一種多相橋倍流式PWM隔離型直流變換電路的製作方法

2024-03-07 03:33:15 1

本發明涉及一種多相DCDC轉換電路，具體涉及一種多相橋倍流式PWM隔離型直流變換電路。

背景技術：

傳統的DCDC直流電源均採用了單相全橋形式，其配合移相控制策略以及軟開關技術將單相全橋電路幾乎達到極致。

大功率直流開關電源領域，其功率器件的選型一直是最為關鍵的一個環節，而功率器件的選型其電壓應力、電流應力、開關頻率的特性至關重要。從電路上降低開關器件的電流應力尤為重要。

傳統增加DCDC直流電源功率是採用並機的策略，或者採用開關器件並聯方式。並機方案需要依靠控制電路的均流措施實現多臺直流電源並聯輸出，控制方式複雜。而採用開關器件並聯方式，在高頻工作過程中，由於開關器件或驅動器件的差異造成電流分配不均、開關延時不同等造成整個系統損壞。在單相全橋變換下，輸出變壓器只有一個。大功率情況下，變壓器的功率增加，高頻變壓器加工工藝要求高，將難以實現。

技術實現要素：

為解決大功率PWM直流變換器的功率開關器件電流應力，本發明提供一種可靠的多相橋倍流式PWM隔離型直流變換電路。通過多橋臂倍流方式降低功率開關器件電流應力，簡化輸出變壓器的設計工藝。為解決上述問題，本發明採取的技術方案為：一種多相橋倍流式PWM隔離型直流變換電路，包括多路可控橋臂、多個隔離變壓器、多組快恢復二極體，所述的可控橋臂的路數與隔離變壓器的數量、快恢復二極體組數均與多相橋的相數相同，所述的隔離變壓器原邊採用首尾相接的連接方式，隔離變壓器副邊採用星形連接方式；可控橋臂包括第一功率開關器件和第二功率開關器件，且第一功率開關器件的發射極與第二功率開關器件的集電極、對應隔離變壓器原邊輸入端相連，所有可控橋臂中的第一功率開關器件的集電極連接輸入電源的正輸入端，所有可控橋臂中的第二功率開關器件的發射極連接輸入電源的負輸入端；每個隔離變壓器副邊輸出端接與之對應的第一快恢復二極體的陽極和第二快恢復二極體的陰極，所有第一快恢復二極體的陰極與輸出濾波電感的一端相連，輸出濾波電感的另一端與輸出濾波電容的正極相連，作為直流輸出的正極；所有第二快恢復二極體的陽極與輸出濾波電容的負極相連作為直流輸出的負極。

多相直流變換電路的方案是採用了多橋臂方式，諸如三相橋、四相橋、六相橋等等多相橋。奇數、偶數數量均可工作，但偶數數量橋臂工作更加平衡。多相橋的相數為2N，其中N為不小於2的整數。

所有奇數相可控橋臂上的第一功率開關器件上的驅動信號相同，所有奇數相可控橋臂上的第二功率開關器件上的驅動信號相同，所有偶數相可控橋臂上的第一功率開關器件上的驅動信號相同，所有偶數相可控橋臂上的第二功率開關器件上的驅動信號相同，同一個可控橋臂上的第一功率開關器件與第二功率開關器件互補工作；奇數相可控橋臂上的第一功率開關器件的開通時間與偶數相可控橋臂上的第一功率開關器件的開通時間相同且均小於半個周期。

如圖3所示，所述的功率開關器件包括一個全控器件、一個反並聯二極體和一個與全控器件並聯的諧振電容。

每個功率開關器件工作時，同時會有其交叉橋臂上的一個功率開關器件同時工作，實現了功率器件的「並聯」，每個功率開關器件的電流應力降低到原來的一半。

功率開關器件沒有真正的並聯，所以由驅動電路的或器件本身的差異造成的開關速度、開關延時、阻抗分配等不會引起功率開關器件的惡性損壞。

隔離變壓器在工作時，2N個隔離變壓器同時工作，每個隔離變壓器上的電流為輸出電流的2N分之一。隔離變壓器只需按照額定容量的2N分之一功率進行設計，大大降低了變壓器工藝的複雜程度，利於變壓器設計與實現。

本發明專利與傳統電路相比具有以下優勢：單個功率開關器件電流應力降低(以四相橋為例，電流應力降低到原來的一半)；功率開關器件沒有直接並聯，不會出現惡性損壞；高頻隔離變壓器功率減小，減小了實現難度。

附圖說明

圖1為四相橋PWM隔離型直流變換主電路；

圖2為六相橋PWM隔離型直流變換主電路；

圖3為功率開關器件；

圖4為四相橋PWM隔離型直流變換電路工作過程；

圖5為輸出電壓與佔空比的關係。

具體實施方式

實施例一：

如圖1所示為四相橋PWM隔離型直流變換主電路，通過方形-星形高頻變壓器隔離。包括八個功率開關器件VT1、VT2、VT3、VT4、VT5、VT6、VT7、VT8，四個高頻變壓器T1、T2、T3、T4，八個快恢復功率二極體D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8，一個輸出濾波電感Lo和一個輸出濾波電容Co。其中，四個高頻變壓器T1、T2、T3、T4原邊首尾相連以方形連接方式，四個高頻變壓器T1、T2、T3、T4副邊以星形連接方式。第一橋臂：第一功率開關器件VT1的發射極與第二功率開關器件VT2的集電極、高頻變壓器T1、高頻變壓器T4的連接點相連於點A；第二橋臂：第一功率開關器件VT3的發射極與第二功率開關器件VT4的集電極、高頻變壓器T1、高頻變壓器T2的連接點相連於點B；第三橋臂：第一功率開關器件VT5的發射極與第二功率開關器件VT6的集電極、高頻變壓器T2、高頻變壓器T3的連接點相連於點C；第四橋臂：第一功率開關器件VT7的發射極與第二功率開關器件VT8的集電極、高頻變壓器T3、高頻變壓器T4的連接點相連於點D。四個橋臂的第一功率開關器件VT1、VT3、VT5、VT7的集電極連接後接入輸入電源的正輸入端；四個橋臂的第二功率開關器件VT2、VT4、VT6、VT8的發射極連接後接入輸入電源的負輸入端。所述的輸入電源的兩端並聯有濾波電容Cd。第一快恢復功率二極體D1的陽極與第二快恢復功率二極體D2的陰極、高頻變壓器T1副邊連接；第一快恢復功率二極體D3的陽極與第二快恢復功率二極體D4的陰極、高頻變壓器T2副邊連接；第一快恢復功率二極體D5的陽極與第二快恢復功率二極體D6的陰極、高頻變壓器T3副邊連接；第一快恢復功率二極體D7的陽極與第二快恢復功率二極體D8的陰極、高頻變壓器T4副邊連接；第一快恢復功率二極體D1、D3、D5、D7的陰極相連後與輸出濾波電感Lo的一端相連於點m。輸出濾波電感Lo的另一端與輸出濾波電容Co的正極相連，作為直流輸出的正極。第二快恢復功率二極體D2、D4、D6、D8正極相連後與輸出濾波電容Co的負極相連於點n，作為直流輸出的負極。

然後對四相橋PWM隔離型直流變換主電路的工作過程進行分析。為分析簡化，做以下假定。電路中所有開關器件均無慣性，開關狀態更迭均瞬間完成。輸出濾波電容Co足夠大，無紋波出現。輸出濾波電感Lo足夠大，電流線性變化。高頻變壓器變比為1:1。直流輸入電壓為Ed，負載電流Io為I。

如圖4所示，八個功率開關器件VT1、VT2、VT3、VT4、VT5、VT6、VT7、VT8的驅動信號分別為Ug1、Ug2、Ug3、Ug4、Ug5、Ug6、Ug7、Ug8。其中驅動信號Ug1、Ug5信號相同，同時開通同時關閉；驅動信號Ug3、Ug7信號相同；驅動信號Ug2、Ug6信號相同；驅動信號Ug4、Ug8信號相同。驅動信號Ug1、Ug2信號互補；驅動信號Ug3,Ug4信號互補。驅動信號Ug3、Ug1信號高電平時間相同，時間為DT。Ug1從信號周期初始時間即為高電平起始時間，Ug3則從半周期時刻為高電平的起始時間。其中，驅動信號的周期時間為T，DT<T/2。D為信號的佔空比。

一個完整的周期內四相橋PWM電路可分為四種不同的工作狀態，t0～t1、t1～t2、t2～t3、t3～t0。

t0～t1：功率開關器件VT1、VT4、VT5、VT8驅動信號Ug1、Ug4、Ug5、Ug8為高電平，功率開關器件VT2、VT3、VT6、VT7驅動信號Ug2、Ug3、Ug6、Ug7為低電平，A、B、C、D點的電勢分別為Ed(直流輸入電壓)、0、Ed、0；電壓UAB、UCD為正電平，幅值為Ed，電壓UBC、UDA為負電平幅值為-Ed。經過高頻變壓器隔離後，變壓器副邊電壓Uao、Uco為正電平，幅值為Ed；變壓器副邊電壓Ubo、Udo為負電平，幅值為-Ed。電壓Uab、Ucd為正電平，幅值為2Ed。電壓Ubc、Uda為負電平，幅值為-2Ed。電壓Umn為正電平，幅值為2Ed。第一橋臂平均電流IA、第三橋臂平均電流IC為I，第二橋臂平均電流IB、第四橋臂平均電流ID為-I。高頻變壓器副邊電流I。輸出濾波電感Lo電流IL增加，平均電流為I。

t1～t2：功率開關器件VT2、VT4、VT6、VT8驅動信號Ug2、Ug4、Ug6、Ug8為高電平，功率開關器件VT1、VT3、VT5、VT7驅動信號Ug1、Ug3、Ug5、Ug7為低電平，A、B、C、D點的電勢都為0；電壓UAB、UBC、UCD、UDA為零電平。經過高頻變壓器隔離後，變壓器副邊電壓Uao、Ubo、Uco、Udo為零電平；電壓Uab、Ubc、Ucd、Uda為零電平。電壓Umn為零電平。IA、IB、IC、ID都為0(為方便分析，不考慮感作用)。快恢復二極體導通，變壓器副邊被快恢復二極體短路，變壓器副邊電流為0。輸出濾波電感Lo電流IL減小，平均電流為I。

t2～t3：功率開關器件VT2、VT3、VT6、VT7驅動信號Ug2、Ug3、Ug6、Ug7為高電平，功率開關器件VT1、VT4、VT5、VT8驅動信號Ug1、Ug4、Ug5、Ug8為低電平，A、B、C、D點的電勢分別為0、Ed、0、Ed；電壓UBC、UDA為正電平，幅值為Ed，電壓UAB、UCD為負電平幅值為-Ed。經過高頻變壓器隔離後，變壓器副邊電壓Ubo、Udo為正電平，幅值為Ed；變壓器副邊電壓Uao、Uco為負電平，幅值為-Ed。電壓Ubc、Uda為正電平，幅值為2Ed。電壓Uab、Ucd為負電平，幅值為-2Ed。電壓Umn為正電平，幅值為2Ed。IA、IC平均電流為-I，IB、IC平均電流為I。輸出濾波電感Lo電流IL增加，平均電流為I。

t3～t0：功率開關器件VT1、VT3、VT5、VT7驅動信號Ug1、Ug3、Ug5、Ug7為高電平，功率開關器件VT2、VT4、VT6、VT8驅動信號Ug2、Ug4、Ug6、Ug8為低電平，A、B、C、D點的電勢都為Ed；電壓UAB、UBC、UCD、UDA為零電平。經過高頻變壓器隔離後，變壓器副邊電壓Uao、Ubo、Uco、Udo為零電平；電壓Uab、Ubc、Ucd、Uda為零電平。電壓Umn為零電平。電壓Umn為零電平。IA、IB、IC、ID都為0。快恢復二極體導通，變壓器副邊被快恢復二極體短路，變壓器副邊電流為0。輸出濾波電感Lo電流IL減小，平均電流為I。

經過實際一整個周期的工作得到PWM波形Umn，電壓Umn在t0～t1、t2～t3時間段為高電平，幅值為2Ed，電壓Umn在t1～t2、t3～t0時間段為零電平。

Umn的PWM波形經過輸出濾波電感Lo、輸出濾波電感Co濾波後得到直流輸出電壓Uo。Uo幅值約為2D*Ed。通過改變佔空比D的大小，實現PWM方式調節輸出電壓Uo的目的。如圖5所示，為輸出電壓與佔空比的關係。其中，最大輸出電壓Um由變壓器變比和輸入電壓Ed決定。

根據工作過程分析在不考慮變壓器勵磁電流的情況下，四個橋臂的工作電流IA、IB、IC、ID的平均電流約為I(I為負載電流)。

根據本發明設計的四相橋PWM隔離型直流變換主電路實現90KW的直流供電電源。電源通過市電整流得到高壓直流母線電壓作為PWM直流變換器的輸入。設計中變壓器變比採用2:1，額定輸出電壓為270V，額定輸出電流達到330A，而且設計具有150％過載能力。

實施例二：

如圖2所示為六相橋PWM隔離型直流變換主電路，通過六邊形-星形高頻變壓器隔離。包括12個功率開關器件VT1、VT2、VT3、VT4、VT5、VT6、VT7、VT8、VT9、VT10、VT11、VT12，六個高頻變壓器T1、T2、T3、T4、T5、T6，12個快恢復功率二極體D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8、D9、D10、D11、D12，一個輸出濾波電感Lo和一個輸出濾波電容Co。第一橋臂：第一功率開關器件VT1的發射極與第二功率開關器件VT2的集電極、高頻變壓器T1、T6的連接點相連；第二橋臂：第一功率開關器件VT3的發射極與第二功率開關器件VT4的集電極、高頻變壓器T1、T2的連接點相連；第三橋臂：第一功率開關器件VT5的發射極與第二功率開關器件VT6的集電極、高頻變壓器T2、T3的連接點相連；第四橋臂：第一功率開關器件VT7的發射極與第二功率開關器件VT8的集電極、高頻變壓器T3、T4的連接點相連；第五橋臂：第一功率開關器件VT9的發射極與第二功率開關器件VT10的集電極、高頻變壓器T4、T5的連接點相連；第六橋臂：第一功率開關器件VT11的發射極與第二功率開關器件VT12的集電極、高頻變壓器T5、T6的連接點相連。第一功率開關器件VT1、VT3、VT5、VT7、VT9、VT11的集電極連接後接入輸入電源的正輸入端；第二功率開關器件VT2、VT4、VT6、VT8、VT10、VT12的發射極連接後接入輸入電源的負輸入端。第一快恢復功率二極體D1的陽極與第二快恢復功率二極體D2的陰極、高頻變壓器T1副邊連接；第一快恢復功率二極體D3的陽極與第二快恢復功率二極體D4的陰極、高頻變壓器T2副邊連接；第一快恢復功率二極體D5的陽極與第二快恢復功率二極體D6的陰極、高頻變壓器T3副邊連接；第一快恢復功率二極體D7的陽極與第二快恢復功率二極體D8的陰極、高頻變壓器T4副邊連接；第一快恢復功率二極體D9的陽極與第二快恢復功率二極體D10的陰極、高頻變壓器T5副邊連接；第一快恢復功率二極體D11的陽極與第二快恢復功率二極體D12的陰極、高頻變壓器T6副邊連接。第一快恢復功率二極體D1、D3、D5、D7、D9、D11的陰極相連後與輸出濾波電感Lo的一端相連。輸出濾波電感Lo的另一端與輸出濾波電容Co的正端相連，作為直流輸出的正極。第二快恢復功率二極體D2、D4、D6、D8、D10、D12陽極相連後與輸出濾波電容Co的負極相連，作為直流輸出的負極。