一種雙向橋式模塊化開關電容AC‑AC變流器調控方法與流程
2024-04-01 03:17:05
本發明涉及ac-ac變流技術領域，特別涉及一種雙向橋式模塊化開關電容ac-ac變流器調控方法。
背景技術：
開關電容型變流器是一種不含磁性元件的新型變流器,憑藉其成本低、尺寸小、集成度高、效率高和功率密度高等優點在新能源發電、微電網、電力汽車等領域的應用越來越廣泛。開關電容變流器也在經過20多年的發展後，相較最早提出的開關電容變流器，已經在拓撲結構、調控方法上都做出了一系列改進，不管是轉換效率，還是工作功率都得到了極大提高，但是現有的大部分開關電容變流器，都存在輸出電壓變比調節能力弱的缺點，若要實現調節功能，只能通過級聯的方式來實現。級聯方式雖然在一定程度上克服了變流器輸出電壓變比調節能力弱的缺點，但其並沒有改變變流器的本質原理，通過級聯方式只能得到n(n＝2,3,4……)倍未級聯前變流器的電壓變比，不能對電壓變比進行自由調節，除此之外，通過級聯來增大輸出電壓變比的方式會對硬體成本造成很大的影響。實際所使用的準h橋電路，其開關管的開通/關斷狀態切換會因寄生電容產生延遲，因此控制策略會在互補開關管切換時添加死區時間防止直通導致的電流尖峰，但死區時間會使得電路中雜散電感缺乏放電迴路，導致電壓尖峰。
為了解決開關電容變流器輸出電壓調節能力弱的問題和死區時間內寄生電容缺乏放電迴路的問題。本發從兩方面入手，一是在橋式模塊化開關電容拓撲上引入一個感值很小的諧振電感，該諧振電感通常可以通過電路工藝從電路雜散電感中獲取，另一方面，在此拓撲的基礎上提出了一種全新的改進型移相調控方法。在該類變流器中，通過改變控制信號之間的相位差來實現輸出電壓的自由調節，且不需要改變拓撲電路的主體結構，只需改變輸入端和輸出端即可使電路工作在升壓模式或降壓模式。
技術實現要素：
本發明的目的在於克服現有技術之不足，提出一種雙向橋式模塊化開關電容ac-ac變流器調控方法，基於雙向橋式模塊化開關電容拓撲，通過調整開關管之間的移相時間並優化開關管之間的邏輯時序對開關管進行改進型移相控制方法，解決了開關電容ac-ac變流器調壓能力不靈活的問題,並同時解決了開關管互補切換過程中引入死區時間防止互補開關管直通、卻導致寄生電感或感性負載在死區時間無法續流所產生的新的安全換流問題；同時，在不改變雙向橋式模塊化開關電容拓撲結構，僅改變變流器的輸入輸出埠即可切換其升/降壓工作狀態，實現雙向操作。
本發明解決其技術問題所採用的技術方案是：
一種雙向橋式模塊化開關電容ac-ac變流器調控方法，基於雙向橋式模塊化開關電容拓撲，通過調整開關管之間的移相時間並優化開關管之間的邏輯時序對開關管進行改進型移相控制；一方面，實現了開關電容ac-ac變流器輸出電壓的連續調節，另一方面，解決了開關管安全換流的問題，即解決在開關管切換過程中因死區效應帶給諧振電感缺乏續流通路的問題。
所述雙向橋式模塊化開關電容拓撲包括電源、基本開關電容模塊、準h橋和諧振電感lr；
所述準h橋包括8個mosfet開關管s1p、s2p、s3p、s4p、s1n、s2n、s3n和s4n，所述s1p和s1n共源極串聯組成第一雙向開關，s2p和s2n共源極串聯組成第二雙向開關，s3p和s3n共源極串聯組成第三雙向開關，s4p和s4n共源極串聯組成第四雙向開關；所述第一雙向開關的一端與所述第二雙向開關的一端相連，另一端與所述第三三向開關的一端相連；所述第二雙向開關的另一端與第四雙向開關的一端相連；所述第四雙向開關的另一端與第三雙向開關的另一端相連；
所述基本開關電容模塊包括8個mosfet開關管s5p、s6p、s7p、s8p、s5n、s6n、s7n和s8n，及四個電容c2、c3、c4和c5；所述s5p和s5n共源極串聯組成第五雙向開關，s6p和s6n共源極串聯組成第六雙向開關，s7p和s7n共源極串聯組成第七雙向開關，s8p和s8n共源極串聯組成第八雙向開關；所述諧振電感lr的一端與電容c2和c3的串接點相連，另一端與第三雙向開關和第四雙向開關的串接點相連；所述電容c4和c5的串接點與所述第一雙向開關和第二雙向開關的串接點相連；所述第七雙向開關的一端與第四電容的一端相連，另一端與第二電容c2的一端和第五雙向開關管的一端分別相連；所述第八雙向開關的一端與第五電容c5的一端相連，另一端與第三電容c3的一端和第六雙向開關管的一端分別相連；所述第五雙向開關管的另一端與第三雙向開關管的一端相連；所述第六雙向開關管的另一端與第四雙向開關管的一端相連；所述電源連接於基本開關電容模塊的埠7與埠8之間，或者，連接於準h橋的埠11和埠12之間；
改進型移相控制通過調整開關管八種控制信號之間的移相時間並優化其邏輯時序，調控所述雙向橋式模塊化開關電容拓撲的電壓，其中，控制信號vgs_1p控制開關管s2p、s6p和s7p；控制信號vgs_2p控制開關管s1p、s5p和s8p；控制信號vgs_3p控制開關管s3p；控制信號vgs_4p控制開關管s4p；控制信號vgs_1n控制開關管s2n、s6n和s7n；控制信號vgs_2n控制開關管s1n、s5n和s8n；控制信號vgs_3n控制開關管s3n；控制信號vgs_4n控制開關管s4n；控制信號vgs_1n與vgs_2n的相位差為180°，控制信號vgs_3n與vgs_4n的相位差為180°，控制信號vgs_1p與vgs_2p的相位差為180°，控制信號vgs_3p與vgs_4p的相位差為180°，控制信號vgs_1n與vgs_3n之間的相位差於0-360°之間可調，控制信號vgs_1p與vgs_3p之間的相位差和vgs_1n與vgs_3n之間的相位差相同；
改進型移相控制實現安全換流策略為，基於已確定開關管驅動信號的邏輯時序，在降壓模態下，正半周時編號為p的開關管驅動信號處於高電平，編號為n的開關管驅動信號做高頻pwm(脈寬調製)操作，負半周時候編號為n的開關管驅動信號處於高電平，編號為p的開關管驅動信號做高頻pwm操作；升壓模態下，正半周時編號為n的開關管驅動信號處於高電平，編號為p的開關管驅動信號做高頻pwm操作，負半周時候編號為p的開關管驅動信號處於高電平,編號為n的開關管驅動信號做高頻pwm操作。
在一較佳實施例中，所述雙向橋式模塊化開關電容拓撲還包括儲能電容c1，所述電容c1連接於準h橋的埠11和埠12之間。
在一較佳實施例中，所述雙向橋式模塊化開關電容拓撲還包括負載r；降壓模式時，所述電源的正極與基本開關電容模塊的埠7相連，其負極與基本開關電容模塊的埠8相連；所述電容c1和負載r並聯於準h橋的埠11和埠12之間；升壓模式時，所述負載r連接於基本開關電容模塊的埠7和埠8之間；所述電容c1和電源並聯，且電源的正極與準h橋的埠11相連，其負極與準h橋的埠12相連。
在一較佳實施例中，降壓模式時，在0-180°範圍內調節控制信號vgs_1n與vgs_3n的相位差實現輸出電壓的調節；升壓模式時，在180°-360°範圍內調節控制信號vgs_1n與vgs_3n的相位差實現輸出電壓的調節。
在一較佳實施例中，調控過程中，調控過程中，所述八種控制信號中，做高頻pwm操作的控制信號佔空比接近50％並保持不變。
在一較佳實施例中，所述mosfet開關管為n溝道增強型電力mosfet開關管。
本發明具有如下有益效果：
(1)本發明提出的改進型移動控制策略，通過對移相時間的調節對開關管進行移相控制，實現輸出電壓的靈活可調；
(2)本發明不改變電路拓撲，只需交換輸入輸出埠即可轉換升壓/降壓功能；
(3降壓模式時，在0-180°範圍內調節控制信號vgs_1n與vgs_3n的相位差即可實現輸出電壓的靈活可調；升壓模式時，在180°-360°範圍內調節控制信號vgs_1n與vgs_3n的相位差即可實現輸出電壓的靈活可調；
(4)降壓模式時，即高壓側為輸入,可保證輸出電壓在輸入電壓的0-0.5倍內靈活可調；升壓模式時，即低壓側為輸入，可保證輸出電壓在大於輸入電壓2倍的範圍靈活可調。
(5)本發明的改進型移動控制策略，可以在死區時間內為諧振電感的電流提供通電迴路，實現開關管的安全換流。
以下結合附圖及實施例對本發明作進一步詳細說明，但本發明的一種雙向橋式模塊化開關電容ac-ac變流器調控方法不局限於實施例。
附圖說明
圖1為本發明的降壓拓撲電路圖；
圖2為本發明的升壓拓撲電路圖；
圖3為本發明拓撲中的開路電壓模塊電路；
圖4為本發明的準h橋電路；
圖5為本發明的降壓的調控方法；
圖6為本發明的升壓的調控方法；
圖7為本發明的降壓模態a等效電路圖；
圖8為本發明的降壓模態b等效電路圖；
圖9為本發明的降壓模態c等效電路圖；
圖10為本發明的降壓模態d等效電路圖；
圖11為本發明的降壓模態e等效電路圖；
圖12為本發明的降壓模態f等效電路圖；
圖13為降壓模式下，線性化處理後，諧振電容lr上電流ir和輸出電流iout的波形圖；
圖14為本發明的降壓模態在死區時間的諧振電流迴路圖一；
圖15為本發明的降壓模態在死區時間的諧振電流迴路圖二。
具體實施方式
下面通過結合附圖和實施例對本發明做進一步說明。
如圖1所示是本發明所提供的雙向橋式模塊化開關電容ac-ac變流器調控方法的降壓模式電路拓撲示意圖；如圖2所示是本發明所提供的雙向橋式模塊化開關電容ac-ac變流器調控方法的升壓模式電路拓撲示意圖。從圖1和圖2可以看出，只需改變輸入和負載位置即可轉換降壓/升壓功能。
實施例一：
本實例以降壓模式為例：如圖1所示，拓撲包含電源vh、基本開關電容模塊、準h橋、諧振電感lr、儲能電容c1和負載r。拓撲共用到16個全控型器件mosfet，將其分別編號為p和n兩組。編號為p的全控型器件mosfet為s1p、s2p、s3p、s4p、s5p、s6p、s7p和s8p，所述的編號為n的全控型器件mosfet為s1n、s2n、s3n、s4n、s5n、s6n、s7n和s8n。
具體的，如圖4所示，所述準h橋有6個輸入/輸出端，分別命名為3、4、9、10、11、12。所述準h橋包括8個mosfet開關管s1p、s2p、s3p、s4p、s1n、s2n、s3n和s4n，所述s1p和s1n共源極串聯組成第一雙向開關，s2p和s2n共源極串聯組成第二雙向開關，s3p和s3n共源極串聯組成第三雙向開關，s4p和s4n共源極串聯組成第四雙向開關；所述第一雙向開關的一端與所述第二雙向開關的一端相連，另一端與所述第三三向開關的一端相連；所述第二雙向開關的另一端與第四雙向開關的一端相連；所述第四雙向開關的另一端與第三雙向開關的另一端相連。
具體的，如圖3所示，所述基本開關電容模塊有6個輸入/輸出埠，分別命名為圖中的1、2、5、6、7、8。所述基本開關電容模塊包括8個mosfet開關管s5p、s6p、s7p、s8p、s5n、s6n、s7n和s8n，及四個電容c2、c3、c4和c5；所述s5p和s5n共源極串聯組成第五雙向開關，s6p和s6n共源極串聯組成第六雙向開關，s7p和s7n共源極串聯組成第七雙向開關，s8p和s8n共源極串聯組成第八雙向開關；所述諧振電感lr的一端與電容c2和c3的串接點相連，另一端與第三雙向開關和第四雙向開關的串接點相連；所述電容c4和c5的串接點與所述第一雙向開關和第二雙向開關的串接點相連；所述第七雙向開關的一端與第四電容的一端相連，另一端與第二電容c2的一端和第五雙向開關管的一端分別相連；所述第八雙向開關的一端與第五電容c5的一端相連，另一端與第三電容c3的一端和第六雙向開關管的一端分別相連。所述第五雙向開關管的另一端與第三雙向開關管的一端相連；所述第六雙向開關管的另一端與第四雙向開關管的一端相連。
電源vh的正極與基本開關電容模塊的埠7相連，負極與基本開關電容模塊的埠7相連；諧振電感lr兩端分別與連接埠1、3連接；連接埠2和連接埠4連接；連接埠5和9相連；連接埠6和10相連；儲能電容c1與負載r並聯後，兩端分別與連接埠11和12相連。
具體的調控方法如下：
降壓模態的調控方法所需控制信號如圖5。其中，控制信號vgs_1p控制開關管s2p、s6p和s7p；控制信號vgs_2p控制開關管s1p、s5p和s8p；控制信號vgs_3p控制開關管s3p；控制信號vgs_4p控制開關管s4p；控制信號vgs_1n控制開關管s2n、s6n和s7n；控制信號vgs_2n控制開關管s1n、s5n和s8n；控制信號vgs_3n控制開關管s3n；控制信號vgs_4n控制開關管s4n。
圖5中，各信號之間相位差關係如下：控制信號vgs_1n與vgs_2n的相位差為180°，控制信號vgs_3n與vgs_4n的相位差為180°，控制信號vgs_1p與vgs_2p的相位差為180°，控制信號vgs_3p與vgs_4p的相位差為180°，控制信號vgs_1n與vgs_3n之間的相位差於0-180°之間可調，控制信號vgs_1p與vgs_3p之間的相位差和vgs_1n與vgs_3n之間的相位差相同。圖5中的ts為移相時間，控制該移相時間的長短即可調節vgs_1n與vgs_3n之間的相位差，實現輸出電壓靈活可調。
由於一個周期內，電源的正半周期和負半周期相似，在此先分析不考慮死區電壓時，正半周期的6個模態：
在vh為正半周時，開關管sxp(x＝1、2、3、4、5、6、7、8)始終導通。
模態a：如圖7，控制信號vgs_1n和vgs_4n處於高電平，開關管s2n、s4n、s6n和s7n變為導通狀態，諧振電感lr通過兩條迴路放電，一條是lr和c2串聯通過s7p、s7n、c4、vh、c5、s2n、s2p、s4p和s4n放電，其能量關係為lr和c2、c5給c4充電；另一條是lr通過c3、s6p、s6n、s4p和s4n放電，其能量關係為lr給c3充電。在這個階段內，諧振電感的電流逐漸減小到0，沒有電流對c1充電，因此iout＝0。
模態b：如圖8，開關管s2n、s4n、s6n、s7n處於工作狀態，放電迴路同模態a，區別在於諧振電感lr電流從0增大，電流方向和模態a反向，電源逐漸給lr、c2和c5充電，同時c3放電。
模態c：如圖9，控制信號vgs_1n和vgs_3n處於高電平，開關管s2n、s3n、s6n和s7n處於工作狀態，電路中有兩條迴路給儲能電容c1和負載供電，一條是電源vh和c4通過s7n、s7p、諧振電感lr、s3p、s3n、s2p和s2n給c1和負載供電，同時給lr和c2充電；另一條是由c3、諧振電感lr、s3p、s3n、s6n和s6p構成的迴路給c1和負載供電，同時給lr和c2充電。在這個階段內，iout＝ir。
模態d：如圖10，控制信號vgs_2n和vgs_3n處於高電平，開關管s1n、s3n、s5n和s8n處於工作狀態，諧振電感lr通過兩條迴路放電，一條是lr和c3通過s3p、s3n、s1n、s1p、c4、c5、s8p和s8n放電，其中lr、c3和c4給c5充電；另一條是lr通過s3p、s3n、s5p、s5n給c2充電。在這個階段內，諧振電感的電流逐漸減小到0，沒有電流對c1充電，因此iout＝0。
模態e：如圖11，控制信號vgs_2n和vgs_3n處於高電平，開關管s1n、s3n、s5n和s8n處於工作狀態，與模態d類似，區別在於諧振電感電流從0增大，且迴路中電流反向。電源vh逐漸給lr、c3和c4充電，c2給lr充電。
模態f：如圖12，控制信號vgs_2n和vgs_4n處於高電平，開關管s1n、s4n、s5n和s8n處於工作狀態，電路中有兩條迴路，一條是由vh、c4、c5、s1p、s1n、c1和r、s4p、s4n、諧振電感lr、c3、s8n、s8p組成的迴路，其中vh給lr、c3、c4和輸出電容c1供電；另一條是c2、s5n、s5p、c1和r、s4p、s4n、諧振電感lr組成的放電迴路，其中c2為lr和c1供電。在這個階段內，iout＝ir。
輸出電壓的靈活可調原理如下：參考圖5，只要保證各控制信號的佔空比不變，調節ts的值，即控制vgs_1n與vgs_3n之間的相位差(同等於vgs_2n與vgs_4n之間的相位差)，就可以得到不同的輸出電壓值。
如圖13，可將變流器在vh正半周期的6個模態(a-f)歸為4種電路狀態：諧振狀態，由階段a和階段b組成，該狀態在圖13中時間段為[0,ts]；充電狀態，即階段c，該狀態在圖13中時間段為自諧振狀態，由階段d和階段e組成，該狀態在圖13中時間段為放電狀態，即階段f，該狀態在圖13中時間段為把諧振電感lr和諧振電容c2定義成一個諧振模塊。儲能電容c4、c5相比諧振電容c2、c3容值大很多且直接與輸入直流電源並聯，因此可認為儲能電容c4、c5兩端的電壓維持vh/2不變。先將諧振電感電流ir的變化曲線全部做線性化處理，即認為諧振電容c2在和諧振電感lr產生諧振的過程中電壓維持vh/4不變。可知ir在一個周期內不同時段內的變化斜率，其中lr為諧振電感的感值，在時段[0,ts]內，諧振電感兩端的電壓為vh/4，即得到ir的變化斜率為在時段[ts,tsw/2]內，諧振電感兩端的電壓為即得到ir的變化斜率為同理也可得到時段[tsw/2,tsw/2+ts]內ir的變化斜率為時段[tsw/2+ts,tsw]內ir的變化斜率為據此繪製諧振電感的電流ir和輸出電流iout線性化處理後的波形如圖13所示。
根據ir在各個時段內的斜率可以假設得到以下關係式，其中b1、b2、b3、b4為假設的未知量，vout為輸出電壓：
由ir的電流連續性可知一個周期內ir(0)＝ir(tsw)、解得：
將(2)式代入(1)式中，即可解得ir在各個時段內與移相時間ts的關係表達式為：
由圖9可知，充電狀態，即階段c時刻，諧振電感中的電流ir與輸出電流相等，所以(3)式中階段進行積分，可得輸出電壓vout與移相時間ts的關係表達式如下：
上述分析是不考慮死區時間時電路在半個周期內的各模態分析，若考慮死區時間，則在死區時間內電路的迴路情況如圖14和圖15所示，有兩種情況：
在階段a切換到階段b時，沒有控制信號的變化，不存在安全換流問題。
在階段b切換到階段c時，控制信號vgs_1n處於高電平；vgs_4n轉換為低電平，vgs_3n轉換為高電平，轉換時引入死區時間。死區時間內，諧振電感lr的續流迴路為：lr與s3p、s3n的反向二極體、s5p、s5n的反向二極體、c2形成迴路，如圖14。
在階段c切換到階段d時，控制信號vgs_3n處於高電平，諧振電感lr的續流迴路為：lr與s3p、s3n的反向二極體、s5p、s5n的反向二極體、c2形成迴路，如圖14。
在階段d切換到階段e時，無控制信號變化，不存在安全換流問題。
在階段e切換到階段f時，控制信號vgs_2n處於高電平，諧振電感lr的續流迴路為：lr與s6p、s6n的反向二極體、s4p、s4n的反向二極體、c3形成迴路,如圖15。
在階段f切換到階段a時，控制信號vgs_4n處於高電平，諧振電感lr的續流迴路為：lr與、c3、s6p、s6n的反向二極體、s4p、s4n的反向二極體形成迴路，如圖15。
安全換流提供放電迴路的原理如下：以n溝道增強型電力mosfet管為例，由於製造工藝原因漏源極之間帶有寄生二極體，當漏源電壓為負且柵極電壓為負(即沒有形成導電溝道)時，mosfet管功能和二極體相同。本發明對應的電路拓撲中所使用的雙向開關管結構就是使用這一特性為諧振電容lr在死區時間內提供放電迴路。
實施例二：
本實例以升壓模式為例，電路工作在升壓模式時，電路拓撲結構不變，只需交換輸入輸出埠。如圖2所示，拓撲包含電源vl、基本開關電容模塊、準h橋、諧振電感lr、儲能電容c1和負載r。拓撲共用到16個全控型器件mosfet，將其分別編號為p和n兩組。編號為p組的全控型器件mosfet為s1p、s2p、s3p、s4p、s5p、s6p、s7p和s8p，所述的編號為n的全控型器件mosfet為s1n、s2n、s3n、s4n、s5n、s6n、s7n和s8n。
具體的，如圖4所示，所述準h橋有6個輸入/輸出端，分別命名為3、4、9、10、11、12。所述準h橋包括8個mosfet開關管s1p、s2p、s3p、s4p、s1n、s2n、s3n和s4n，所述s1p和s1n共源極串聯組成第一雙向開關，s2p和s2n共源極串聯組成第二雙向開關，s3p和s3n共源極串聯組成第三雙向開關，s4p和s4n共源極串聯組成第四雙向開關；所述第一雙向開關的一端與所述第二雙向開關的一端相連，另一端與所述第三三向開關的一端相連；所述第二雙向開關的另一端與第四雙向開關的一端相連；所述第四雙向開關的另一端與第三雙向開關的另一端相連。
具體的，如圖3所示，所述基本開關電容模塊有6個輸入/輸出埠，分別命名為圖中的1、2、5、6、7、8。所述基本開關電容模塊包括8個mosfet開關管s5p、s6p、s7p、s8p、s5n、s6n、s7n和s8n，及四個電容c2、c3、c4和c5；所述s5p和s5n共源極串聯組成第五雙向開關，s6p和s6n共源極串聯組成第六雙向開關，s7p和s7n共源極串聯組成第七雙向開關，s8p和s8n共源極串聯組成第八雙向開關；所述諧振電感lr的一端與電容c2和c3的串接點相連，另一端與第三雙向開關和第四雙向開關的串接點相連；所述電容c4和c5的串接點與所述第一雙向開關和第二雙向開關的串接點相連；所述第七雙向開關的一端與第四電容的一端相連，另一端與第二電容c2的一端和第五雙向開關管的一端分別相連；所述第八雙向開關的一端與第五電容c5的一端相連，另一端與第三電容c3的一端和第六雙向開關管的一端分別相連。所述第五雙向開關管的另一端與第三雙向開關管的一端相連；所述第六雙向開關管的另一端與第四雙向開關管的一端相連。
負載r兩端分別連接埠7和8相連；電源vl和儲能電容c1並聯後，兩端分別與連接埠11和12相連，且電源vl的正極與基本開關電容模塊的埠11相連，負極與基本開關電容模塊的埠12相連。
具體的調控方法如下：
升壓模態的調控方法所需控制信號如圖6。其中，控制信號vgs_1p控制開關管s2p、s6p和s7p；控制信號vgs_2p控制開關管s1p、s5p和s8p；控制信號vgs_3p控制開關管s3p；控制信號vgs_4p控制開關管s4p；控制信號vgs_1n控制開關管s2n、s6n和s7n；控制信號vgs_2n控制開關管s1n、s5n和s8n；控制信號vgs_3n控制開關管s3n；控制信號vgs_4n控制開關管s4n。
圖6中，各信號之間相位差關係如下：控制信號vgs_1n與vgs_2n的相位差為180°，控制信號vgs_3n與vgs_4n的相位差為180°，控制信號vgs_1p與vgs_2p的相位差為180°，控制信號vgs_3p與vgs_4p的相位差為180°，控制信號vgs_1n與vgs_3n之間的相位差於180-360°之間可調，控制信號vgs_1p與vgs_3p之間的相位差和vgs_1n與vgs_3n之間的相位差相同。圖6中的ts為移相時間，控制該移相時間的長短即可調節vgs_1n與vgs_3n之間的相位差，實現輸出電壓靈活可調。
其他分析過程與實施例一的降壓模式類似，本實施例不再重複。
綜上所述，本發明提出的改進型移動控制策略,通過對移相時間的調節對開關管進行移相控制，實現輸出電壓的靈活可調；在死區時間內為諧振電感提供放電迴路,實現開關管的安全換流；在不改變電路總拓撲結構的前提下改變輸入輸出埠，即可轉變電路的升壓/降壓工作模式。當低壓側為輸入，可保證輸出電壓在大於輸入電壓2倍的範圍靈活可調。當高壓側為輸入，則可保證輸出電壓在輸入電壓的0-0.5倍內靈活可調。
以上所述僅為本發明的較佳實施例，並不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。