一種基於復係數濾波器的自適應鎖相方法與流程

2024-04-13 06:19:05 1

1.本發明涉及電力系統同步技術領域，具體涉及一種基於復係數濾波器的自適應鎖相方法。


背景技術：

2.近年來為了緩解資源短缺問題，以光風發電為主的新能源技術迅速發展，但其不穩定性也給電力系統帶來不可忽視的危害，因此，以電池儲能為主的大規模儲能電站憑藉其削峰填谷、調峰調壓等優勢得到了廣泛應用。電池儲能系統主要由電池系統、電池管理系統、功率轉換系統以及能量管理系統四個部分組成，其中功率轉換系統(power conversion system，pcs)承擔著交直流轉換的重要作用，實現電池與電網對接，是保證電能質量的關鍵部分。鎖相環(phase-locked loop，pll)作為一種同步設備，在大規模儲能系統中得到了廣泛應用。正常電網條件下，傳統的同步旋轉坐標系鎖相環通過三相電壓獲取準確相位信息並傳遞給功率轉換系統，從而實現併網模式下pcs以單位功率因數與電網交換能量。但當電網發生故障時，傳統鎖相環不再能保證功率轉換系統的同步工作，這不僅會導致電能質量惡化，還可能對功率轉換系統從電網切除造成影響。因此，為了保證儲能電站具有一定的故障穿越能力並保持高電能質量，故障電網下的同步信號提取技術亟待發展。
3.現有鎖相環大多能夠在電網電壓不平衡故障下快速且準確地提取相位信息，但當電網出現直流偏置、低次諧波幹擾、頻率跳變等故障時，其動態特性往往達不到要求，即鎖相環面臨著動態響應速度與抗幹擾能力之間存在矛盾這一問題。
4.為了解決這一問題，許多基於傳統同步參考坐標系鎖相環(srf-pll)的濾波方法被提出，這些方法大多是通過在srf-pll之中或之前加入各類濾波器來達到增強抗幹擾能力的目的，但通常以降低系統的動態響應速度為代價，常見的陷波濾波器與滑動平均濾波器在面對低次諧波以及直流偏置時就需要降低系統帶寬來提高其抗幹擾能力，此外這類濾波器只能針對特定次數諧波進行消除，因此局限性較大，不能應對所有故障需求。復係數濾波器鎖相環能夠精確提取電網電壓正序分量和負序分量，但也無法同時應對低次諧波、直流偏置、電壓跌落以及頻率偏移等多種故障。此外，二階廣義積分器(sogi)通過產生理想正交信號來提取相位信息，具有結構簡單且動態響應速度快的優勢，但由於其β軸電壓分量對應傳遞函數在頻域中呈低通特性，導致sogi對直流分量與低次諧波的抑制能力較差。因此，具有良好動態特性且能應對多種電網故障問題的鎖相環亟待提出。
5.專利文獻cn114679175a公開了一種基於雙改進型自適應陷波器的鎖相環，所述鎖相環包括依次串接的clarke變換器、環外濾波結構、park變換器、環內濾波結構、反正切函數變換器、比例積分調節器pi、第一加法器以及第一積分環節；所述第一加法器的輸出端還連接於所述park變換器以及所述環外濾波結構。改進型自適應陷波器與正負序分量計算模塊組成dianf模塊，作為環外濾波環節抑制電網電壓中的直流偏移與負序分量；引入滑動平均濾波器作為環內濾波環節抑制諧波分量，通過設置小的maf窗口長度，使鎖相環具有更快的瞬態響應；由於濾波參數的設計與鎖相環結構均較為複雜，需要協調旋轉坐標系和靜止
坐標系的濾波環節以得到合適的動態性能和濾波性能，但該方法未考慮其影響，存在系統不穩定的問題。


技術實現要素：

6.本發明的目的是解決上述同步技術的不足，提供一種基於復係數濾波器的自適應鎖相方法，在電網故障情況下實現快速穩定鎖相。
7.一種基於復係數濾波器的自適應鎖相方法，包括clark變換模塊、復係數濾波正交信號發生(complex coefficient filter orthogonal signal generator，ccfosg)模塊、正序分量(positive sequence component，psc)計算模塊、park變換模塊、鎖相控制模塊。
8.所述的clark變換模塊用於將三相靜止坐標下的電網電壓信號v
abc
轉換為兩相靜止坐標下的電壓信號v
α
和v
β
。
9.所述的復係數濾波正交信號發生模塊用於濾除輸入電壓信號中的直流偏置幹擾、諧波幹擾以及電壓不平衡帶來的幹擾，復係數濾波正交信號發生模塊包括α軸直流分量消除模塊、β軸直流分量消除模塊、α軸正交信號發生器、β軸正交信號發生器；α軸軸直流分量消除模塊和β軸直流分量消除模塊交錯並聯，α軸直流分量消除模塊的輸出端與α軸正交信號發生器的輸入端相連，β軸直流分量消除模塊的輸出端與β軸正交信號發生器的輸入端相連。
10.所述α軸直流分量消除模塊由第一復係數濾波器和第二低通濾波器構成，所述α軸正交信號發生器輸出端信號作為α軸直流分量消除模塊中第一復係數濾波器的輸入，第一復係數濾波器輸出信號v
′
α
與α軸直流分量消除模塊輸入信號v
α
的差值經過第一低通濾波器輸出α軸直流分量v
α_dc
，所述α軸直流分量v
α_dc
反饋至輸入信號v
α
處並與之相減，最終結果作為α軸直流分量消除模塊的輸出信號進入α軸正交信號發生器，並由所述α軸正交信號發生器產生濾除直流偏置幹擾以及諧波幹擾後的α軸電壓信號
11.所述β軸直流分量消除模塊由第二復係數濾波器和第二低通濾波器構造，所述β軸直流分量消除模塊以β軸正交信號發生器輸出信號和α軸直流分量消除模塊中的第一復係數濾波器輸出信號v
′
α
構造第二復係數濾波器。
12.所述的psc計算模塊用於接收復係數濾波正交信號發生模塊輸出信號，並依據該輸出信號計算電網電壓在兩相靜止坐標系下的正序分量和
13.所述的park變換模塊用於將psc計算模塊輸出的正序分量和轉換為同步旋轉坐標系下的電壓分量vd和vq。
14.所述的鎖相控制模塊用於在同步旋轉坐標系下通過pi控制器與積分環節輸出相位估計值和角速度估計值該角速度估計值反饋至復係數濾波正交信號發生模塊以實現鎖相環頻率自適應。
15.具體的，所述復係數濾波正交信號發生模塊α軸或β軸的輸入與輸出信號傳遞函數表達式：
[0016][0017]
所述復係數濾波正交信號發生模塊α軸或β軸的輸入與輸出正交信號傳遞函數表達式：
[0018][0019]
其中ωc為復係數濾波器的截止頻率，為角速度估計值，s為復頻域單位，ke為阻尼係數，h0～h3分別為：
[0020][0021][0022][0023][0024]
所述復係數濾波正交信號發生模塊能夠消除直流偏置、諧波以及負序分量幹擾，僅保留標稱頻率正序分量，從而實現鎖相環快速準確鎖相。
[0025]
本發明通過基於復係數濾波器的自適應鎖相環對電網電壓信號進行處理，從而消除直流偏置幹擾、諧波幹擾以及電壓不平衡導致的幹擾，並將處理後的電壓信號經過park變換，在旋轉坐標系上通過pi控制器得到角速度估計值將其反饋回復係數濾波正交信號發生模塊從而實現對電壓信號的修正。
[0026]
具體的，所述第一復係數濾波器與第二復係數濾波器的截止頻率範圍均為10～25hz。
[0027]
具體的，所述psc計算模塊採用對稱分量法計算獲得兩相靜止坐標系下的正序分量和
[0028]
具體的，所述鎖相控制模塊輸出的相位估計值反饋至park變換模塊進行park變換，角速度估計值反饋至復係數濾波正交信號發生模塊以同步更新濾波的標稱頻率，保留標稱頻率下的輸入電壓正序分量，從而實現鎖相環的頻率自適應。
[0029]
與現有技術相比，本發明的有益效果：
[0030]
本發明提出的鎖相環不僅能夠估算並消除直流偏置，且與一般採用濾波器提高抗幹擾能力的鎖相環相比，具有更好的動態性能，與通過添加分支以提高直流偏置濾除能力的三階或高階廣義積分器相比，具有更好的諧波濾除性能。
附圖說明
[0031]
圖1為本發明基於復係數濾波器的自適應鎖相環的結構示意圖；
[0032]
圖2為復係數濾波正交信號發生模塊的結構示意圖；
[0033]
圖3為復係數濾波正交信號發生模塊α軸(β軸)輸入與輸出傳遞函數的幅頻特性曲線圖、相頻特性曲線圖；
[0034]
圖4為復係數濾波正交信號發生模塊α軸(β軸)輸入與輸出正交信號傳遞函數的幅
頻特性曲線圖、相頻特性曲線圖；
[0035]
圖5為實施例中電網電壓頻率發生偏移時頻率估計仿真波形圖；
[0036]
圖6為實施例中注入低次諧波時鎖相環相位誤差仿真波形圖；
[0037]
圖7為實施例中注入低次諧波時鎖相環頻率估計仿真波形圖；
[0038]
圖8為實施例中注入直流偏移分量時鎖相環相位誤差仿真波形圖；
[0039]
圖9為實施例中注入直流偏移分量時鎖相環頻率估計仿真波形圖。
具體實施方式
[0040]
下面結合附圖及具體實施例，進一步闡述本發明。應理解，這些實施例僅用於說明本發明而不用於限制本發明的範圍。
[0041]
如圖1所示的一種基於復係數濾波器的自適應鎖相方法，包括clark變換模塊、復係數濾波正交信號發生模塊(ccfosg模塊)、正序分量計算模塊(psc模塊)、park變換模塊和鎖相控制模塊。
[0042]
具體實施過程：三相電網電壓v
abc
通過clark變換模塊轉變為兩相靜止坐標系下的電壓分量v
α
和v
β
，並作為復係數濾波正交信號發生模塊(ccfosg)的輸入信號，復係數濾波正交信號發生模塊(ccfosg)的輸出端與psc計算模塊輸入端相連，psc計算模塊輸出端與park變換模塊輸入端相連，park變換模塊輸出端與鎖相控制模塊輸入端相連，鎖相控制模塊在旋轉坐標系下通過pi控制器與積分模塊得到角速度估計值與相位估計值將相位估計值反饋至park變換模塊進行park變換，同時角速度估計值反饋至復係數濾波正交信號發生模塊(ccfosg)以同步更新濾波的標稱頻率，保留標稱頻率下的輸入電壓正序分量，從而實現頻率自適應。
[0043]
圖2所示為圖1中復係數濾波正交信號發生模塊(ccfosg)，該模塊用於濾除輸入電壓信號中的直流偏置幹擾、諧波幹擾以及電壓不平衡帶來的幹擾，包括α軸直流分量消除(αdcr)模塊、β軸直流分量消除(βdcr)模塊、α軸正交信號發生器(αosg)、β軸正交信號發生器(βosg)。其中αdcr模塊中的第一復係數濾波器傳遞函數與βdcr模塊中的第二復係數濾波器傳遞函數可統一表示為：
[0044][0045]
其中ωc為復係數濾波器的截止頻率，該復係數濾波器僅允許頻率為的正序分量通過並衰減其他頻率分量，如圖2中α軸直流分量消除模塊所示，αosg模塊輸出信號作為復係數濾波器的輸入，同時以v
′
β
等效於-jv
′
α
(同理對β軸有v
′
α
＝jv
′
β
)構造復係數濾波器，從而得到輸出信號v
′
α
，該輸出信號與αdcr模塊輸入信號v
α
相減並通過低通濾波器，為了簡化設計，低通濾波器與復係數濾波器截止頻率相同，該參數也可根據需要分別設計，一般在10～25hz範圍內，該參數對鎖相環整體鎖相效果影響較小。低通濾波器的傳遞函數可表示為：
[0046]
[0047]
最終經過低通濾波器後得到α軸直流分量v
α_dc
，αdcr模塊輸入信號v
α
減去該直流分量後再輸入正交信號發生器，通過αosg模塊濾除負序分量以及高於的其他頻率分量，最終得到α軸電壓信號及其正交信號β軸工作原理與α軸相同，此處不再贅述。
[0048]
根據上述公式，結合αosg模塊傳遞函數可得復係數濾波正交信號發生模塊(ccfosg)α軸輸入和輸出電壓信號函數如下：
[0049][0050]
α軸輸入和輸出正交信號傳遞函數如下：
[0051][0052]
β軸輸入和輸出電壓信號、輸入和輸出正交信號傳遞函數與α軸相同，其中ke為阻尼係數，h0～h3分別為：
[0053][0054][0055][0056][0057]
當時傳遞函數g1(s)與g2(s)的頻率響應曲線分別如圖3、圖4所示。由圖3和圖4可以得出，在標稱頻率50hz(314rad/s)處，α軸電壓分量與β軸電壓分量均保持其原幅值，且前者相角為0，即α軸標稱頻率的正序分量能夠不發生相移且幅值也無偏差地被提取出，後者則滯後α軸電壓分量90
°
，且在全頻率範圍內兩者互為正交信號；對於直流分量與低頻諧波分量，α軸與β軸電壓分量幅值均受到抑制，從而能夠避免電網電壓中直流偏置、各類諧波分量以及幅值不平衡對鎖相結果造成影響。
[0058]
經過復係數濾波正交信號發生模塊(ccfosg)後得到輸出信號及其正交信號、及其正交信號，根據對稱分量法獲得兩相靜止坐標系下的電網電壓標稱頻率正序分量：
[0059][0060]
其中為-90
°
移相算子，即由與獲得正交信號。
[0061]
psc計算模塊輸出電壓信號經過park變換後在同步旋轉坐標系上通過pi控制器得到角速度估計值之後再經過積分器獲得相位估計值
[0062]
為驗證本發明所提出的鎖相環在併網應用中的有效性，通過仿真對比不同電網故障下所提出的鎖相環與傳統復係數濾波器鎖相環(ccf-pll)、傳統二階廣義積分器(sogi)以及具有抑制直流偏置影響功能的新型二三階混合階廣義積分器(mstogi)的性能，所提出的鎖相環具體設計參數如下：三相電壓標稱幅值va＝vb＝vc＝311v；阻尼係數標
稱角頻率ωn＝2π
·
50rad/s；pi控制器參數k
p
＝60,ki＝200；復係數濾波器和低通濾波器的截止頻率均為ωc＝2π
·
15rad/s。
[0063]
圖5為頻率偏移故障下頻率估計波形圖，t＝0.2s時頻率由50hz跳變為53hz。可見傳統復係數濾波器鎖相環動態響應較慢，mstogi次之，而本發明提出的鎖相環則基本保持了傳統sogi具有的動態響應特性好的優勢，能夠快速追蹤頻率信息。
[0064]
圖6和圖7分別為低次諧波故障下相位誤差和頻率估計波形圖，引入幅值為0.15p.u.的5次諧波、0.13p.u.的7次諧波、0.09p.u.的11次諧波和0.05p.u.的13次諧波。可見所提出的鎖相環結構具有最強的抗幹擾能力，能夠抑制電網中低次諧波帶來的相位誤差與頻率誤差。
[0065]
圖8和圖9分別為直流偏置故障下相位誤差和頻率估計波形圖，直流偏置為0.2p.u.。可見傳統復係數濾波器鎖相環和三階廣義積分器以及本發明所提出的鎖相環均能抑制直流偏置帶來的相位影響，但ccf-pll無法完全抑制直流偏置導致的頻率誤差，仍舊有小幅度波動，而傳統二階廣義積分器則無法消除直流偏置帶來的相位誤差和頻率誤差，這也是二階廣義積分器存在的主要問題之一。