基於負載的動態頻率補償方法及裝置與流程
2024-03-30 03:45:05 1
本發明涉及集成電路設計技術領域，尤其涉及一種基於負載的動態頻率補償方法及裝置。
背景技術：
隨著智慧型手機的日益普及，人們對移動智能終端液晶顯示屏的顯示效果提出了越來越高的要求，寬屏高解析度高性能的顯示效果成為了主流。因此，對移動智能終端液晶顯示屏驅動晶片的功能和性能也提出了越來越高的挑戰。
電荷泵是液晶顯示屏驅動晶片中重要的電源管理單元，為液晶分子提供偏轉電壓，當所有像素陣列中的液晶分子翻轉時，響應的瞬態電流會發生大的瞬態過衝，而電荷泵來不及響應，因此，需要若干個時鐘周期的充放電，才能恢復到穩定的狀態。隨著屏幕解析度的提高，對WVGA（Wide Video Graphics Array），HD（High Definition）等高解析度顯示器而言，在幀頻一定的情況下，當擺幅最大負載最重時，對顯示需要的GAMMA曲線校正的電壓驅動輸出在1/3行時間內要達到95%穩態值，這樣隨著像素點陣的增加，留給瞬態響應的時間變得越來越短，因此，對電源系統而言，需要更加快速的瞬態響應速度，即更短的電源恢復時間，因此，給電荷泵單元的穩定性和快速響應能力提出了更高的挑戰。
為解決上述技術問題，現有技術中通常採用如下兩種方法：
方法一是利用反饋控制，參考圖1所示，電荷泵電路的輸出端連接比較器的負輸入端，輸出端電壓OUTPUT與參考電壓Reference Voltage比較，輸出比較後的Flag信號，用於調節電荷泵電路的充放電過程，使輸出端電壓OUTPUT保持在Reference Voltage的附近，提高輸出端電壓的精度。但是，這種方法產生的紋波較大，並且其輸出端電壓瞬態響應的上升時間受比較器以及時鐘周期的影響，會產生一定的系統延遲，因此，對大電流負載響應時間而言，其改善程度有限。
方法二是利用電阻Rz和電容Cc的彌勒補償（Miller）方法，能夠實現更小的紋波。但是這種方法實現的系統帶寬BW=gm1/2πCc，若要提高系統的響應速度，則需要增加gm1，或者減小補償電容Cc。前者需要增加電晶體的寬長比W/L或者偏置電流，後者則需要犧牲相位裕度，帶來不穩定性。此外，在寬屏高解析度的顯示條件下，如圖2所示，在負載電流Iload為較寬的大負載電流Imax變化範圍內，系統的次極點會隨著負載電流的變化而變化，這種方法產生零點Z1=1/(Rz-1/gm2)Cc來補償，則相對固定的零點Z1難以適應次極點P2的變化範圍，從而影響系統的穩定性。
因此，有必要提出一種更快速的電源系統的響應方法，從而滿足寬頻高解析度的顯示以及大負載對電源系統的響應速度的要求。
技術實現要素：
本發明的目的在於提供一基於負載的動態頻率補償方法及裝置，解決現有技術中電荷泵電路難以快速響應，並保持穩定性的技術問題。
為了解決上述技術問題，本發明提供一種基於負載的動態頻率補償方法，該方法實現裝置的零點隨負載變化，並補償次極點的變化，從而實現裝置的穩定。
可選的，所述裝置的零點和次極點隨負載的增加而增大，或隨負載的減少而減小。
相應的，本發明還提供一種基於負載的動態頻率補償裝置，包括：
電荷泵單元，所述電荷泵單元的輸出端連接分壓模塊；
誤差放大單元，所述誤差放大單元連接所述分壓模塊；
動態頻率補償單元，所述動態頻率補償單元的一端連接所述誤差放大單元的輸出端，另一端連接所述電荷泵單元，所述動態頻率補償單元實現裝置的零點隨負載變化，且補償次極點的變化。
可選的，所述零點和次極點隨負載的增加而增大，或隨負載的減小而減小。
可選的，所述動態頻率補償電路包括：
第一NMOS電晶體，漏極連接所述誤差放大單元的輸出端，柵極連接工作電源；
第一電容，所述第一電容的一極連接所述第一NMOS電晶體的源極，另一極連接地端；
第一PMOS電晶體，源極連接工作電源，漏極連接所述電荷泵單元的輸入端，柵極連接所述誤差放大單元的輸出端。
可選的，所述動態頻率補償電路包括：
第一NMOS電晶體，漏極連接所述誤差放大單元的輸出端，柵極連接工作電源；
第一電容，所述第一電容的一極連接所述第一NMOS電晶體的源極，另一極連接所述電荷泵單元的輸出端；
第一PMOS電晶體，源極連接工作電源，漏極連接所述電荷泵單元的輸入端，柵極連接所述誤差放大單元的輸出端。
可選的，所述電荷泵單元的輸出端為正的電源電壓。
可選的，所述動態頻率補償電路包括：
第一PMOS電晶體，源極連接所述誤差放大單元的輸出端，柵極連接地端；
第一電容，所述第一電容的一極連接所述第一PMOS電晶體的漏極，另一極連接地端；
第一NMOS電晶體，源極連接地端，漏極連接所述電荷泵單元的輸入端，柵極連接所述誤差放大單元的輸出端。
可選的，所述動態頻率補償電路包括：
第一PMOS電晶體，源極連接所述誤差放大單元的輸出端，柵極連接地端；
第一電容，所述第一電容的一極連接所述第一PMOS電晶體的漏極，另一極連接所述電荷泵單元的輸出端；
第一NMOS電晶體，源極連接地端，漏極連接所述電荷泵單元的輸入端，柵極連接所述誤差放大單元的輸出端。
可選的，所述電荷泵單元的輸出端為負的電源電壓。
可選的，所述分壓單元包括串聯的第一電阻和第二電阻，所述第一電阻連接所述於所述電荷泵單元的輸出端與所述誤差放大單元的輸入端之間，所述第二電阻連接於所述誤差放大單元的輸入端與地端之間。
相對於現有技術，本發明的基於負載的動態頻率補償方法及裝置具有以下有益效果：
本發明中，採用動態頻率補償電路對電荷泵單元進行補償，隨著負載電流的變化，零點的頻率也隨之變化，並用於補償次極點的變化，使得系統的單位增益帶寬增加，不影響系統的穩定性同時提升了響應的速度。
附圖說明
圖1為現有技術中穩壓電荷泵裝置的電路示意圖；
圖2為現有技術方法二中不同負載下增益的變化曲線；
圖3為本發明一實施例中電荷泵裝置的電路示意圖；
圖4為本發明實施例一中電荷泵裝置的電路示意圖；
圖5為本發明實施例二中電荷泵裝置的電路示意圖；
圖6為本發明實施例三中電荷泵裝置的電路示意圖；
圖7為本發明實施例四中電荷泵裝置的電路示意圖；
圖8為現有技術方法二中電荷泵裝置的仿真結果；
圖9為本發明一實施例中電荷泵裝置的仿真結果。
具體實施方式
在下面的描述中闡述了很多具體細節以便於充分理解本發明。但是本發明能夠以很多不同於在此描述的其它方式來實施，本領域技術人員可以在不違背本發明內涵的情況下做類似推廣，因此本發明不受下面公開的具體實施的限制。
其次，本發明利用示意圖進行詳細描述，在詳述本發明實施例時，為便於說明，所述示意圖只是實例，其在此不應限制本發明保護的範圍。
為使本發明的上述目的、特徵和優點能夠更為明顯易懂，參考圖3中所示，本發明提供的基於負載的動態頻率補償裝置包括：
電荷泵單元10，所述電荷泵單元10中包括N級的電荷泵電路，電荷泵單元10的輸出端連接分壓單元20；
誤差放大單元30，所述誤差放大單元30的一輸入端連接所述分壓模塊20；
動態頻率補償電路40，所述動態頻率補償電路40的一端連接所述運算放大器30的輸出端，另一端連接所述電荷泵單元10。
本發明基於負載的動態頻率補償方法中，動態頻率補償電路40能夠使得裝置的零點與次極點同時隨著負載增加而增大，或零點和次極點同時隨著負載的減少而減小，從而使得零點能夠跟蹤補償次極點的變化，提高電荷泵裝置的帶寬及響應速度。以下結合附圖對本發明基於負載的動態頻率補償方法及裝置的具體實施方式進行描述。
實施例一
參考圖4所示，本實施例中，所述電荷泵單元10包括多級電荷泵電路，各個電荷泵電路的輸出端相連，並連接至分壓模塊20。所述分壓模塊20包括串聯的第一電阻R1和第二電阻R2，所述第一電阻R1連接所述於所述電荷泵單元10的輸出端與所述運算放大器30的輸入端之間，所述第二電阻R2連接於所述運算放大器30的輸入端與地端GND之間。具體的，第一電阻R1的兩級分別連接電荷泵單元10的輸出端和運算放大器30的正輸入端，所述第二電阻R2的兩極分別連接所述運算放大器30的正輸入端和地端GND。所述分壓模塊20用於對所述電荷泵單元10的輸出電壓VOUT進行分壓，提供給所述誤差放大單元30，誤差放大單元將分壓後的電壓信號進行比較、放大。
具體的，誤差放大單元30為運算放大器，分壓單元20連接運算放大器30的正輸入端，運算放大器的負輸入端連接一參考電壓VREF，分壓單元提供給運算放大器的電壓為VOUT×（R2/R1+R2），運算放大器並將該電壓與負輸入端的參考電壓VREF進行比較、放大，將比較後的電壓信號提供給動態頻率補償電路40。當然，本發明的中的誤差放大單元並不限於為運算放大器，還可以為其他具有信號放大功能的電路。此外，運算放大器的正、負輸入端的連接關係並於限於此，還可以正輸入端連接參考電壓，此為根據實際電路結構進行的設置，本發明對此不予限制。
繼續參考圖4所示，本實施例中的動態頻率補償電路30包括：
第一NMOS電晶體MT，所述第一NMOS電晶體MT的漏極連接所述運算放大器30的輸出端，柵極連接工作電源VDD；
第一電容Cc，所述第一電容Cc的一極連接所述第一NMOS電晶體MT的源極，另一極連接地端GND；
第一PMOS電晶體MREG，所述第一PMOS電晶體MREG的源極連接工作電源VDD，漏極連接所述電荷泵單元10的輸入端，柵極連接所述運算放大器30的輸出端。
本實施例中，將運算放大器30正輸入端的電壓與參考電壓VREF進行比較，並將比較後的電壓信號提供到第一PMOS電晶體MREG的柵極，控制第一PMOS電晶體MREG的開關。
運算放大器輸出的電壓經過動態頻率補償電路之後，輸出調整的電壓信號VREG給電荷泵單元10，從而輸出穩定的電壓VOUT，本實施例中，所述電荷泵單元10的輸出端的電壓VOUT為正電源電壓，例如，3V~5V的正電源電壓，且
。
電荷泵裝置的次極點大小為： (1)
電荷泵裝置的零點大小為： (2)
電荷泵裝置工作過程中，第一NMOS電晶體MT工作在線性區，等效成阻值為Rt的電阻，第一PMOS電晶體MREG工作在飽和區，需保證第一PMOS電晶體MREG柵源之間的壓差和第一NMOS電晶體MT柵源之間的壓差相等，並等於工作電源VDD與運算放大器30輸出端電源的差值，即：VGSP=VGSN=VDD-VG。
調整第一PMOS電晶體MREG的，假設VTHP≈VTHN，則第一NMOS電晶體MT的電阻為：
≈ (3)
則零點的大小≈ (4)
其中，μn為電子遷移率，Coxn為NMOS電晶體單位面積柵氧電容，（W/L）n為第一NMOS電晶體MT的寬長比，Kn表示第一NMOS電晶體MT的μnCoxn（W/L）n係數，Kp表示第一PMOS電晶體MREG的μpCoxp（W/L）p係數，μp為空穴遷移率，Coxp為PMOS電晶體單位面積柵氧電容，（W/L）p為第一NMOS電晶體MT的寬長比，λ為第一PMOS電晶體MREG的溝道長度調製係數，Iload為負載電流。
由公式(1)和(4)，可知零點Z1與次極點P2都正比於負載電流Iload。因此，隨著負載電流Iload的增加，零點Z1和次極點P2均增加，或隨著負載電流的減小，零點Z1和次極點P2均減小，通過調整第一NMOS電晶體的Kn係數、第一PMOS電晶體的Kp係數以及第一電容Cc的大小，例如，通過改變MOS電晶體製備過程中的離子摻雜濃度等工藝條件，使得零點Z1與次極點P2同時隨著負載增加，從而零點Z1能夠跟蹤補償次極點P2，則電荷泵裝置能夠跟蹤負載電流Iload的變化，實現更高的系統帶寬，獲得更快的瞬態響應。
實施例二
與實施例一中不同的是，參考圖5所示，所述動態頻率補償電路40包括：
第一NMOS電晶體MT，所述第一NMOS電晶體MT的漏極連接所運算放大器30的輸出端，柵極連接工作電源VDD；
第一電容Cc，所述第一電容Cc的一極連接所述第一NMOS電晶體MT的源極，另一極連接所述電荷泵單元10的輸出端；
第一PMOS電晶體MREG，所述第一PMOS電晶體MREG的源極連接工作電源VDD，漏極連接所述電荷泵單元10的輸入端，柵極連接所述運算放大器30的輸出端。
本實施例中的動態頻率補償的原理與實施例一中相同，通過調整第一NMOS電晶體的Kn係數、第一PMOS電晶體的Kp係數以及第一電容Cc的大小，使得補償負載的變化零點Z1和次極點P2同時隨負載的增加而增大，或同時隨負載的減少而減小，零點能夠跟蹤補償次極點，實現高的帶寬增益及快的瞬態響應，在此不做贅述。需要說明的是，本實施例中的第一NMOS電晶體MT和第一電容Cc串聯在電荷泵單元和第一PMOS電晶體MREG柵極的兩端，而實施例一中的第一PMOS電晶體MREG和第一電容Cc連接於運算放大器的輸出端，使得實施例二中第一電容Cc的電容值可以設置的較小，從而減小電路的面積。
實施例三
與實施例一中不同的是，本實施例中，所述電荷泵單元10的輸出端電壓VOUT為負的電源電壓，例如為3V~5V的負電壓。參考圖6所示，所述動態頻率補償電路40包括：
第一PMOS電晶體MT，所述第一NMOS電晶體MT的源極連接所述運算放大器的輸出端，柵極連接地端；
第一電容Cc，所述第一電容Cc的一極連接所述第一PMOS電晶體MT的漏極，另一極連接所述電荷泵單元10的輸出端；
第一NMOS電晶體MREG，所述第一NMOS電晶體MREG的源極連接地端GND，漏極連接所述電荷泵單元10的輸入端，柵極連接所述運算放大器30的輸出端。
本實施例中，將運算放大器30正輸入端的電壓與參考電壓VREF進行比較，並將比較後的電壓信號提供到第一NMOS電晶體MREG的柵極，控制第一NMOS電晶體MREG的開關。
運算放大器輸出的電壓經過動態頻率補償電路之後，輸出調整的電壓信號VREG給電荷泵單元10，從而輸出穩定的電壓VOUT，本實施例中，所述電荷泵單元10的輸出端的電壓VOUT為負電源電壓，例如，-3V~-5V的正電源電壓，且
。
電荷泵裝置的次極點大小為： (1)
電荷泵裝置的零點大小為： (2)
電荷泵裝置工作過程中，第一PMOS電晶體MT工作在線性區，等效成阻值為Rt的電阻，第一NMOS電晶體MREG工作在飽和區，需保證第一NMOS電晶體MREG柵源之間的壓差和第一PMOS電晶體MT柵源之間的壓差相等，並等於地端GND與運算放大器30輸出端電源的差值，即：VGSP=VGSN=VG-GND。
調整第一NMOS電晶體MREG的，假設VTHP≈VTHN，則第一PMOS電晶體MT的電阻為：
≈ (3)
則零點的大小≈ (4)
其中，μp為空穴遷移率，Coxp為NMOS電晶體單位面積柵氧電容，（W/L）p為第一PMOS電晶體MT的寬長比，Kp表示第一PMOS電晶體MT的μpCoxp（W/L）p係數，Kn表示第一NMOS電晶體MREG的μnCoxn（W/L）n係數，μn為電子遷移率，Coxn為NMOS電晶體單位面積柵氧電容，（W/L）n為第一NMOS電晶體MREG的寬長比，λ為第一NMOS電晶體MREG的溝道長度調製係數，Iload為負載電流。
由公式(1)和(4)，可知零點Z1與次極點P2都正比於負載電流Iload。因此，隨著負載電流Iload的增加，零點Z1和次極點P2均增加，或隨著負載電流的減小，零點Z1和次極點P2均減小，通過調整第一NMOS電晶體的Kn係數、第一PMOS電晶體的Kp係數以及第一電容Cc的大小，例如，通過改變MOS電晶體製備過程中的離子摻雜濃度等工藝條件，使得零點Z1與次極點P2同時隨著負載增加，從而零點Z1能夠跟蹤補償次極點P2，則電荷泵裝置能夠跟蹤負載電流Iload的變化，實現更高的系統帶寬，獲得更快的瞬態響應。
實施例四
與實施例三中不同的，參考圖7所示，本實施例中，所述動態頻率補償電路包括：
第一PMOS電晶體MT，所述第一PMOS電晶體MT的源極連接所述電荷泵單元10的輸入端，柵極連接地端GND；
第一電容Cc，所述第一電容Cc的一極連接所述第一PMOS電晶體MT的漏極，另一極連接所述電荷泵單元10的輸出端；
第一NMOS電晶體MREG，所述第一NMOS電晶體MREG的源極連接地端GND，漏極連接所述電荷泵單元10的輸入端，柵極連接所述運算放大器30的輸出端。
本實施例中的動態頻率補償的原理與實施例三中相同，通過調整第一NMOS電晶體的Kn係數、第一PMOS電晶體的Kp係數以及第一電容Cc的大小，使得補償負載的變化零點Z1和次極點P2同時隨負載的增加而增大，或同時隨負載的減少而減小，零點能夠跟蹤補償次極點，實現高的帶寬增益及快的瞬態響應，在此不做贅述。
參考圖8和圖9所示，現有技術的圖1中的電荷泵裝置與本發明的電荷泵裝置在負載最大Imax或最小Imin時的仿真結果如表一中所示。從表一中可以看出，現有技術中的彌勒補償方法的帶寬約為241~293KHz，而本發明的電荷泵裝置的帶寬約為834~1180KHz，遠高於現有技術中的電荷泵裝置。並且，本發明中不同負載下並不影響相位裕度。
表一
綜上所述，本發明中，採用跟蹤負載的動態頻率補償電路對電荷泵單元進行補償，隨著負載電流的增加，動態零點的頻率也隨之增加，因此，系統的單位增益帶寬增加，不影響系統的穩定性同時提升了響應的速度。
本發明雖然已以較佳實施例公開如上，但其並不是用來限定本發明，任何本領域技術人員在不脫離本發明的精神和範圍內，都可以利用上述揭示的方法和技術內容對本發明技術方案做出可能的變動和修改，因此，凡是未脫離本發明技術方案的內容，依據本發明的技術實質對以上實施例所作的任何簡單修改、等同變化及修飾，均屬於本發明技術方案的保護範圍。