一種混合型開關電源轉換器及控制方法
2024-04-12 17:47:05 1
1.本發明涉及開關電源技術領域，更具體的，涉及一種混合型開關電源轉換器及控制方法。
背景技術：
2.如今緊湊型電子設備(compact electronic devices)在生活的各個領域都有著廣泛的應用，隨著它們尺寸的減小，其工作電壓也將不斷降低，因此需要一個擁有較低電壓轉換比的直流-直流降壓型轉換器(dc-dc buck converter)將4.2-2.8v左右的鋰電池電壓轉換為一個1v甚至更低的供電電壓；此外，電感的尺寸也會逐步縮小，但其直流導通電阻(dcr)依舊會非常大，這將導致較大的熱損耗，影響設備的工作效率和使用年限。
3.如圖7所示，傳統降壓型轉換器擁有結構簡單，性能穩定等優點，因而得到廣泛的使用，然而其平均電感電流與負載電流相等，因此在重載條件下電感的dcr損耗會非常大，導致發熱嚴重；開關管的導通損耗也會增加，惡化了整個系統的效率。此外，傳統結構的電壓轉換比範圍為0-1，同開關佔空比信號一致，當轉換至相對低的電壓時開關的佔空比信號會變得非常窄，可能會導致電路無法輕易完成大幅度的降壓轉換。
4.為解決傳統結構上的問題，近年來眾多學者針對降壓型轉換器的拓撲結構進行了大量研究與探索。新的拓撲中大都利用了飛電容與電感相結合的混合型結構來提升電路性能。如圖8所示，其中效果較為顯著的是guigang cai等人於2022年提出的電容電感串聯-降壓轉換器(cpl-buck converter)，它由6個開關以及2個飛電容組成，其電壓轉換比(標記為m)如下：
[0005][0006]
其中d為佔空比，代表開關管的導通時間。m的範圍為0-1/3，這意味著該轉換器可輕易地將原始的供電電壓大幅轉換為更低的電壓。根據負載電容c
l
的充放電平衡可以計算出其平均電感電流i
l
為：
[0007][0008]
相比傳統結構，其平均電感電流有了明顯的減小，並可以隨著轉換比的增加而進一步減小。
[0009]
然而現有技術依然存在平均電感電流過大，損耗大，效率低的問題，因此，如何發明一種平均電感電流小，損耗小，效率高的混合型開關電源轉換器，是本技術領域亟需解決的問題。
技術實現要素：
[0010]
本發明提出了一種混合型開關電源轉換器及其控制方法。本發明減小了開關和電感的損耗，提升了工作效率，同時實現了大幅度的降壓轉換，滿足低功耗應用場景的需求。
[0011]
為實現上述本發明目的，採用的技術方案如下：
[0012]
一種混合型開關電源轉換器，包括8個開關器件s
1-s8，2個儲能電容c
f1
和c
f2
，1個電感l；
[0013]
s1的源極電性連接輸入電壓v
in
，s1的漏極分別與電感l的一端和s2的漏極電性連接；s2的源極與地電平電性連接；s3的源極分別與電感l的另一端和儲能電容c
f1
的上極板電性連接，s3的漏極分別與儲能電容c
f2
的上極板、s4的漏極、s6的漏極電性連接；s4的源極分別與儲能電容c
f1
的下極板和s5的漏極電性連接；s5的源極連接地電平；s6的源極與s7的源極電性連接；s7的漏極分別與儲能電容c
f2
的下極板和s8的漏極電性連接；s8的源極連接地電平；將s6的源極與s7的源極處的電壓稱為輸出電壓vo。
[0014]
優選的，還包括1個負載電容c
l
；c
l
的上極板分別與s6的源極和s7的源極電性連接；c
l
的下極板連接地電平。
[0015]
進一步的，s1、s3、s4、s6、s7均為pmos管。
[0016]
更進一步的，s2、s5、s8均為nmos管。
[0017]
更進一步的，s6的源極和s7的源極還與電流檢測裝置電性連接。
[0018]
更進一步的，s6的源極和s7的源極還與電壓檢測裝置電性連接。
[0019]
一種混合型開關電源轉換器的控制方法：
[0020]
當混合型開關電源轉換器的開關信號佔空比為設定的閾值d時，控制開關器件s2、s3、s5、s7關閉；s1、s4、s6、s8導通；
[0021]
s2、s3、s5、s7分別對應的控制信號電平分別為低電平、高電平、低電平和高電平；s1、s4、s6、s8對應的控制信號電平分別為低電平、低電平、低電平和高電平。
[0022]
一種混合型開關電源轉換器的控制方法：
[0023]
當混合型開關電源轉換器的當開關信號佔空比為設定的閾值1-d時，控制開關器件s1、s4、s6、s8關閉；s2、s3、s5、s7導通；
[0024]
s1、s4、s6、s8對應的控制信號電平分別為高電平、高電平、高電平和低電平；s2、s3、s5、s7對應的控制信號電平分別為高電平、低電平、高電平和低電平。
[0025]
更進一步的，電感電流流經開關器件s1和s4以及電容c
f1
，電感l的兩端電壓被充電至v
in-3vo；電容c
f2
下極板接地並同時為負載供電直至電容兩端電壓放電至vo。
[0026]
更進一步的，電感l與電容cf1並聯，與電容c
f2
串聯；電感l一端接地，另一端電壓為2vo，兩端電壓為-2vo，電感電流逐漸減小；電容c
f1
下極板接地並處於放電狀態直至電容兩端放電至2vo。
[0027]
本發明的有益效果如下：
[0028]
本發明提出了一種混合型開關電源轉換器及其控制方法。本發明針對現有的降壓型轉換器平均電感電流過大，損耗大，效率低的問題，利用電容與電感雙路徑為負載供電，並通過設計8個開關器件，本發明減小了開關和電感的損耗，提升了工作效率，同時實現了大幅度的降壓轉換，滿足低功耗應用場景的需求。
附圖說明
[0029]
圖1是本發明一種混合型開關電源轉換器的電路系統示意圖。
[0030]
圖2是本發明一種混合型開關電源轉換器的電源控制方法的第1種混合型開關電
源轉換器的控制方法的電流流向示意圖。
[0031]
圖3是本發明一種混合型開關電源轉換器的電源控制方法的第2種混合型開關電源轉換器的控制方法的電流流向示意圖。
[0032]
圖4是本發明一種混合型開關電源轉換器的電源控制方法的8個開關器件控制信號的時序圖。
[0033]
圖5是本發明一種混合型開關電源轉換器的電源控制方法同cpl-buck和傳統buck的電感電流對比圖。
[0034]
圖6是本發明一種混合型開關電源轉換器的電源控制方法同cpl-buck和傳統buck的電壓轉換比對比圖。
[0035]
圖7是現有的一種傳統降壓型轉換器的電路系統示意圖。
[0036]
圖8是現有的一種電容電感串聯-降壓轉換器的電路系統示意圖。
具體實施方式
[0037]
下面結合附圖和具體實施方式對本發明做詳細描述。
[0038]
實施例1
[0039]
如圖1所示，一種混合型開關電源轉換器，包括8個開關器件s
1-s8，2個儲能電容c
f1
和c
f2
，1個電感l；
[0040]
s1的源極電性連接輸入電壓v
in
，s1的漏極分別與電感l的一端和s2的漏極電性連接；s2的源極與地電平電性連接；s3的源極分別與電感l的另一端和儲能電容c
f1
的上極板電性連接，s3的漏極分別與儲能電容c
f2
的上極板、s4的漏極、s6的漏極電性連接；s4的源極分別與儲能電容c
f1
的下極板和s5的漏極電性連接；s5的源極連接地電平；s6的源極與s7的源極電性連接；s7的漏極分別與儲能電容c
f2
的下極板和s8的漏極電性連接；s8的源極連接地電平；將s6的源極與s7的源極處的電壓稱為輸出電壓vo。
[0041]
本發明公開了一種混合型降壓變換器，每個工作相位下都存在兩條能量傳輸路徑，同現有方案相比大幅度減小了平均電感電流，同時也減小了開關損耗和電感的損耗，延長了設備的使用壽命，提升了工作效率。
[0042]
同現有方案對比，本發明的混合型降壓變換器在相同的佔空比下能實現更大幅度的降壓轉換，使得電路的設計更加簡化，工作性能進一步提升。
[0043]
本發明的降壓轉換器每個開關的電壓應力都非常小，可使用普通cmos器件集成而無需使用特殊的高壓器件，節省了晶片面積和成本。
[0044]
實施例2
[0045]
如圖1所示，一種混合型開關電源轉換器，包括8個開關器件s
1-s8，2個儲能電容c
f1
和c
f2
，1個電感l；
[0046]
s1的源極電性連接輸入電壓v
in
，s1的漏極分別與電感l的一端和s2的漏極電性連接；s2的源極與地電平電性連接；s3的源極分別與電感l的另一端和儲能電容c
f1
的上極板電性連接，s3的漏極分別與儲能電容c
f2
的上極板、s4的漏極、s6的漏極電性連接；s4的源極分別與儲能電容c
f1
的下極板和s5的漏極電性連接；s5的源極連接地電平；s6的源極與s7的源極電性連接；s7的漏極分別與儲能電容c
f2
的下極板和s8的漏極電性連接；s8的源極連接地電平；將s6的源極與s7的源極處的電壓稱為輸出電壓vo。
[0047]
在一個具體實施例中，還包括1個負載電容c
l
；c
l
的上極板分別與s6的源極和s7的源極電性連接；c
l
的下極板連接地電平。
[0048]
在一個具體實施例中，s1、s3、s4、s6、s7均為pmos管。
[0049]
在一個具體實施例中，s2、s5、s8均為nmos管。
[0050]
在一個具體實施例中，s6的源極和s7的源極還與電流檢測裝置電性連接。
[0051]
在一個具體實施例中，s6的源極和s7的源極還與電壓檢測裝置電性連接。
[0052]
實施例3
[0053]
一種混合型開關電源轉換器的控制方法：
[0054]
當混合型開關電源轉換器的開關信號佔空比為設定的閾值d時，控制開關器件s2、s3、s5、s7關閉；s1、s4、s6、s8導通；
[0055]
s2、s3、s5、s7分別對應的控制信號電平分別為低電平、高電平、低電平和高電平；s1、s4、s6、s8對應的控制信號電平分別為低電平、低電平、低電平和高電平。
[0056]
如圖2所示，在一個具體實施例中，電感電流流經開關器件s1和s4以及電容c
f1
，電感l的兩端電壓被充電至v
in-3vo；電容c
f2
下極板接地並同時為負載供電直至電容兩端電壓放電至vo。
[0057]
實施例4
[0058]
一種混合型開關電源轉換器的控制方法：
[0059]
當混合型開關電源轉換器的當開關信號佔空比為設定的閾值1-d時，控制開關器件s1、s4、s6、s8關閉；s2、s3、s5、s7導通；
[0060]
s1、s4、s6、s8對應的控制信號電平分別為高電平、高電平、高電平和低電平；s2、s3、s5、s7對應的控制信號電平分別為高電平、低電平、高電平和低電平。
[0061]
如圖3所示，在一個具體實施例中，電感l與電容cf1並聯，與電容c
f2
串聯；電感l一端接地，另一端電壓為2vo，兩端電壓為-2vo，電感電流逐漸減小；電容c
f1
下極板接地並處於放電狀態直至電容兩端放電至2vo。
[0062]
實施例5
[0063]
本實施例中，由電感l的伏秒平衡定律可以得到：
[0064]
(v
in-3vo)d＝2vo(1-d)
[0065]
求解可得對應的電壓轉換比m：
[0066][0067]
由電容c
f1
、c
f2
和c
l
的電荷平衡定律可得到平均電感電流表達式：
[0068][0069]
由此可得到如圖5所示的一種混合型開關電源轉換器的8個開關器件控制信號的時序圖。
[0070]
本實施例中，8個開關的電壓應力如表1所示：
[0071]
開關器件s1s2s3s4s5s6s7s8電壓應力v
invinvo
2v
ovovovovo
[0072]
由於輸入電壓都在4.2-2.8v，輸出電壓低於1v，因此所有開關mos管的電壓應力都
可低於5v，無需使用特殊高壓器件，可用普通cmos工藝製造。
[0073]
本發明公開的一種混合型開關電源轉換器的結構，在每個工作狀態下，都持續有兩條能量傳輸路徑提供給負載，大幅度減小了平均電感電流，同時也減小了開關損耗和電感的損耗，延長了設備的使用壽命，提升了工作效率；由於使用了兩個飛電容，同樣的佔空比信號下電壓轉換比能下降至更低，以完成大幅度的降壓轉換。
[0074]
本實施例中，如圖5所示，由於輸入電壓都在4.2-2.8v，輸出電壓低於1v，因此本發明所有開關mos管的電壓應力都可低於5v，無需使用特殊高壓器件，可用普通cmos工藝製造。
[0075]
本實施例中，如圖6所示，在相同佔空比d的條件下，本發明提出的降壓轉換器能獲得更一個更低的電壓轉換比，意味著相比現有技術能更輕易地實現大幅度的降壓轉換。
[0076]
本發明提出了一種混合型開關電源轉換器，針對現有的降壓型轉換器平均電感電流過大，損耗大，效率低的問題，利用電容與電感雙路徑為負載供電，並且通過設計8個開關器件縮減了平均電感電流，從而減小了開關和電感的損耗，提升了工作效率，同時實現了大幅度的降壓轉換以滿足低功耗應用場景的需求。
[0077]
顯然，本發明的上述實施例僅僅是為清楚地說明本發明所作的舉例，而並非是對本發明的實施方式的限定。凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明權利要求的保護範圍之內。