開放式繞組馬達驅動裝置的製作方法
2024-04-13 05:47:05 3
1.本發明的實施方式涉及驅動開放式繞組構造的馬達的裝置。
背景技術：
2.有通過兩臺逆變器驅動開放式繞組馬達的技術。該技術在使馬達高速旋轉的情況下等能夠使逆變器的輸出電壓增大。因此，在應用於需要從低負荷低旋轉時到高負荷高旋轉的寬廣的運轉範圍的空調機、熱源設備等的熱泵設備的壓縮機驅動時，能夠期待非常大的效果。
3.在上述驅動的方式有多種的情況下，例如，如專利文獻1所公開的那樣，共享兩臺逆變器的直流鏈路電壓的dc鏈路共用方式不需要進行電路的絕緣等，是最簡單的構成，但零軸電流會流過馬達。零軸電流是用於在馬達的3相繞組中向相同方向流動，形成經由上下任一個的直流鏈路部回流的路徑而產生的。零軸電流由於在馬達中使馬達電流的高次諧波分量增大，因此，存在扭矩波動的增加、逆變器的損失增加這樣的問題。
4.現有技術文獻
5.專利文獻
6.專利文獻1：國際公開wo2016/125557號
7.專利文獻2：日本特開2020-31458號公報
技術實現要素：
8.發明要解決的課題
9.零軸電流被分類為馬達電流頻率的3倍頻率分量和用於pwm控制的載波頻率分量。3倍頻率分量是比較低的頻率，因此，能夠通過反饋控制等加以應對(參照專利文獻2)，但載波頻率分量在每個開關周期都產生，因此需要考慮驅動逆變器的信號的生成方法。
10.此外，在通過兩臺逆變器驅動開放式繞組馬達時，從馬達繞組的兩端施加共模電壓，與通過1臺逆變器驅動的一般的星形接線馬達相比，對地電容在表面上變大，由此導致共模噪聲大幅度增加。
11.因此，提供一種能夠抑制零軸電流的載波頻率分量並降低共模噪聲的開放式繞組馬達馬達驅動裝置。
12.用於解決課題的手段
13.實施方式的開放式繞組馬達驅動裝置具備：一次側逆變器，與3相繞組分別獨立且具備6個輸出端子的開放式繞組構造的馬達所具備的6個輸出端子中的3個輸出端子連接；二次側逆變器，與上述馬達的輸出端子的剩餘3個輸出端子連接；以及控制部，通過對上述一次側逆變器以及上述二次側逆變器進行控制，對向上述馬達通電的電流以及旋轉速度進行控制。並且，向上述一次側逆變器以及上述二次側逆變器供給直流電力，上述控制部通過各自的開關元件導通的相數相等的開關模式對上述一次側逆變器以及上述二次側逆變器進行pwm控制，並且具備如下的開關模式：遍及上述pwm控制的多個載波周期，在上述馬達的
電角1周期中，3相輸出中的一相僅上側開關元件持續導通，另一相僅下側開關元件持續導通，剩餘的一相以相互反相的方式交替地進行上側開關元件、下側開關元件的導通、斷開。
附圖說明
14.圖1是表示第1實施方式的馬達驅動裝置的電路構成的圖。
15.圖2是表示空間電壓矢量的圖。
16.圖3是表示在一般的正弦波調製中將調製率設為1.0時基於模擬的各信號波形的圖。
17.圖4是表示在一般的正弦波調製中將調製率設為1.15時基於模擬的各信號波形的圖。
18.圖5是表示在第1實施方式的控制中將調製率設為1.0時基於模擬的各信號波形的圖。
19.圖6是表示在第1實施方式的控制中將調製率設為1.15時基於模擬的各信號波形的圖。
20.圖7是表示在以往的正弦波調製和第1實施方式的控制中將調製率設為1.15時的噪聲端子電壓的波形的圖。
21.圖8是表示第2實施方式的馬達驅動裝置的電路構成的圖。
22.圖9是表示第3實施方式的馬達驅動裝置的電路構成的圖。
具體實施方式
23.(第1實施方式)
24.以下，參照圖1至圖6對第1實施方式進行說明。圖1表示本實施方式的馬達驅動系統的構成。馬達10假定為3相的永久磁鐵同步馬達、感應電機等，但在本實施方式中，設為永久磁鐵同步馬達、所謂無傳感器dc無刷馬達。馬達10的3相繞組分別不相互接線，兩端子處於開放狀態。即，馬達10具備6個繞組端子ua、va、wa、ub、vb、wb。馬達10例如對空調機的壓縮機進行可變速驅動。
25.三相的一次側逆變器1以及三相的二次側逆變器2分別將作為開關元件的igbt3進行3相橋式連接而構成，它們在一端側經由直流電抗器4並聯連接於轉換器5。另外，有時將一次側逆變器1、二次側逆變器2分別稱作inv1、inv2。在igbt3的集電極與發射極之間連接有續流二極體6。逆變器1的各相輸出端子與馬達10的繞組端子ua、va、wa分別連接，逆變器2的各相輸出端子與馬達10的繞組端子ub、vb、wb分別連接。另外，也可以使用3個單相逆變器構成一次側逆變器1以及二次側逆變器2。
26.轉換器5是將二極體3相橋式連接的整流電路，輸入側經由噪聲濾波器nf與3相交流電源7連接。在逆變器1的直流電抗器4側並聯連接有平滑電容器8。電壓傳感器9檢測平滑電容器8的端子電壓v
dc
並輸出到控制裝置12。在逆變器1的各相輸出端子與馬達10的繞組端子ua、va、wa之間配置有檢測各相電流iu、iv、iw的電流傳感器11，檢測出的相電流iu、iv、iw被輸入到控制裝置12。
27.從利用馬達10的系統中的上位的控制裝置、例如空調機的控制器向控制裝置12提供速度指令值ω
ref
，控制裝置12進行控制以使推定出的馬達速度ω與速度指令值ω
ref
一
致。控制裝置12基於電流傳感器11檢測出的各相電流iu、iv、iw，生成向構成逆變器1以及2的各igbt3的柵極提供的pwm信號u1+～w1-、u2+～w2-。
28.弱磁場控制部13在馬達的高速旋轉時變更作為輸出的d軸電流指令值i
dref
。具體而言，到從後述的空間矢量調製部輸入的pwm信號的電壓指令值d』u1
～d』w2
成為最大為止，將d軸電流指令值i
dref
維持為「0」，在pwm信號的各相指令值、即電壓指令值d』u1
～d』w2
達到最大的情況下，生成負的d軸電流指令值i
dref
，並輸出到電流控制部14。當生成負的d軸電流指令值i
dref
時，逆變器1、2產生的電流的相位相對於馬達的轉子位置超前。速度控制部15根據速度指令值ω
ref
與馬達速度ω的差分生成q軸電流指令值i
qref
，並輸出到電流控制部14。
29.電流控制部14根據d、q軸電流指令值i
dref
、i
qref
與對各相電流iu、iv、iw進行坐標變換而得到的d、q軸電流id、iq之差，生成d、q軸電壓vd、vq，並輸出到dq/αβ變換部16。dq/αβ變換部16根據從各相電流iu、iv、iw得到的馬達10的轉子旋轉位置θ，將d、q軸電壓vd、vq變換為αβ軸電壓vα、vβ，並輸出到空間矢量調製部17。
30.坐標變換部18將由電流傳感器11檢測出的相電流iu、iv、iw變換為dq軸坐標而生成上述d、q軸電流id、iq，並且生成轉子旋轉位置θ。速度推定部19基於轉子旋轉位置θ推定上述馬達速度ω。
31.空間矢量調製部17根據αβ軸電壓vα、vβ進行空間矢量運算，生成逆變器1的各相校正前指令值、即上限限制前的輸出電壓的指令值d
u1
、d
v1
、d
w1
、以及逆變器2的各相校正前指令值d
u2
、d
v2
、d
w2
，並輸出到調製率上限設定部20。調製率上限設定部20將基於pwm控制的開關控制信號的調製率的上限設定為比1大的1.15。生成根據該設定進行了上限設定的各相指令值即電壓指令值d』u1
、d』v1
、d』w1
以及逆變器2的各相指令值d』u2
、d』v2
、d』w2
，並輸出到pwm信號生成部21。在調製率上限設定部20中，在各相校正前指令值d
u1
～d
w2
超過1.15的情況下，變更為將其上限限制為1.15的各相校正前指令值d』u1
、d』v1
、d』w1
、d』u2
、d』v2
、d』w2
。因而，各相指令值、即輸出電壓的指令值d』u1
～d』w2
的調製率的最大值為1.15。
32.pwm信號生成部21根據所輸入的各相指令值d』u1
～d』w2
生成向構成逆變器1以及2的各igbt3的柵極提供的規定佔空比的開關信號、pwm信號u1
±
、v1
±
、w1
±
、u2
±
、v2
±
、w2
±
並輸出。作為開關信號的pwm信號的生成的詳細情況將後述，但通過各相指令值d』u1
～d』w2
與作為載波的規定的載波頻率例如5khz的三角波的大小比較來進行。
33.接著，對在本實施方式中抑制載波頻率分量的零軸電流的控制進行說明。零軸電流由零軸電壓產生，零軸電壓是逆變器1、2各自的3相電壓的平均值的差分。零軸電壓的極性根據各逆變器1、2的開關狀態而正負變動，在零軸電壓在正側產生的期間零軸電流增加，在零軸電壓在負側產生的期間零軸電流減小。因而，如果零軸電壓為零，則零軸電流的波動即載波頻率分量的變動也消失。
34.此外，零軸電壓的產生狀態依賴於逆變器1、2中igbt3導通的相數，在逆變器1、2中導通的相數不同時，根據其差產生正負。即，如果能夠使逆變器1、2的導通相數一致，則不會產生零軸電壓。但是，在通常進行的正弦波通電、正弦波調製中，無法使逆變器1、2的導通相數始終一致。
35.此處，通過空間電壓矢量來研究抑制零軸電流的逆變器1、2的開關模式。一般情況下，通過3相逆變器對馬達進行通電時的空間電壓矢量為v0～v7這8個。例如，v1(100)表示u相上臂導通、v、w相的上臂斷開的狀態。與此相對，如本實施方式那樣，通過兩臺逆變器對開
放式繞組馬達進行通電時的空間電壓矢量的種類數為8
×
8＝64。
36.如果考慮這些空間電壓矢量與零軸電壓之間的關係，則產生對馬達10施加的電壓、且不產生相同地作用於3相的零軸電壓的開關模式，是兩臺逆變器1、2各自的導通相數相同且所導通的相的至少兩個不一致的模式。該模式在64個空間電壓矢量中，存在v15、v24、v26、v35、v31、v46、v42、v51、v53、v62、v64、v13這12個模式。
37.在圖2中，也一併示出與各電壓矢量對應的pwm波形。將上述12個模式各兩個成對地配置於頂點來描繪正六邊形，分為6個扇區。例如，為了輸出屬於圖2中箭頭所示的扇區4的矢量，調整電壓矢量v42、v31各自的通電時間。各電壓矢量的pwm波形為，
38.v42：逆變器1(u、v、w)＝(斷開、導通、導通)
39.逆變器2(u、v、w)＝(導通、導通、斷開)
40.v31：逆變器1(u、v、w)＝(斷開、導通、斷開)
41.逆變器2(u、v、w)＝(導通、斷開、斷開)。
42.在它們之上加上逆變器1、2的全相導通的v77、全相斷開的v00。從各矢量的pwm波形可知，如果僅使用這些模式，則逆變器1、2的導通相數完全一致，因此不產生零軸電壓v0。即，如果以該pwm開關模式進行通電，則能夠抑制零軸電流的載波分量的波動。
43.在本實施方式中，如以下那樣定義相當於第1、第2開關模式的第1、第2矢量模式。
44.《第1矢量模式》
45.是產生向馬達m施加的電壓且不產生相同地作用於3相的零軸電壓的模式。相當於上述12個模式。
46.《第2矢量模式》
47.是不產生作用於馬達m的相間的電壓且不產生相同地作用於3相的零軸電壓的模式。v77、v00是整個扇區共用的第2矢量模式。
48.在空間矢量調製部17中，判別由所輸入的αβ軸電壓vα、vβ的大小決定的空間電壓矢量屬於6個扇區中的哪個扇區，根據判別出的扇區選擇兩個第1矢量模式。如上所述，如果是屬於扇區4的矢量，則第1矢量模式為v42、v31，也將v77、v00的大小包含在內根據αβ軸電壓vα、vβ進行運算。通過以上的運算而得到逆變器1、2各自的3相電壓的大小，因此，除以直流電壓v
dc
而決定各相指令值d
u1
～d
w2
並輸出。
49.接著，對調製率與共模電壓之間的關係進行研究。調製率根據逆變器應當輸出的電壓求出，調製率越大，輸出電壓指令越大。如果調製率成為超過「1」的值，則輸出電壓的高次諧波失真、控制性惡化，但能夠增大輸出電壓。一般情況下，對於調製率，利用到1.15左右。
50.在圖2的空間電壓矢量圖中，在正六邊形的內切圓即虛線所示的圓周上，調製率為1.0，當將其擴展至與外接圓即實線所示的圓周相接的正六邊形時，調製率為2/√3≈1.15。如果調製率超過1.0，則逆變器上相的開關元件開始產生跨越pwm控制中的多個載波周期而持續導通的所謂「貝塔導通」的區間以及跨越多個載波周期而持續斷開的所謂「貝塔斷開」的區間。
51.圖3、圖4從上到下表示一般的正弦波調製中的用於正弦波調製信號生成的波形、將調製率分別設為1.0、1.15時的逆變器1的各相輸出電壓波形、逆變器1、2的共模電壓波形以及共模電流波形。在最上部的正弦波調製信號的生成中，進行各相指令值d』u1
～d』w2
與在
圖3、4中的最上部的圖的縱軸上在-1.0v～+1.0v的範圍內變化的三角波的載波信號的大小比較。由此，決定三角波的載波周期中的逆變器1、2的開關元件的導通/斷開定時即佔空比。
52.三角波的載波信號的振幅相當於直流電壓。例如，在三相交流電源7為200v電源、轉換器5為全波整流器的情況下，轉換器5的輸出電壓、即逆變器1、2的直流電源電壓vdc約為280v。因而，三角波的載波信號的振幅寬度-1.0v～+1.0v作為逆變器的輸出電壓而相當於-vdc/2(約-140v)～vdc/2(約+140v)。
53.此處，如果各相指令值d』u1
～d』w2
的變動範圍為-1.0v～+1.0v，則調製率為1.0，如果各相指令值d』u1
～d』w2
的變動範圍為-1.15v～+1.15v，則調製率為1.15。如果各相指令值d』u1
～d』w2
的變動範圍收斂在-1.0v～+1.0v的範圍內，則調製率小於1.0。
54.如果調製率為1.15，則在正弦波的最大振幅附近，各相指令值d』u1
～d』w2
超過載波的振幅、即在圖3、4中的縱軸上超過-1.0v～+1.0v的範圍，因此開關元件的貝塔導通狀態的區間增加，根據輸出電壓的極性、馬達電流的正負，交替地反覆進行在上相、下相的貝塔導通。
55.在該情況下，如果以直流部的中性點為基準定義逆變器輸出電壓，則上相導通時的輸出電壓為v
dc
/2，下相導通時的輸出電壓為-v
dc
/2。進而，根據其他2相的開關狀態，輸出電壓為v
dc
/6、-v
dc
/6。共模電壓是3相輸出電壓的平均值，在調製率為1.0以下時，在所有區間中為4電平的波形。因而，共模電壓的變化幅度δv
com
為v
dc
/3。
56.當考慮在調製率超過1.0的情況下馬達電流為正的期間時，1相的輸出電壓被固定為v
dc
/2，因此，共模電壓根據其他2相的開關狀態而成為v
dc
/2、v
dc
/6、-v
dc
/6這3個電平。此外，當考慮在相同的情況下馬達電流為負的期間時，1相的輸出電壓被固定為-v
dc
/2，因此，共模電壓根據其他2相的開關狀態而成為v
dc
/6、-v
dc
/6、-v
dc
/2這3個電平。此外，逆變器1、2的調製波的相位差為180
°
，因此，輸出電壓相互反相，共模電壓的波形也反相。
57.共模電壓的變化幅度δv
com
越大，變動次數越多，共模電流越對地流動，因此噪聲端子電壓等的emi(electro-magnetic interference)特性惡化。從圖3、圖4可知，在一般的正弦波調製中，即使增大調製率，也無法大幅度抑制共模電壓的變動次數，無法有效地降低噪聲。
58.與此相對，圖5、圖6是關於本實施方式的控制方式將調製率分別設為1.0、1.15時的與圖3、圖4相當圖。如上所述，在第1實施方式中，僅選擇不產生零軸電壓的開關模式，因此，各相的電壓指令值d』u1
～d』w2
不為正弦波狀。應當注意的是，如果採用該開關模式，在某1相的指令值d』u1
～d』w2
中的任1相始終體現最大的期間，另一相的指令值體現最小。
59.並且，如圖5所示，當調製率超過1.0時，在某1相的指令值體現最大的附近，指令值連續超過+1.0v，在指令值體現最小的附近，指令值連續小於作為載波的三角波的最小值即-1.0v、即低於-1.0v。在該期間，逆變器的1相的上相成為貝塔導通，另一相的上相成為貝塔斷開，換言之，下相成為貝塔導通。並且，僅剩餘的1相成為進行開關的狀態。
60.進而，如圖6所示，當調製率增加而成為1.15時，指令值連續超過1.0v的期間以及指令值連續小於-1.0v的期間擴大，在大致整個期間，逆變器的1相的上相成為貝塔導通，另一相的上相成為貝塔斷開，並且，僅剩餘的1相成為進行開關的狀態。在該狀態下，共模電壓僅能取v
dc
/6、-v
dc
/6這兩個電平。即，可知隨著調製率從1.0上升，共模電壓的變動幅度以及變動次數大幅度減少，共模電流的變動減少。
61.另外，在圖5、6中，共模電流的峰值與圖3、4相比增加，但這是模擬的結果，實際上相對於逆變器1、2的各開關元件的導通、斷開的逆變器輸出電壓的變化產生短時間的偏差，共模電壓變化的定時也產生偏差，因此，共模電流的峰值在圖5、6的控制中也與圖3、4大致相同。
62.如以上那樣，根據本實施方式，具備：一次側逆變器1，與3相繞組分別獨立的開放式繞組構造的馬達10所具備的6個輸出端子中的3個輸出端子連接；以及二次側逆變器2，與剩餘3個輸出端子連接，控制裝置12通過對一次側以及二次側逆變器1、2進行控制，對向馬達10通電的電流以及旋轉速度進行控制。向逆變器1以及2供給直流電力，控制裝置12通過各自的igbt3導通的相數相等的開關模式對逆變器1以及2進行pwm控制，並且，設為如下的開關模式：遍及多個周期，在馬達10的電角1周期中，3相輸出中的1相僅上側igbt3持續導通，另一相僅下側igbt3持續導通，剩餘的1相交替地進行上側、下側igbt3的導通、斷開。
63.由此，能夠抑制共模電壓的變動次數以及變動幅度，減少共模電流的變化頻率，改善emi特性。這樣的控制例如在馬達10高速旋轉的區域中是有效的。此時，通過將調製率設定為大於1.0，能夠進一步抑制共模電壓的變動次數，進一步改善emi特性。
64.從圖7可知，在將調製率設為1.15的情況下，與以往的正弦波調製控制相比，在第1實施方式的控制中，在噪聲端子電壓中遍及較寬的頻率範圍得到3db以上的噪聲降低效果。
65.(第2實施方式)
66.以下，對與第1實施方式相同的部分標註相同的符號並省略說明，對不同的部分進行說明。如圖8所示，第2實施方式的控制裝置22在代替pwm信號生成部21的pwm信號生成部23的內部具備定時延遲部24。定時延遲部24對向逆變器2側的igbt3的柵極提供的pwm信號u2
±
、v2
±
、w2
±
賦予例如幾百ns到幾μs左右的延遲時間。
67.即，如果在完全相同的定時進行逆變器1、2的開關，則如圖5、圖6所示，兩者的共模電壓波形相同。於是，從馬達10的繞組端子ua～wa與繞組端子ub～wb的雙方同時施加共模電壓的變動，因此，共模電流的峰值變為2倍。如已經說明的那樣，實際上相對於逆變器1、2的各開關元件的導通、斷開的逆變器輸出電壓的變化產生極短時間的偏差，因此，共模電流的峰值變小，但為了更可靠地錯開共模電壓的變化定時，通過定時延遲部24，對逆變器2側的pwm信號u2
±
、v2
±
、w2
±
主動賦予延遲時間，由此，積極地錯開由逆變器1、2進行的開關的定時，降低共模電流的峰值。
68.(第3實施方式)
69.如圖9所示，在第3實施方式的構成中，在轉換器5與電抗器4之間連接有igbt25，該igbt25的集電極位於電抗器4側。此外，在igbt25的集電極與接地之間連接有反方向的二極體26。並且，通過電抗器4、igbt25以及二極體26構成降壓電路27。代替控制裝置12的控制裝置28也一併控制igbt25的開關。
70.控制裝置28通過降壓電路27對轉換器5的輸出電壓進行降壓控制，由此，即使在以較低的轉速驅動馬達10的情況下，例如也能夠將逆變器1、2的調製率始終設定為大於1.0。由此，通過設為在馬達10的可變速運轉範圍的整個區域或者寬範圍內，遍及pwm控制的多個載波周期，在馬達的電角1周期中，3相輸出中的一相僅上側開關元件持續導通，另一相僅下側開關元件持續導通，剩餘的一相以相互反相的方式交替地進行上側開關元件、下側開關元件的導通、斷開的開關模式，能夠降低共模電流，改善emi特性。反過來說，相對於馬達10
的必要的轉速，調整降壓電路27的輸出電壓，以使調製率大於1.0。例如，在馬達10為較低的轉速時，降低降壓電路27的輸出電壓，隨著馬達1的轉速上升，提高降壓電路27的輸出電壓，以便使調製率維持1.15。
71.(其他實施方式)
72.調製率並不限定於1.15，只要設定為大於1.0即可。
73.在第2實施方式中，也可以使一次側逆變器1的pwm信號延遲。
74.對本發明的幾個實施方式進行了說明，但這些實施方式是作為例子而提示的，並不意圖對發明的範圍進行限定。這些新的實施方式能夠以其他各種方式加以實施，在不脫離發明的主旨的範圍內能夠進行各種省略、置換、變更。這些實施方式及其變形包含於發明的範圍及主旨中，並且包含於技術方案所記載的發明和與其等同的範圍中。