2的開/關控制。如果集電極電壓低，則截止 SW2,並根據C*R2的時間常數逐漸升高ON電壓信息，以加寬開關電晶體 的導通寬度。如果集電極電壓高，則導通SW2，並且根據C*{R2*R3/(R2+R3)} 的時間常數迅速降低ON電壓信息，以使開關電晶體的導通寬度變窄。也就 是，響應於開關電晶體39的集電極電壓的幅度來切換混頻電路81B的電路配 置。具體地，如果集電極電壓低則增加時間常數，而如果集電極電壓高則減 少時間常數。
當磁控管非振蕩時，即，當上述功率控制不運作時，該控制對於防止對 磁控管施加過多電壓是有效的。在磁控管開始振蕩後，為了無效該控制以便 不影響功率控制，優選的，將要與集電極電壓比較的參考值設置為與磁控管
振蕩開始之前的參考值相比較大。 (第十三實施例)
圖18中所示的本發明的第十三實施例採用用於在磁控管的振蕩之前或 之後切換輸入電壓波形信息的增加量到輸入電流波形信息的添加量的配置。 在第十三實施例中，整形電路62和在圖8中的混頻電路81B之間提供轉換 (changeover)開關SW3,並且還提供用於根據整流電路72的輸出檢測磁控 管的振蕩開始的振蕩檢測電路63。根據振蕩檢測電路63的輸出在A和B之 間切換轉換開關SW3與整形電路62的連接點。整形電路62配備有在二極體 和地之間串聯連接的3個分壓電阻器，用於分壓並輸出來自商業電源電壓的 電源電壓信息。因為與距地近的連接點B相比來自商業電源電壓的衰減量小，所以在距商業電源20較近的連接點A的電源電壓信息大。整形電路62中提
供的電容器抑制噪聲從商業電源進入電源電壓信息。
與在飽和運行時間不同，在^茲控管的開始時間(相應於非振蕩時間)，在 磁控管的陽極和陰極之間的阻抗變為等於無限大。由於在飽和運行時間和開
始時間之間的這樣的差異影響通過變壓器41的輸入電流的狀態，所以振蕩檢 測電路63可通過從整流電路72獲得的電流值確定磁控管是否處於開始時間。
當根據振蕩檢測電路63的輸出檢測到磁控管被開啟時，將SW3切換到 連接點A的位置。在該情況下，將更大的信號(輸入電壓波形信息)輸入到 混頻電路81B,並如上所述，與在切換到連接點B的位置相比縮短開始時間。
當通過振蕩檢測電路63檢測到振蕩開始時，將SW3切換到連接點B的 位置並衰減信號，因此不阻礙當輸入電流大時的輸入電流波形整形，並且改 進當輸入電流小時的功率因子。因此，包括在磁控管的振蕩開始之前或之後 的電源電壓信息的幅度切換部件，從而如果在振蕩開始後的電源電壓信息的 幅度被設置為與當不包括幅度開關部件時的幅度相同，則可將在振蕩開始之 前的幅度設置為較大，使得上述縮短開始時間的效果變大。
振蕩檢測電路包括使用例如當磁控管開始振蕩、輸入電流增加時的特性 配置，以便通過比較器等比較輸入電流檢測部分的輸出和振蕩檢測閾值電平， 並鎖存比較器的輸出等。
(第十四實施例)
圖19是描述根據本發明的第十四實施例的高頻加熱單元的框圖。如圖 19所示，在實施例中，除了第二實施例的組件以外，控制電路70還包括振 蕩檢測電路63,用於形成振蕩檢測部分，以便檢測通過整流電路72提供的 電流信號是否處於預定電平或磁控管是否振蕩。振蕩檢測電路63根據電流信 號的電平檢測磁控管開始振蕩，並通過作為界限的檢測時間分類為作為非振 蕩狀態的檢測前的時間和作為振蕩狀態的檢測後的時間。如果振蕩檢測電路 63確定狀態為非振蕩，則其導通置於整形電路62和混頻電路81 ( 81C )之間 的轉換開關SW3。換而言之，轉換開關SW3允許輸入電壓檢測部分輸出輸 入電壓波形信息94,直到振蕩檢測電路63檢測到磁控管50的振蕩為止。應 當注意，雖然在磁控管的振蕩開始後磁控管仍然重複與商業電源的周期匹配 的振蕩和非振蕩，但是基於在此提到的非振蕩導通轉換開關SW3，即，在振 蕩開始後的非振蕩不包括在本發明中。與圖2、圖9類似，如圖20所示，在二極體橋型整流電路31和平滑電 路30之間4是供的分路電阻器86的電流4企測部分和用於放大跨越分路電阻器 的電壓的放大電路85可組成輸入電流;險測部分，並且其輸出可被用作輸入電 流波形信息90。在通過二極體橋型整流電路31單方向整流後，分路電阻器 86 4全測輸入電流。
在本實施例中，以如下方式簡化輸入電流波形信息檢測系統添加輸入 電流波形信息90、來自比較電路74的功率控制信息91和輸入電壓波形信息 94(當導通SW3時)，混頻電路81C混頻並濾波並輸出ON電壓信息92,並 且在ON電壓信息和來自PWM比較器82中的鋸齒波生成電路83的鋸齒波 之間進行比較，並且為了控制逆變器電路的開關電晶體39的開/關執行脈沖 寬度調製。具體在本實施例中，採用了其中將輸入電流波形信息90直接輸入 到混頻電路81C的配置。
PWM比較器82是脈衝寬度調製電路，用於將ON電壓信號92和預定載 波的鋸齒波相互疊加，以生成開關電晶體39的驅動信號。但是，這部分可被 配置為用於將ON電壓信息9 2轉換為逆變器的開關電晶體的驅動信號的轉換 部分，使得在其中來自AC電源20的輸入電流大的部分中縮短導通時間，並 且在其中輸入電流小的部分中延長導通時間；不限定配置。具體地，在本發 明中，轉換部分將直到檢測到磁控管50的振蕩為止輸出的輸入電壓波形信息 94和輸入電流波形信息90輸出轉換為逆變器的開關電晶體39的驅動信號。
對於關於輸入電流波形信息的開關電晶體39的開/關控制，執行極性轉 換，以當輸入電流大時縮短導通時間；並且當輸入電流小時延長導通時間。 因此，為了提供這樣的波形，輸入電流波形信息經歷混頻電路81C (稍後描 述)中的反轉處理以使用。
圖21(a)示出了混頻電路81C的示例。混頻電路81C具有3個輸入端子。 將功率控制信息91、輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94通過SW3 添加到端子，並如圖所示在內部電路中混頻。
如圖21(b)所示，如在AC等效電路所示、在功率控制信息91和混頻電 路81C的輸出之間形成高頻截止濾波器。因此，濾波器截止包含在功率控制 中、作為對於輸入電流波形信息90的幹擾的高頻分量，以整形輸入電流波形。
另一方面，如圖21(c)所示，如在AC等效電路所示、在輸入電流波形信 息90和輸入電壓波形信息94和混頻電3各81C的輸出之間形成低頻截止濾波
39器。因此，將功率控制信息91轉換為混頻電路81C的輸出的DC分量，並且 將輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94轉換為AC分量。
因此，第十四實施例將輸入電流波形信息卯或在磁控管非振蕩時間通過 將輸入電壓波形信息94添加到輸入電流波形信息90所提供的信號以使用， 轉換為逆變器電路的開關電晶體39的開/關驅動信號。通常，已知用於微波 爐等的逆變器；將50到60個周期的商業AC電源整流為DC，例如，通過逆 變器將所提供的DC電源轉換為20到50kHz的高頻，通過升壓變壓器升高所 提供的高頻，並且進一步通過電壓放大整流器整流的高電壓被施加到^t控管。
在第十四實施例中，當》茲控管正常振蕩時，即，在正常運行時間的情形 下，獲得與第一實施例的圖5中那些波形類似的波形。此時，根據,人整流電 路72獲得的電流值，振蕩檢測電路63確定磁控管在正常的運行，並截止SW3。 因此在運行時，二極體61和整形電^各62不動作，並且不生成輸入電壓波形 信息94。
在另一方面，與在飽和運行時間不同，在磁控管的開始時間(相應於非 振蕩時間)，在磁控管的陽極和陰極之間的阻抗變為等於無限大。由於在飽和 運行時間和開始時間之間的這樣的差異影響通過變壓器41的輸入電流的狀 態，所以振蕩檢測電路63可通過從整流電路72獲得的電流值確定^f茲控管是 否處於開始時間。如果振蕩檢測電路63確定磁控管處於開始時間，則導通 SW3。因此，在開始時間，二極體61和整形電路62動作，並且生成輸入電 壓波形信息94。
在本實施例中，在輸入電流波形信息90小的開始時間，將輸入電壓波形 信息94通過轉換開關SW3輸入到混頻電路81。也就是，輸入電壓補償作為 參考信號的輸入電流的不足，特別是在開始時間。
還在本實施例，添加了輸入電壓波形信息時和未添加輸入電壓波形信息 時的操作示出與第七實施例的圖13中的那些特性類似的特性。
在該情況下，振蕩檢測電路包括使用例如當磁控管開始振蕩、輸入電流 增加時的特性的配置，以便例如通過比較器等比較輸入電流檢測部分的輸出 和振蕩檢測閾值電平，並鎖存比較器的輸出等。將檢測值添加到SW3。
圖22是示出用於添加輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息的相加和 反轉電路的一個示例的圖。如在圖21、圖23和圖24中所示在混頻電路81 中提供相加和反轉電路。將輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94輸入到緩衝器電晶體，
並將來自從緩沖器電晶體的輸出輸入到具有公共集電極電阻器的兩個晶體
管。在輸入電流波形信息90或輸入電壓波形信息94之間提供用於防止幹擾 的緩衝器電晶體。響應於輸入信號的幅度的電流(發射極電流)流入兩個晶 體管的每個的發射極電阻器，並且響應於添加發射極電流產生的值在公共集 電極電阻中發生壓降。
如果發射極電壓變高，則電流變大並且壓降變大，即，集電極電壓降低， 因此關於輸入信號反轉集電極電壓的極性。信號的轉換係數也根據在集電極 電阻器和發射極電阻器之間的電阻值比改變。從與功率控制信號幹擾的角度， 在公共集電極連接點通過緩衝器執行信號的阻抗轉換並將其連接到後面的電 容器更有效。因此，電路相加兩個信號並反轉結果以輸出。 (第十五實施例)
本發明的第十五實施例涉及控制電路的配置，該控制電路用於混頻和濾 波輸入電流波形信息、在磁控管的非振蕩時進一 步添加了輸入電壓波形信息 的信號和來自比較電路47的功率控制信息，並將結果轉化為逆變器的開關晶 體管39的開/關驅動信號以使用。
在第十五實施中，如圖l所示，省略了圖32中的可變增益放大器291、 反轉和波形處理電路263、波形誤差檢測電路292等，使得實現了顯著減少， 並實現了筒化和小型化。此外，將輸入電壓波形信息94添加到輸入電流波形 信息90並根據簡單配置增加在開始時間的加熱器功率以便縮短開始時間，以 及還添加了用於防止對於磁控管陽極52的過多電壓施加的安全措施，使得改 進產品的可靠性。
由於這樣配置電路，所以使用輸入電流波形信息90的控制迴路專門針對 輸入電流的波形整形，使用功率控制信息91的控制迴路專門針對功率控制、 手動控制不相互幹擾，並且保持轉換效率。
(第十六實施例)
本發明第十六實施例涉及輸入電流4全測部分。如圖19所示，器通過CT71 等檢測逆變器電路的輸入電流，並且通過整流電路72整流並輸出。在該配置 中，由於使用CT等檢測輸入電流，所以可在保持絕緣屬性的同時取出大信 號，使得輸入電流波形整形的效果大，並且改進輸入電流的質量。
在圖20所示的示例中，輸入電流檢測部分檢測在逆變器電路的整形電路31整流後、通過位於整流電路31和平滑電路30之間的分路電阻器86的單 向電流，並且通過放大電路(放大器)85放大跨越分路電阻器發生的電壓， 並輸出該電壓。該配置具有以下優點由於不需要將檢測部分與電子電路絕 緣並且也不需要執行整流，所以能夠以低成本配置輸入電流檢測部分。 (第十七實施例)
如圖21(a)示出，本發明的第十七實施例涉及混頻電路81C,其配備有3 個輸入端子，用於輸入輸入電流波形信息90、輸入電壓波形信息94和功率 控制信息91。根據該配置，可補償加熱器的輸入功率並縮短開始時間。
(當SW3導通時)將輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94輸入 到如圖22所示的相加和反轉電路，並經歷相加和反轉處理。通過執行處理提 供的信號和功率控制信息91被輸入到由C、 Rl和R2組成的濾波器電路並濾 波，然後將結果輸出到PWM比較器82,作為ON電壓信息92。如圖21(b) 的等效電路圖所示，濾波器電路截止功率控制輸出91的高頻分量。在此過程 中，截止阻礙輸入電流波形整形的高頻分量，使得改進輸入電流波形的質量。 另一方面，如圖21(c)的等效電路圖中所示，為輸入電流波形信息卯和輸入 電壓波形信息94形成低截止濾波器，以提供波形完整性。
(第十八實施例)
在本發明的第十八實施例中，通過提供輸入電流增加控制時間和減少控 制時間之間的差異，來控制混頻電路的特性，該混頻電路用於混頻輸入電流 檢測部分的輸入電流波形信息、輸入電流檢測部分的輸入電壓波形信息和用 於控制使得輸入電流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制信息。圖23是第 十八實施例的混頻電路的配置的圖。
在圖23(a)的配置圖中，根據功率控制信息91開/關SW1以降低/升高ON 電壓信息92。如圖23 (b)的等效電路中所示，在輸入電流增加控制時間， 截止SWl,並根據C*R2的時間常數逐漸升高ON電壓信息，以加寬開關晶 體管的導通寬度。
如圖23 (c)的等效電路中所示，在輸入電流減少控制時間，導通SW1， 並且根據C^R"R2/(R1+R2))的時間常數迅速降低ON電壓信息，以使開關 電晶體的導通寬度變窄。也就是，在輸入電流增加控制時間和輸入電流減少 控制時間之間切換混頻電路81C的電路配置。具體地，在輸入電流增加控制 時間將時間常數設置為較大，而在輸入電流減少控制時間將時間常數設置為較小。
性，以及例如如果由於某些原因輸入電流過多增加則用於進行減少輸入電流 以防止部件損壞的快速響應的控制特性。還確保磁控管的非線性負載的控制 特性的穩定性。
(第十九實施例)
如關於圖28中的關於第十九實施例的混頻電路的配置圖所示，本發明的 第十九實施例將用於控制開關電晶體39的集電極電壓為預定值的集電極電 壓控制信息輸入到混頻電路81C。
如圖28所示，根據通過進行集電極電壓和參考電壓之間的比較提供的集 電極電壓控制信息93來執行SW2的開/關控制。如果集電極電壓低，則截止 SW2,並根據C*R2的時間常數逐漸升高ON電壓信息，以加寬開關電晶體 的導通寬度。如果集電極電壓高，則導通SW2，並且根據C*{R2*R3/(R2+R3)} 的時間常數迅速降低ON電壓信息，以使開關電晶體的導通寬度變窄。也就 是，響應於開關電晶體39的集電極電壓的幅度切換混頻電路81C的電路配置。 具體地，如果集電極電壓低則增加時間常數，而如果集電極電壓高則減少時 間常數。
圖25是關於磁控管的振蕩檢測的時序圖；其示出伴隨輸入電流的改變的 陽極電流和集電極電壓的改變。在磁控管50開始振蕩之前，變壓器41的次 級側阻抗非常大。也就是，磁控管陽極和陰極之間的阻抗無限大。因此，在 變壓器的次級側阻抗中幾乎無功率消耗，並且控制(限制)電晶體39的集電 極電壓為預定值，因此振蕩檢測電路63的輸入電流小(圖25中的Iinl )。
另一方面，在磁控管50的振蕩開始後，在磁控管的陽極和陰極之間的阻 抗減少，並且變壓器的次級側阻抗也減小了。因此，通過被控制(限制)為 預定值的電晶體39的集電極電壓驅動這樣重的負載(磁控管)，使得與在振 蕩開始前相比振蕩檢測電路63的輸入電流增加(圖25中的Iin2)。
如圖25中所示，在Iinl和Iin2之間預先設置上述振蕩檢測電路63的振 蕩檢測閾值電平。也就是，將在集電極電壓保持為給定電平的同時，在振蕩 開始之前和之後、在輸入電流中發生清楚的差異的事實用作確定材料。在圖 所示的示例中，在輸入電流開始增加了在陽極電流中的一增量後，振蕩檢測 電路63的輸入電流到達閾值電平所需的時間為11,而振蕩檢測電路63隨後確定振蕩開始所需的時間為t2。此時，雖然振蕩開始，但是對於時間t3=tl+t2,
集電極電壓控制進行工作，直到電路確定振蕩開始為止。
當磁控管非振蕩時，即，當上述功率控制不運作時，該控制對於防止對 磁控管的施加過多電壓是有效的。在磁控管開始振蕩後，為了無效該控制以 便不影響功率控制，優選的，將要與集電極電壓比較的參考值設置為與磁控 管振蕩開始之前的參考值相比較大。
(第十二實施例)
根據本發明的第十二實施例的高頻電介質加熱功率控制單元具有與圖8
中所示的第七實施例的類似的通常配置。在第十二實施例中，以如下方式簡
化輸入電流波形信息4全測系統混頻電路81 (81D)混頻並濾波輸入電流波 形信息90、輸入電壓波形信息94和來自比較電路74的功率控制信息91,並 輸出ON電壓信息92，並且在ON電壓信號和來自PWM比較器82中的鋸齒 波生成電路83的鋸齒波之間進行比較，並且為了控制逆變器電路的開關晶體 管39的開/關執行脈衝寬度調製。具體在本實施例中，採用了其中將輸入電 流波形信息90直接輸入到混頻電路81D的配置。
圖26(a)示出了混頻電路81D的示例。混頻電路81D具有3個輸入端子。 將功率控制信息91、輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94添加到這 些端子，並如圖所示在內部電路中混頻。
如圖26(b)所示，如在AC等效電路所示、在功率控制信息91和混頻電 路81D的輸出之間形成高頻截止濾波器。因此，該濾波器截止包含在功率控 制中、作為對輸入電流波形信息的幹擾的高頻分量，以整形輸入電流波形。
另一方面，如圖26(c)所示，如在AC等效電路所示、在輸入電流波形信 息90和輸入電壓波形信息94以及混頻電路81D的輸出之間形成低頻截止濾 波器。因此，將功率控制信息91轉換為混頻電路81D的輸出的DC分量，並 且將輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94轉換為AC分量。
因此，第十二實施例將輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94轉 換為逆變器電路的開關電晶體39的開/關驅動信號以使用。通常，已知用於 微波爐等的PWM逆變器；將50到60個周期的商業AC電源整流為DC,例 如，通過逆變器將所提供的DC電源轉換為20到50kHz的高頻，通過升壓變 壓器升高所提供的高頻，並且進一步通過電壓放大整流器整流的高電壓被施 加到磁控管。在實施例中，當磁控管正常振蕩時，即，在正常運行時間的情況下，獲 得與第七實施例的圖12中所示的波形信息類似的波形信息。在第十二實施例 中，將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息二者轉換為開關電晶體39的開 /關驅動信號以使用。
在本實施例的功率控制單元中，輸入電流控制部分提供由反映圖12中的 輸入電流的波動狀態的短劃線指示的輸入電流波形信息(見(al)),並基於 輸入電流波形信息執行後面的控制(輸入電流波動獨立於輸入電壓波形信息， 因此跳過對輸入電壓波形信息的描述)。執行控制，使得抑制在例如類似半周 期的時間段中發生的輸入電流波形信息的瞬間波動，以便接近由箭頭指示的 理想信號。通過調節開關電晶體39的驅動信號完成抑制。具體地，如果輸入 電流波形信息小於理想信號，則使得上述導通時間更長並使得脈沖寬度更寬。 如果輸入電流波形信息大於理想信號，則使得上述導通時間更短並使得脈沖 寬度更窄。此外在更短時間段的瞬時波動中，在導通時間信息上反映波動波 形，並且以與上述類似的方式進行校正。
在本發明中，將具有信息以便抑制輸入電流波形的失真和瞬時波動的輸 入電流波形信息(和與輸入電壓波形信息的相加)轉化為逆變器電路的開關 電晶體的驅動信號。為了實現該目的，功率控制信息91不是特定不可缺少的， 因為功率控制信息91是用於控制在長時間段內(即在比商業電源周期等長的 時間段內)的功率波動的信息，並且不是用於校正類似於本發明希望的AC 半周期的短時間段內的瞬時波動的信息。因此，採用混頻電路81D和PWM 比較器82也只是實施例的一個示例，並且相應於如混頻電路81D、至少用於 添加輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息的添加部分，以及如PWM比較 器82、用於將信息轉換為開關電晶體的驅動信號的轉換部分的組件，可存在 於輸入電流;險測部分和開關電晶體之間。
順帶地，如圖12 (b)如果輸入電流相對小，則輸入電流波形信息的值 也變小，因此輸入電流的波形整形能力降級。再次，將注意力集中在輸入電 壓波形信息。考慮如果輸入電流減少則輸入電壓實質上為常數。因此，可希 望總是可獲取給定大小的輸入電壓波形信息，而不考慮輸入電流的幅度(在 圖12 (al )和圖12 (bl )之間的比較)。
在本發明中，不僅將輸入電流波形信息還將輸入電壓波形信息輸入到混 頻電路81D。因此，如果輸入電流相對小，則在輸入電壓波形信息執行粗略輸入電流波形整形的同時(長時間段波動校正)，輸入電流波形信息^丸行精細 輸入電流波形整形(類似半周期的短時間段波動校正)，並抑制輸入電流波形 整形的降級。也就是，參考輸入電壓波動和與輸入電壓減少相關的輸入電流 的相移，追蹤實際輸入電流波動。因此，如果輸入電流小，則也防止顯著降 低功率因子。對於當添加了輸入電壓波形信息時和當未添加輸入電壓波形信 息時的操作，獲得了與圖13中的那些類似的那些。 (第二十一實施例)
如圖26(a)所示，本發明的第四實施例涉及混頻電路81D,該混頻電路81D 配備有3個輸入端子，用於輸入輸入電流波形信息90、輸入電壓波形信息94 和功率控制信息91。將輸入電流波形信息90和輸入電壓波形信息94輸入到 圖2所示的相加和反轉電路，並且經過相加和反轉處理。將通過執行處理提 供的信號和功率控制信息91輸入到由C、R1和R2組成的濾波器電路並濾波， 然後將結果輸出到PWM比較器82，作為ON電壓信息92。如圖26(b)的等 效電路圖所示，濾波器電路截止功率控制信息91的高頻分量。在此過程中， 截止阻礙輸入電流波形整形的分量，使得改進輸入電流波形的質量。另一方 面，如圖26(c)的等效電路圖中所示，對於輸入電流波形信息90和IIT入電壓 波形信息94形成低截止濾波器，以提供波形完整性。 (第二十二實施例)
在本發明的第二十二實施例中，通過提供輸入電流增加控制時間和減少 控制時間之間的差異，來控制混頻電路81D的特性，該混頻電路81D用於混 頻輸入電流一企測部分的輸入電流波形信息90、輸入電流檢測部分的輸入電壓 波形信息94和用於控制使得輸入電流檢測部分的輸出變為預定值的功率控 制信息91。圖27是第二十二實施例的混頻電路的配置的圖。
在圖27(a)的配置圖中，根據功率控制信息91開/關SW1以降低/升高ON 電壓信息92。如圖27 (b)的等效電路中所示，在輸入電流增加控制時間， 截止SW1，並根據C^R2的時間常數逐漸升高ON電壓信息，以加寬開關晶 體管的導通寬度。
如圖27 (c)的等效電路中所示，在輸入電流減少控制時間，導通SWl, 並且根據C(RPR2/(R1+R2》的時間常數迅速降低0N電壓信息，以使開關晶 體管的導通寬度變窄。也就是，在輸入電流增加控制時間和輸入電流減少控 制時間之間切換混頻電路81D的電路配置。具體地，在輸入電流增加控制時間將時間常數設置為較大，而在輸入電流減少控制時間將時間常數設置為較 小。
提供了這樣的差異，從而可實現在常規時間用於進行通常響應的控制特 性，以及例如如果輸入電流因為某種原因過多增加則用於進行減少輸入電流 以防止部件損壞的快速響應的控制特性。還確保磁控管的非線性負載的控制 特性的穩定性。
(第二十三實施例)
如關於圖28中的第二十三實施例的混頻電路的配置圖所示，本發明的第
二十三實施例將用於控制開關電晶體39的集電極電壓為預定值的集電極電 壓控制信息輸入到混頻器電路81D。
如圖28所示，根據通過進行集電極電壓和參考值之間的比較提供的集電 極電壓控制信息93來執行SW2的開/關控制。如果集電極電壓低，則截止 SW2，並根據C*R2的時間常數逐漸升高ON電壓信息，以加寬開關電晶體 的導通寬度。如果集電極電壓高，則導通SW2,並且根據C*{R2*R3/(R2+R3)} 的時間常數迅速降低ON電壓信息，以使開關電晶體的導通寬度變窄。也就 是，響應於開關電晶體39的集電極電壓的幅度切換混頻器電路81D的電路 配置。具體地，如果集電極電壓低則增加時間常數，而如果集電極電壓高則 減少時間常婆t。
當磁控管非振蕩時，即，當上述功率控制不運作時，該控制對於防止對 磁控管施加過多電壓是有效的。在磁控管開始振蕩後，為了無效該控制以便 不影響功率控制，優選的，將要與集電極電壓比較的參考值設置為與磁控管 振蕩開始之前的參考值相比較大。 (第二十四實施例)
圖29中所示的本發明的第二十四實施例採用用於在磁控管的振蕩之前 或之後切換輸入電壓波形信息到輸入電流波形信息的添加量的配置。在第二 十四實施例中，整形電路62和在圖8中的混頻電路81C(在本實施例中，81D) 之間提供轉換開關SW3，並且還提供用於根據整流電路72的輸出檢測磁控 管的振蕩開始的振蕩檢測電路63。根據振蕩檢測電路63的輸出在A和B之 間切換轉換開關SW3與整形電路62的連接點。整形電路62配備有在二極體 和地之間串聯連接的3個分壓電阻器，用於分壓並輸出來自商業電源電壓的 電源電壓信息。因為與距地近的連接點B相比來自商業電源電壓的衰減量小，所以在距商業電源20較近的連接點A的電源電壓信息大。整形電路62中提 供的電容器抑制噪聲從商業電源進入電源電壓信息。
與在飽和運行時間不同，在磁控管的開始時間(相應於非振蕩時間)，在 磁控管的陽極和陰極之間的阻抗變為等於無限大。由於在飽和運行時間和開 始時間之間的這樣的差異影響通過變壓器41的輸入電流的開始，所以振蕩檢 測電路63可通過從整流電路72獲得的電流值確定磁控管是否處於開始時間。
當根據振蕩檢測電路63的輸出檢測到磁控管被啟動時，將SW3切換到 連接點A的位置。在該情況下，將更大的信號(輸入電壓波形信息)輸入到 混頻電路81D,並如上所述，與在切換到連接點B的位置相比縮短開始時間。
當通過振蕩檢測電路63檢測到振蕩開始時，將SW3切換到連接點B的 位置並衰減信號，因此不阻礙當輸入電流大時的輸入電流波形整形，並且改 進當輸入電流小時的功率因子。
振蕩檢測電路包括使用例如當磁控管開始振蕩、輸入電流增加時的特性 配置，以便通過比較器等比較輸入電流檢測部分的輸出和振蕩檢測閾值電平， 並鎖存比較器的輸出等。
本申請基於與2005年11月25日提交的日本專利申請第2005-340555號、 第2005-340556號、2005-340557號和2005-340558號，通過引用在此將它們 合併。
雖然已經描述了本發明，但是應理解本發明不限於在實施例中描述的項 目，並且本發明還意於本領域的技術人員基於描述和廣泛已知技術進行改變、 修改和應用，並且改變、修改和應用也包含在所保護的範圍內。
工業適用性
根據本發明的高頻電介質加熱功率控制，形成用於通過反轉校正輸入電 流使得其中輸入電流大的部分變小而其中輸入電流小的部分變大的控制回 路。因此，如果存在磁控管的類型和特性的變化、陽極-陰極電壓波動、或 電源電壓波動等，則可根據簡單配置獲得不受它們影響的輸入電流波形整形， 並根據簡單配置實現磁控管的穩定輸出。
權利要求
1.一種高頻電介質加熱功率控制單元，用於控制用於整流AC電源的電壓的逆變器電路、調製開關電晶體的高頻切換的導通時間、以及轉換為高頻功率，所述高頻電介質加熱功率控制單元包括輸入電流檢測部分，用於檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電流，並輸出輸入電流波形信息；以及轉換部分，用於將輸入電流波形信息轉換為逆變器電路的開關電晶體的驅動信號，使得抑制輸入電流波形信息的瞬時波動。
2. 如權利要求1所述的高頻電介質加熱功率控制單元，還包括 混頻電路，連接到所述輸入電流一僉測部分和所述轉換部分之間，用於混頻輸入電流波形信息和用於控制使得在逆變器電路任意點的電流或電壓變為 預定值的功率控制信息，並生成導通電壓信號，其中所述轉換部分將導通電壓信號轉換為驅動信號，使得在輸入電流大 的部分中縮短導通時間，而在輸入電流小的部分中延長導通時間。
3. 如權利要求2所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中所述混頻電 路混頻輸入電流波形信息和用於控制使得所述輸入電流檢測部分的輸出變為 預定值的功率控制信息，並生成導通電壓信號。
4. 如權利要求2所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中直接將輸入 電流波形信息輸入到混頻電路，該混頻電路隨後反轉被直接輸入的輸入電流 波形信息，並混頻所反轉的輸入電流波形信息和功率控制信息。
5. 如權利要求1所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中所述輸入電 流檢測部分具有用於檢測輸入電流的變流器，以及用於整流所檢測的輸入電 流並將結果輸出的整流電路。
6. 如權利要求3所述的高頻電介質加熱功率控制單元，還包括 比較電路，用於進行在輸入電流和輸出設置信號之間的比較，並輸出功率控制信息。
7. 如權利要求3所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中所述輸入電 流檢測部分在整流逆變器電路的輸入電流之後，檢測並輸出單向電流。
8. 如權利要求7所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中所述輸入電 流檢測部分具有分路電阻器和放大電路，該分路電阻器用於在整流逆變器電路的輸入電流之後檢測單向電流，而該放大電路用於放大跨越所述分路電阻 器發生的電壓，將通過所述放大電路提供的輸出直接輸入到混頻電路，作為輸入電流波 形信息，以及還包括比較電路，用於進行在由該放大電路提供的輸出和輸出設置信號 之間的比較，並輸出功率控制信息。
9. 如權利要求2所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中所述混頻電 路具有用於截止功率控制信息的高頻分量的配置。
10. 如權利要求2所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中所述混頻 電路在輸入電流的增加控制時間的電路配置和輸入電流的減少控制時間的電 路配置之間切換。
11. 如權利要求IO所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中所述混頻 電路具有在輸入電流的增加控制時間增加並在輸入電流的減少控制時間減少 的時間常數。
12. 如權利要求2所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中將用於控 制開關電晶體的集電極電壓為預定值的集電極電壓控制信息輸入到混頻電 路，並響應於集電極電壓的幅度切換電路配置。
13. 如權利要求12所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中當集電極 電壓為低時，混頻電路的時間常數增加，而當集電極電壓為高時，混頻電路 的時間常數減小。
14. 如權利要求1所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中所述輸入 電流檢測部分具有濾波器電路，用於衰減商業電源的高階頻率部分和高頻切 換頻率的高頻部分等。
15. 如權利要求14所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中所述輸入 電流檢測部分具有濾波器電路，將相位超前補償添加到該濾波器電路。
16. 如權利要求2所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中將所述轉 換部分實現為將導通電壓信號和預定載波相互疊加以生成開關電晶體的驅動 信號的脈衝寬度轉換電路。
17. 如權利要求1所述的高頻電介質加熱功率控制單元，還包括 輸入電壓檢測部分，用於檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電壓，並輸出輸入電壓波形信息；以及選擇部分，選擇輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息中較大的， 其中所述轉換部分將所選擇的輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息轉 換為逆變器電路的開關電晶體的驅動信號。
18. 如權利要求17所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中將所述選 擇部分實現為連接在所述輸入電流檢測部分和所述轉換部分之間的混頻電 路，用於混頻輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息和用於控制使得在逆變 器電路任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，並生成導通電壓信其中所述轉換部分將導通電壓信號轉換為驅動信號，使得抑制施加到磁 控管的電壓的峰值。
19. 如權利要求18所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中所述混頻 電路將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息之一與用於控制使得所述輸入電流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制信息混頻，並生成導通電壓信號。
20. 如權利要求18所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中直接將輸 入電流波形信息和輸入電壓波形信息輸入到混頻電路，該混頻電路隨後選擇 被直接輸入的輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息，並將所選擇的輸入電 流波形信息或輸入電壓波形信息與功率控制信息混頻。
21. 如權利要求17所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中所述輸入 電壓檢測部分包括一對二極體，用於檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電壓；以及 整形電^各，用於整形通過所述二極體^r測的輸入電壓，並輸出經整形的 電壓。
22. 如權利要求21所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中整形電路 具有用於衰減輸入電壓的高階頻率部分的配置。
23. 如權利要求22所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中整形電路 還具有相位超前補償。
24. 如權利要求17所述的高頻電介質加熱功率控制單元，還包括 振蕩檢測電路，用於檢測磁控管的振蕩，其中響應於由振蕩檢測電路檢測的磁控管的振蕩或非振蕩切換來自輸入電壓檢測部分的輸入電壓波形信息 的幅度。
25. 如權利要求17所述的高頻電介質加熱功率控制單元，還包括振蕩檢測電路，用於檢測磁控管的振蕩；以及轉換開關，用於允許輸入電壓檢測部分輸出輸入電壓波形信息，直到振 蕩檢測部分檢測到磁控管的振蕩為止，其中所述轉換部分相加直到檢測到磁控管的振蕩為止輸出的輸入電壓波形信 息和輸入電流波形信息，並且將結果轉換為逆變器電路的開關電晶體的驅動 信號。
26. 如權利要求25所述的高頻電介質加熱功率控制單元，還包括 連接在所述輸入電流檢測部分和所述轉換部分之間的混頻電路，用於混頻輸入電流波形信息、直到檢測到磁控管的振蕩為止輸出的輸入電壓波形信 息和用於控制使得在逆變器電路任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制 信息，並生成導通電壓信號，其中所述轉換部分將導通電壓信號轉換為驅動信號，使得抑制施加到磁 控管的電壓的峰值。
27. 如權利要求26所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中混頻電路 混頻輸入電流波形信息、輸入電壓波形信息、以及用於控制使得所述輸入電 流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制信息，並生成導通電壓信號。
28. 如權利要求26所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中直接將輸 入電流波形信息和輸入電壓波形信息輸入到混頻電路，該混頻電路隨後添加 並反轉被直接llT入的輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息，並混頻該信息 與功率控制信息。
29. 如權利要求25所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中將振蕩檢 測部分實現為連接在所述輸入電流檢測部分和所述輸入電壓4全測部分之間的 振蕩檢測電路，以及其中，在振蕩檢測部分和輸入電壓檢測部分的連接點提 供轉換開關。
30. 如權利要求17所述的高頻電介質加熱功率控制單元，還包括 相加部分，用於相加輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息，其中所述轉換部分將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息的相加結果 轉換為逆變器電路的開關電晶體的驅動信號。
31. 如權利要求30所述的高頻電介質加熱功率控制單元，其中將相加部 分實現為連接在所述輸入電流檢測部分和所述轉換部分之間的混頻電^各，用 於混頻輸入電流波形信息、輸入電壓波形信息和用於控制使得在逆變器電路任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，並生成導通電壓信號，其中所述轉換部分將導通電壓信號轉換為驅動信號，使得抑制施加到磁 控管的電壓的峰值。
32. 如權利要求30所述的高頻電介質加熱功率控制單元，還包括 振蕩檢測部分，用於檢測磁控管的振蕩，其中響應於由振蕩檢測電路檢測的磁控管的振蕩或非振蕩，切換來自輸入電壓檢測部分的輸入電壓波形信 息的幅度。
33. —種高頻電介質加熱功率控制方法，用於控制用於整流AC電源的 電壓的逆變器電路、調製開關電晶體的高頻切換的導通時間、以及轉換為高 頻功率，所述高頻電介質加熱功率控制方法包括以下步驟檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電流； 獲取相應於輸入電流的輸入電流波形信息；以及將輸入電流波形信息轉換為逆變器電路的開關電晶體的驅動信號，使得 抑制輸入電流波形信息的瞬時波動。
34. —種高頻電介質加熱功率控制方法，用於控制用於整流AC電源的 電壓的逆變器電路、調製開關電晶體的高頻切換的導通時間、以及轉換為高 頻功率，所述高頻電介質加熱功率控制方法包括以下步驟檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電流； 獲取相應於輸入電流的輸入電流波形信息； 檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電壓； 獲取相應於輸入電壓的輸入電壓波形信息； 選擇輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息中較大的，以及 將所選擇的輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息轉換為逆變器電路的 開關電晶體的驅動信號。
35. —種高頻電介質加熱功率控制方法，用於控制用於整流AC電源的 電壓的逆變器電路、調製開關電晶體的高頻切換的導通時間、以及轉換為高 頻功率，所述高頻電介質加熱功率控制方法包括以下步驟檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電流； 獲取相應於輸入電流的輸入電流波形信息； 檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電壓； 獲耳又相應於輸入電壓的輸入電壓波形 <言息；檢測磁控管的振蕩；輸出輸入電壓波形信息直到檢測到磁控管的振蕩為止，相加輸入直到檢測到磁控管的振蕩為止輸出的輸入電壓波形信息和輸入 電流波形信息，以及將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息的相加結果轉換為逆變器電路 的開關電晶體的驅動信號。
36. —種高頻電介質加熱功率控制方法，用於控制用於整流AC電源的 電壓的逆變器電路、調製開關電晶體的高頻切換的導通時間、並轉換為高頻 功率，所述高頻電介質加熱功率控制方法包括以下步驟;險測從AC電源到逆變器電路的輸入電流；獲取相應於輸入電流的tr入電流波形信息；檢測從AC電源到逆變器電路的輸入電壓；獲取相應於輸入電壓的輸入電壓波形信息；相加輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息，以及將輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息的相加結果轉換為逆變器電路 的開關電晶體的驅動信號。
全文摘要
所提供的是功率控制設備，用於不受磁控管類型、特性不規則性或者電源電壓波動的影響而高頻電介質加熱。該設備包括輸入電流檢測單元(71，72)，用於檢測用於整流(31)AC電源電壓(20)的逆變器電路(10)的輸入電流，執行高頻切換，和將其轉換為高頻功率。混頻電路(81)將輸入電流檢測單元上的輸入電流波形信息(90)和用於控制輸入電流檢測單元的輸出為預定值的電源控制信息(91)混頻，從而輸出ON電壓信息(92)。PWM比較器(82)將ON電壓信息與來自鋸齒波生成電路(83)的鋸齒波進行比較。執行脈衝寬度調製，並且將驅動信號輸出以執行逆變器電路的切換電晶體(39)的ON/OFF控制。
文檔編號H05B6/68GK101317499SQ20068004412
公開日2008年12月3日 申請日期2006年11月22日 優先權日2005年11月25日
發明者城川信夫, 守屋英明, 安井健治, 木下學, 末永治雄, 酒井伸一 申請人:松下電器產業株式會社