一種諧振式逆變器電路及其控制方法與流程

2024-03-02 09:27:15 2

本發明涉及光伏逆變技術領域，尤其涉及一種諧振式逆變器電路及其控制方法。

背景技術：

在光伏逆變領域，多組PV模塊串並聯集中發電方式具有遮蔽效應及維修不便問題，而單一PV模塊作為最大功率點追蹤(MPPT)並將電力直接饋入市電的方式，可以降低遮蔽效應及提升安裝及維修便利性。

現有的單一模塊發電及直接併網小型DC-AC逆變器設計思路主要包括兩類，一類如圖1所示，採用雙級式逆變器架構方案，此方案的缺點是兩級均為高頻切換，電路較複雜，效率較差，而且一般需要高壓電解質電容。

另一類，如圖2所示，為單級式電流源輸出DC/DC轉換器串接工頻切換逆變器架構方案，此方案的優點包括：(i)第一級DC/DC轉換器提供電流源輸出，為無高壓直流鏈，可以免除高壓型電解質電容；(ii)第二級逆變器採用與市電同步的低頻切換方式，幾無切換損，整體效率如同單級電路，(iii) DC/DC轉換器同時提供電器隔離，較無光伏模塊正接地或負接地的漏電流問題，可以提高光伏模塊壽命，該方式雖然結構較簡單便宜、無變壓器飽合問題，以及可以適應較寬輸入電壓變化而成為主流，然而其缺點是無法處理高功率，效率也是傳統認為有瓶頸需要突破之處。

技術實現要素：

本發明旨在至少在一定程度上解決相關技術中的技術問題之一。為此本發明的第一個目的在於提出一種諧振式逆變器電路。

本發明的第二個目的在於提出一種諧振式逆變器電路的控制方法。

為了實現上述目的，本發明第一方面實施例的諧振式逆變電路，包括全橋逆變電路、並聯諧振電路、整流電路、極性反向器及CLC低通濾波器；

所述並聯諧振電路包括變壓器漏感，與變壓器漏感二次側線圈串聯連接的第三電容Cz及第四電容Cp；

所述整流電路包括第一二極體D1、第二二極體D2、第三二極體D3及第四二極體D4，所述第一二極體D1與第四二極體D4的正極端相連接，所述第二二極體D2與第三二極體D3的負極端相連接，所述第一二極體D1的負極端與第二二極體D2的正極端相連接，所述第四二極體D4的負極端與第三二極體D3的正極端相連接；

所述CLC低通濾波器包括第一電容C1、第二電容C2及電感L；

其中，所述全橋逆變電路的輸入端與所述光伏模塊電連接，所述全橋逆變電路的輸出端與所述變壓器一次側線圈電連接，所述第四電容Cp與第三電容Cz相連接的一端與所述第二二極體D2的正極端相連接，所述第四電容Cp的另一端與所述第三二極體D3的正極端相連接，所述極性反向器的正極輸入端分別與所述第一二極體D1及第四二極體D4的正極端電連接，所述極性反向器的負極輸入端分別與所述第二二極體D2及第三二極體D3的負極電連接，所述極性反向器的輸出端接入市電，所述電感串接在極性反向器的輸出端，所述第一電容C1並接在極性反向器的輸入端，所述第二電容C2並接在極性反向器的輸出端；

還包括用於控制全橋逆變電路工作的第一控制模塊及用於控制極性反向器工作的第二控制模塊，所述第一控制模塊用於根據交流側計算獲得的發電功率Po及光伏模塊的輸出電壓Vpv控制輸出可變導通時間的觸發信號控制所述全橋逆變電路的工作。

優選地，所述第一控制模塊包括：

最大功率點追蹤控制器，用於根據交流側計算獲得的發電功率Po及光伏模塊的輸出電壓Vpv計算並輸出第一電壓控制信號Vpvr；

電壓控制器，用於接收第一電壓控制信號Vpvr及光伏模塊的輸出電壓Vpv控制輸出振幅控制信號Im；

電流控制器，用於根據電流控制信號Io,r及整流電路輸出的電流信號Io控制輸出第二電壓控制信號Vfbc；

前饋控制器，用於產生前向控制信號Vffc，並與所述第二電壓控制信號Vfbc相加之後得到第三控制電壓信號Vcon；

還包括順次連接的電壓控制振蕩器及可變導通時間控制器，用於根據第三控制電壓信號Vcon得到全橋逆變電路驅動電路的觸發信號；

其中，所述振幅控制信號Im乘上同步正弦波信號Vsin的絕對值信號得到所述電流控制信號Io,r，所述同步正弦波信號Vsin由所述第二控制模塊控制發出。

優選地，所述第二控制模塊包括：

鎖相迴路，用於根據極性反向器的輸出電壓Vgrid得到一開關控制信號；

極性反向電路，用於根據所述開關控制信號控制極性反向器工頻切換。

優選地，所述鎖相迴路還用於根據極性反向器的輸出電壓Vgrid得到所述同步正弦波信號Vsin。

優選地，所述電壓控制振蕩器包括一含有充放電電容Ct的充放電電路，所述充放電電容Ct的電壓Vt接入一比較器，所述比較器的輸入端還輸入有預設基準電壓Vtm，所述比較器的輸出端與所述可變導通時間控制器電連接。

優選地，所述可變導通時間控制器包括：

單擊電路，根據放大器輸出信號產生一個開關導通時間Ton的脈衝信號；

導通時間決定器，用於設定所述開關導通時間Ton；

JK觸發器，用於根據放大器輸出信號控制全橋逆變電路輸出信號的前半個周期與後半個周期的交互觸發；

SR觸發器，根據放大器觸發信號產生一個CLK信號用於控制一開關對所述充放電電容Ct進行放電。

優選地，所述光伏模塊的輸出端還並接有穩壓電容Cin。

本發明實施例的諧振式逆變器電路，通過對全橋式逆變電路採用可變導通時間變頻控制，依據交流側計算獲得的發電功率Po及光伏模塊的輸出電壓Vpv變換切換頻率同時調整導通時間，以有效降低切換次數同時達到零電流切換效果，從而達到高轉換效率的目標。所述諧振式逆變器電路串並聯諧振電路還使得該電路具有更寬的輸入電壓範圍，可以適應多種模塊及延伸發電時間，增加發電量。

為了實現上述目的，本發明第二方面實施例的諧振式逆變電路的控制方法，包括：

根據所述整流電路的輸出電流Io、極性反向器的輸出電壓Vgrid及光伏模塊的輸出電壓Vpv控制輸出可變導通時間的觸發信號控制所述全橋逆變電路頻率的切換。

優選地，所述頻率切換的具體控制步驟為：

步驟一：根據所述整流電路的輸出電流Io、極性反向器的輸出電壓Vgrid及光伏模塊的輸出電壓Vpv控制輸出一個第三控制電壓信號Vcon；

步驟二：根據所述第三控制電壓信號Vcon控制一電流源對一充放電電容Ct進行充電，所述電容Ct兩端的電壓Vt輸入一比較器並與一預設基準電壓Vtm進行比較，當充放電電容Ct兩端的電壓Vt達到所述預設基準電壓Vtm時，控制產生一個開關導通時間Ton的脈衝信號，同時控制全橋逆變電路的驅動電路中的JK觸發器轉態，實現全橋式逆變電路輸出信號前半周期與後半周期的交互觸發。

優選地，當充放電電容Ct兩端的電壓Vt達到所述預設基準電壓Vtm時，還控制一SR觸發器發出CLK信號，所述CLK信號控制一開關對所述充放電電容Ct放電，當放電完成後，重新進入步驟二。

本發明實施例的諧振式逆變電路的控制方法，通過對全橋式逆變電路採用可變導通時間變頻控制，依據交流側計算獲得的發電功率Po及光伏模塊的輸出電壓Vpv變換切換頻率同時調整導通時間，以有效降低切換次數同時達到零電流切換效果，從而達到高轉換效率的目標。所述諧振式逆變器電路串並聯諧振電路還使得該電路具有更寬的輸入電壓範圍，可以適應多種模塊及延伸發電時間，增加發電量。

附圖說明

圖1是現有技術中雙極式逆變器電路結構示意圖；

圖2時現有技術中單級式電流源輸出DC/DC轉換器串接工頻切換逆變器電路結構示意圖；

圖3是本發明諧振式逆變電路一實施例的結構組成示意圖；

圖4是本發明諧振式逆變電路及其控制模塊的結構組成示意圖；

圖5是本發明諧振式逆變電路中全橋逆變器電路的控制模塊示意圖；

圖6是本發明諧振式逆變電路串並聯諧振增益曲線上的工作區域示意圖；

圖7是本發明諧振式逆變電路中全橋逆變電路輸出電流波形示意圖。

具體實施方式

下面詳細描述本發明的實施例，所述實施例的示例在附圖中示出，其中自始至終相同或類似的標號表示相同或類似的元件或具有相同或類似功能的元件。下面通過參考附圖描述的實施例是示例性的，旨在用於解釋本發明，而不能理解為對本發明的限制。

下面參考附圖描述本發明實施例的用戶標籤的編碼方法和用戶標籤的編碼裝置。

圖3是本發明實施例提供的一種諧振式逆變器電路，包括全橋逆變電路200、並聯諧振電路300、整流電路400、極性反向器500及CLC低通濾波器；

所述並聯諧振電路300包括變壓器漏感Lr，與變壓器漏感Lr二次側線圈串聯連接的第三電容Cs及第四電容Cp；

所述整流電路400包括第一二極體D1、第二二極體D2、第三二極體D3及第四二極體D4，所述第一二極體D1與第四二極體D4的正極端相連接，所述第二二極體D2與第三二極體D3的負極端相連接，所述第一二極體D1的負極端與第二二極體D2的正極端相連接，所述第四二極體D4的負極端與第三二極體D3的正極端相連接；

所述CLC低通濾波器包括第一電容C1、第二電容C2及電感L；

其中，所述全橋逆變電路200的輸入端與所述光伏模塊110電連接，所述全橋逆變電路200的輸出端與所述變壓器漏感Lr一次側線圈電連接，所述第四電容Cp與第三電容Cs相連接的一端與所述第二二極體D2的正極端相連接，所述第四電容Cp的另一端與所述第三二極體D3的正極端相連接，所述極性反向器的正極輸入端分別與所述第一二極體D1及第四二極體D4的正極端電連接，所述極性反向器的負極輸入端分別與所述第二二極體D2及第三二極體D3的負極電連接，所述極性反向器500的輸出端接入市電120，所述電感串接在極性反向器500的輸出端，所述第一電容C1並接在極性反向器500的輸入端，所述第二電容C2並接在極性反向器500的輸出端；

還包括用於控制全橋逆變電路200工作的第一控制模塊及用於控制極性反向器500工作的第二控制模塊，所述第一控制模塊與所述全橋逆變電路200的控制端電連接，所述第二控制模塊與所述極性反向器的控制端電連接，所述第一控制模塊用於根據交流側計算獲得的發電功率Po及光伏模塊110的輸出電壓Vpv控制輸出可變導通時間的觸發信號控制所述全橋逆變電路200的工作。

所述發電功率Po由一功率計算單元100計算獲得，所述功率計算單元100根據交流側的電流信號Io及電壓信號Vgrid計算獲得所述發電功率Po，所述電流信號Io即為整流電路400整流後的輸出電流，所述電壓信號Vgrid即為極性反向器的輸出電壓。

本發明採用上述單級式架構，為了方便獲得較高功率，電路架構採用全橋式逆變電路為基礎的逆變器。為了解決前述寬電壓問題，所提全橋式逆變電路採用二次側串並聯諧振(series and parallel resonant)電路使方案具備較寬電壓增益，其輸出電流為高頻諧振且電流振幅為半正弦波，然後再利用一工頻切換極性反向器500轉換為交流，然後交流信號通過CLC低通濾波電路連接市電120，使饋入市電的電流為低失真且與市電電壓同相的正弦波。

進一步地，為了降低成本及減小電路尺寸，諧振電路300採用的是變壓器的漏感成份（圖中未示出）。

為了使光伏模塊110的輸出端輸出電壓比較平穩，所述光伏模塊110的輸出端還並接有穩壓電容Cin。

結合圖4所示，所述第一控制模塊包括：

最大功率點追蹤控制器90，用於根據交流側計算獲得的發電功率Po及光伏模塊的輸出電壓Vpv計算並輸出第一電壓控制信號Vpvr；

電壓控制器80，用於接收第一電壓控制信號Vpvr及光伏模塊的輸出電壓Vpv控制輸出振幅控制信號Im；

電流控制器40，用於根據電流控制信號Io,r及整流電路輸出的電流信號Io控制輸出第二電壓控制信號Vfbc；

前饋控制器50，用於產生前向控制信號Vffc，並與所述第二電壓控制信號Vfbc相加之後得到第三控制電壓信號Vcon；

還包括順次連接的電壓控制振蕩器30及可變導通時間控制器20，用於根據第三控制電壓信號Vcon得到全橋逆變電路200的驅動電路10的觸發信號；

其中，所述振幅控制信號Im乘上同步正弦波信號Vsin的絕對值信號得到所述電流控制信號Io,r，所述同步正弦波信號Vsin由所述第二控制模塊控制發出。

所述第二控制模塊包括：

鎖相迴路70，用於根據極性反向器500的輸出電壓Vgrid得到一開關控制信號；

極性反向電路60，用於根據所述開關控制信號控制極性反向器500工頻切換。

在上述控制方案中，所述第一控制模塊最終輸出全橋逆變電路200的觸發信號。

全橋逆變電路200的輸出信號經過並聯諧振電路300最終產生半正弦波式脈衝電流信號，該半正弦波式脈衝電流信號經由工頻切換的極性換向器500轉換為交流，用於控制極性換向器500的極性反向電路60利用所述鎖相迴路70(phase lock loop)得到所述同步正弦波信號Vsin，除提供產生電流命令的參考信號外，還用作判斷工頻切換的控制信號。

結合圖5所示，圖5示出了本發明諧振式逆變電路中全橋逆變器電路的控制模塊電路結構，所述電壓控制振蕩器30包括一含有充放電電容Ct的充放電電路，所述充放電電容Ct的電壓Vt接入一比較器25，所述比較器25的輸入端還輸入有預設基準電壓Vtm，所述比較器的輸出端與所述可變導通時間控制器電連接。

所述可變導通時間控制器包括：

單擊電路22，根據放大器25輸出信號產生一個開關導通時間Ton的脈衝信號；

導通時間決定器21，用於設定所述開關導通時間Ton；

JK觸發器24，用於根據放大器25輸出信號控制全橋逆變電路200輸出信號的前半個周期與後半個周期的交互觸發；

SR觸發器23，根據放大器25觸發信號產生一個CLK信號用於控制一開關對所述充放電電容Ct進行放電。

本發明實施例的諧振式逆變器電路中，接入市電120的逆變器輸入為低壓直流，輸出則為高壓正弦交流，因此逆變器在工作時，其輸入電壓對於輸出電壓的增益必需隨著交流正弦波的角度隨時調整，在接近交流波形的零交越處需要較低增益，反之在接近交流波形的峰值處需要較高增益。本發明電路的全橋式逆變電路採用串並聯諧振電路，其輸出電壓對於輸入電壓的增益(Vo/Vi)曲線如圖6所示，圖中有兩個諧振點，一個由串聯諧振頻率決定，另一個由串並聯諧振頻率決定，串並聯諧振使電路具有較寬的增益範圍，以適應更多光伏模塊規格。同時增加電路在低輸入電壓的工作範圍，以提高在低日照下的發電量。為了達到上述直流轉交流的增益需求，如圖6所述的虛線方框工作區域所示，本發明電路工作於串聯諧振點的左側，使增益隨著市電電壓的波形角度調整，在市電電壓波形高點工作頻率調至較高以獲得較高增益，在市電電壓波形低點則工作頻率調至較低以降低增益及降低切換頻率以獲得較高效率

如圖7所示，工作於諧振點的左側電路將具備零電流切換(zero current switching, ZCS)特性，並配合變化頻率。為了精確掌握零電流的切換時機，本發明的變頻還專門加入了導通時間(on-time)控制，使各次諧振均能完成，開關各次切換均能達成零電流切換以降低切換損失。此高頻電流波形隨後再由後端的極性反向器500及C1-L-C2所構成的低通濾波器，可使最終饋入市電的電流波形為低失真的正弦波。

進一步地，本發明的實施例還提供一種上述諧振式逆變器電路的控制方法，所述控制方法包括：

根據所述整流電路的輸出電流Io、極性反向器的輸出電壓Vgrid及光伏模塊的輸出電壓Vpv控制輸出可變導通時間的觸發信號控制所述全橋逆變電路頻率的切換。

進一步地，所述頻率切換的具體控制步驟為：

步驟一：根據所述整流電路的輸出電流Io、極性反向器的輸出電壓Vgrid及光伏模塊的輸出電壓Vpv控制輸出一個第三控制電壓信號Vcon；

具體為，最大功率點追蹤控制器90，其使用由交流側計算獲得的發電功率Po及光伏模塊的輸出電壓Vpv判定目前在PV曲線上的工作點，以決定下一步移動的方向。最大功率點追蹤控制器90利用改變光伏模塊110電壓的方式來移動工作點，其產生中間光伏模塊110電壓控制迴路的第一電壓控制信號Vpvr，電壓控制器的調整輸出接著產生最內電流迴路的全橋式逆變電路的輸出電流的振幅控制信號Im，此振幅控制信號再乘上同步正弦波信號Vsin的絕對值信號以得到最終的電流控制信號Io,r。電流控制信號Io,r及整流電路輸出的電流信號Io相比較並經由電流控制器調整後得到第二電壓控制信號Vfbc。

為了使電流更緊密追隨其命令，本控制架構另外加入一前饋控制器50，其利用輸出功率Po及光伏模塊電壓Vpv產生所述前向控制信號Vffc，再與回授控制電壓Vfbc相加之後得到最後的第三控制電壓信號Vcon。

步驟二：根據所述第三控制電壓信號Vcon控制一電流源對一充放電電容Ct進行充電，所述電容兩端的電壓Vt為鋸齒波電壓，該電壓線性上升，所述電容Ct兩端的電壓Vt輸入一比較器並與一預設基準電壓Vtm進行比較，當充放電電容Ct兩端的電壓Vt達到所述預設基準電壓Vtm時，將觸發單擊電路22控制產生一個開關導通時間Ton的脈衝信號，此導通時間可由所述導通時間決定器進行設定。同時控制全橋逆變電路的驅動電路中的JK觸發器24轉態，實使本電路得以提供雙端式的全橋式逆變電路作前半周期與後半周期的交互觸發，前後半周期內的導通時間則由此Ton脈衝決定。

進一步地，當充放電電容Ct兩端的電壓Vt達到所述預設基準電壓Vtm時，還控制一SR觸發器23發出CLK信號，所述CLK信號控制一開關對所述充放電電容Ct放電，當放電完成後，重新進入上述步驟二，開始對充放電電容Ct進行另一周期的充電操作。

本發明實施例的諧振式逆變器電路，通過對全橋式逆變電路採用可變導通時間變頻控制，依據交流側計算獲得的發電功率Po及光伏模塊的輸出電壓Vpv變換切換頻率同時調整導通時間，以有效降低切換次數同時達到零電流切換效果，從而達到高轉換效率的目標。所述諧振式逆變器電路串並聯諧振電路還使得該電路具有更寬的輸入電壓範圍，可以適應多種模塊及延伸發電時間，增加發電量。

儘管上面已經示出和描述了本發明的實施例，可以理解的是，上述實施例是示例性的，不能理解為對本發明的限制，本領域的普通技術人員在本發明的範圍內可以對上述實施例進行變化、修改、替換和變型。