電流模式的降壓-升壓式dc-dc控制器的製作方法

2024-03-08 00:30:15 1

專利名稱：電流模式的降壓-升壓式dc-dc控制器的製作方法
技術領域：
本公開主要涉及DC-DC控制器，尤其涉及一種即便在產生接近輸入電壓的預期輸 出電壓時也具有很高效率的電流模式的DC-DC控制器。
背景技術：
出於各種目的，使用將直流(DC)供電電壓轉換成不同電壓的處理，這種處理的示 例包括為電池充電，或者為計算機、行動電話或其他電子設備內部的選定元件供電。依照應 用的具體需要，通用的DC-DC控制器應該作為「降壓」(遞減)控制器或「升壓」(遞增)控 制器運作，並且最好應該在不間斷的情況下跨越輸入-輸出轉換的整個範圍運作。但是，在 將供電電壓變為接近於電源的電壓時，轉換效率(轉換後保持的功率——即輸入功率減去 轉換損失)有可能會低到無法接受。由此，本領域需要一種即便在產生接近輸入電壓的預期輸出電壓時也具有很高效 率的改進型DC-DC控制器。

發明內容
即使在輸入與輸出電壓非常接近時，電流模式的DC-DC控制器也能高效工作。有 選擇地將輸入、地以及輸出連接到電感器終端的開關在升壓/降壓區域中受到控制，以便 交替地作為降壓轉換器工作以及作為升壓轉換器工作。由此，重複改變狀態的開關數量將 會減少，從而降低開關損耗並提高轉換效率。在工作過程中流經電感器的電流將被感測，並 且與一個誤差值進行比較，從而控制從降壓模式操作到升壓模式操作的切換以及反向的切 換。在著手進行以下的具體實施方式
的描述之前，對本專利文獻中使用的某些詞彙的 定義加以闡述將會是非常有利的術語「包括」和「包含」及其衍生物指的是非限制性的包 括；術語「或」是包含性的，它指的是和/或；短語「與……相關聯」和「與之關聯」及其衍 生物指的是包括、被包括在內部、互連、包含、被包含在內部、連接到……或與……相連，耦 合到……或與……耦合，與……通信，與……協作，交錯，並列，鄰近於……，綁定到……或 與……綁定，具有，具有……的屬性，……；而術語「控制器」則是指任何一個控制了至少一 項操作的設備、系統或是其一部分，其中此類設備既可以用硬體、固件或軟體實現，也可以 用上述各項中的至少兩項的組合實現。應該指出的是，與任何特定控制器關聯的功能都可 以是集中式或分布式的，無論是在本地還是遠端。在本專利文獻中提供了某些詞彙的定義， 本領域普通技術人員應該理解，即便不是大多數實例，但在很多實例中，此類定義是適用於 以這種方式定義的詞彙的過去和未來的用法的。


為了更完整地理解本公開及其優點，現在將結合附圖來參考以下描述，其中相同 的參考數字代表相同的部分
圖IA是根據本公開一個實施例的高效的電流模式DC-DC控制器的簡化電路圖；圖IB示出的是圖IA中的電流模式的DC-DC控制器的工作範圍；圖2A是圖IA中的電流模式的DC-DC控制器的更詳細電路圖；圖2B示出的是圖IA的電流模式的DC-DC控制器在圖IB的降壓/升壓區域的操 作過程中的選定信號；圖3示出的是依照本公開一個實施例的高效的電流模式DC-DC控制器的應用；以 及圖4A 4C是示出了圖3所述的控制器應用的操作的模擬結果的曲線圖。
具體實施例方式如下所述的圖1A-4C和用於在本專利文獻中描述本公開原理的各種實施例僅僅 是作為例證的，並且不應該將其解釋成是對本公開的範圍進行限制。本領域技術人員將會 理解，本公開的原理可以在任何經過適當布置的系統中實施。圖IA是根據本公開一個實施例的高效的電流模式DC-DC控制器的簡化電路圖。 控制器100包括串聯在輸入電壓Vin與地(ground)之間的開關A和C，以及串聯在輸出電 壓Vot和地之間的開關B和D。電感器L0，其被顯示成一個連接在集成電路封裝輸入/輸 出(I/O)連接SWl與SW2之間的外部電感器，從開關A和C之間的公共節點以及開關B和 D之間的公共節點連接。(由於如下圖3所示，電感器LO最好處於包含控制器100的集成 電路封裝以外，因此，電感器LO是以虛線形式顯示的)。在圖示的例示實施例內部，開關A 和B可以實施為P溝道金屬氧化物半導體(pMOS)場效應電晶體(FET)，開關C和D則可以 實施為N溝道金屬氧化物半導體(nMOS)FET。圖IB示出的是圖IA中的電流模式DC-DC控制器的工作範圍。當輸入電壓Vin遠 高於預期輸出電壓VOTT，也就是在處於最小差Amin,bu。k與最大差Amax,bu。k之間時，控制器100 是在降壓(遞減)區域中工作的。在降壓區域中，開關B可以保持接通(閉合)，開關D可 以保持切斷(斷開)，並且開關A和C可以由PWM信號控制，以便實現所需要的電壓轉換。 當輸入電壓Vin遠低於預期輸出電壓Vott，也就是在處於最小差Amin,b。。st*最大差Amax,b。。st 之間時，控制器100是在升壓(遞增)區域中工作的。在升壓區域中，開關A可以保持接 通，開關C可以保持切斷，開關B和D則由PWM信號控制。在所有這兩種情況下，只有兩個 開關會重複改變狀態，因此，開關損耗將會足夠低，以便允許以高到可以接受的效率(大於 90% )來執行轉換。然而，當輸入電壓Vin接近預期輸出電壓Vqut (圖IB的「降壓/升壓區域」)時，在 電壓模式實施方式中，所有四個開關A、B、C和D通常都會由PWM信號控制，由此極大提高了 開關損耗，並且導致產生了無法接受的轉換效率。為了避免這種開關損耗，在輸入電壓Vin 接近預期輸出電壓Vot時，電流模式的DC-DC控制器100會交替作為降壓控制器工作以及作 為升壓控制器工作。由此，在降壓/升壓區域內部，電流模式控制器100會交替使用受PWM 信號控制的開關A和C工作以及使用受PWM信號控制的開關B和D工作。這樣一來，只有 兩個開關會規則地改變狀態(不包括降壓與升壓操作之間的轉換過程)，並且轉換效率將 會高於電壓模式實施方式的情況。圖2A是圖IA中的電流模式的DC-DC控制器的更詳細電路圖。控制器100在與PMOS FET MO (對應於圖IA中的開關A)的漏極相連的輸入Vin上接收輸入電壓。電晶體MO 的漏極與終端SWl相連。電流感測電阻器&和電晶體Ml以與電晶體MO並聯的方式串行 連接，其中電阻器&的一個終端與輸入Vin相連，電阻器&的另一個終端與電晶體Ml的漏 極相連，電晶體Ml的源極則與終端SWl相連。電晶體MO和Ml的柵極連接在一起，並且一 前一後都是由控制邏輯201控制的。終端SW2與pMOS FET M2 (對應於圖IA的開關B)的漏極相連，並且電晶體M2的 源極與輸出Vqut相連。nMOS FET M3(對應於圖IA的開關C)的漏極與終端SWl相連，nMOS FET M4 (對應於圖IA的開關D)的漏極則與終端SW2相連。電晶體M3和M4的源極全都與 地相連。所述電晶體M2、M3和M4的柵極是單獨受控的，並且控制邏輯201對其的控制與對 電晶體MO和Ml的柵極的控制是分開的。在終端SWl與SW2之間連接了電感器L0。如下文 中更詳細描述的那樣，控制邏輯201對電晶體M0、M1、M2、M3和M4進行控制，以便連同電感 器LO —起在不同的模式中作為升壓轉換器、降壓轉換器或是交替作為降壓/升壓轉換器來 工作。運算放大器(op-amp) Isen具有與電阻器&的一個終端相連的倒相輸入以及與電 阻器&的另一個終端相連的非倒相輸入，由此將會產生通常為鋸齒波的輸出電壓Vsum，其中 該輸出電壓對應於由控制邏輯201施加在電晶體MO (和Ml)以及M3的柵極上的脈衝(或 在電晶體MO保持接通時，是施加在電晶體M2和M4的柵極上的脈衝)。op-amp Isen的輸出 被提供給比較器COMP 1和C0MP2的倒相輸入，而控制電壓VC 1和VC2則分別被提供給比 較器COMP 1和C0MP2的非倒相輸入。比較器COMP 1和C0MP2的輸出分別是控制電壓Vksti 和Vkst2，並且將被提供給控制邏輯201。此外，op-ampISEN的輸出Vsum還被施加於壓控振蕩 器202，該壓控振蕩器的輸出則被提供給控制邏輯201。控制電壓VC 1和VC2是根據分別施加在誤差放大器EA的非倒相輸入和倒相輸入 上的基準電壓Vkef以及反饋電壓Vfb產生的。在被提供給非倒相輸入之前，基準電壓Vkef首 先由電阻電容軟啟動電路203進行過濾，其中當控制器100從未供電狀態加電時，該電路將 會禁止過大的功率耗散。反饋電壓Vfb是用輸出Vot驅動外部電阻器產生的。誤差放大器 EA的輸出是控制電壓VC1，並且該輸出將會經由DC電平位移器204傳遞，以便產生控制電 壓 VC2。不連續模式檢測放大器DMD在非倒相輸入上與電晶體M2的漏極相連，並且在倒相 輸入上與電晶體M2的源極相連。放大器DMD的輸出則被提供給控制邏輯201。相關領域的技術人員將會認識到，在附圖中沒有描繪並且在這裡也沒有描述這種 高效電流模式的DC-DC控制器的完整結構和操作。取而代之的是，為了簡明起見，在這裡只 描繪和描述了那些本公開特有或是理解本公開所需要的結構和操作。舉個例子，除了在圖 IA和IB以及附帶描述中發現的內容之外，在這裡並沒有更詳細地描述或描繪能使DC-DC控 制器在一種模式中只作為降壓轉換器工作或者在另一種模式中只作為升壓轉換器工作的 特定電路。儘管如此，相關領域的技術人員很容易實現這些工作模式。圖2B示出的是圖IA的電流模式的DC-DC控制器在圖IB的降壓/升壓區域的操 作過程中的選定信號。依照電流感測op-amp Isen輸出的鋸齒電壓Vsum，基於誤差的反饋控 制電壓VCl會在交替的降壓-升壓操作中的降壓階段從最低電平上升到一個等於或超出電 流感測輸出Vsum的最大值的電平。然後，控制器100切換到升壓操作，其中基於誤差的(和電平位移的)反饋控制電壓VC2會在降壓-升壓操作中的升壓階段從最低電平上升到等於 或超出電流感測輸出Vsum的最大值的電平。然後，控制器100轉換回到降壓操作，並且該循 環重複進行。對於Vsum與VC 1的比較結果Vksti來說，其脈衝寬度會在VCl增大時隨著Vsum 的連續循環而增大，對於Vsum和VC2的比較結果Vkst2來說，其脈衝寬度會在VC2增大時隨 著Vsum的連續循環而增大。雖然沒有明確描述，但對本領域技術人員來說，很明顯，控制邏 輯201可以包括由來自振蕩器202的信號Vset、來自比較器COMPl的Vksti以及來自比較器 C0MP2的Vkst2置位和復位的鎖存器，其中該鎖存器對操作的降壓和升壓階段之間的切換進 行控制。圖3示出的是依照本公開一個實施例的高效電流模式DC-DC控制器的應用。應用 300包括在單個集成電路封裝中實現的圖IA和2A的控制器100，其中電感器LO連接在輸 入/輸出連接SWl與SW2之間。用於接收輸入電壓Vin的輸入/輸出連接VIN通過電容器 CIN耦合到地，用於將輸出電壓Vott輸出的輸入/輸出連接VOUT則通過電容器COUT耦合到 地。此外，輸入/輸出連接VOUT還通過電阻器Rl和R2形成的分壓器耦合到地，其中用於 接收反饋電壓Vfb的輸入/輸出連接VFB連接到電阻器Rl和R2之間的接合點。圖4A-4C是示出了關於圖3所示的控制器應用操作的模擬結果的曲線圖。為電感 器LO選擇的電感的大小是2. 2微亨(μ H)，並且為輸出電容器COUT選擇的電容的大小為10 微法(μ F)。在每一組曲線內部上部軌跡501描述的是輸入信號Vin ；第二軌跡502示出 的是通過終端SWl與SW2之間的電感器LO的電流I ；第三軌跡503示出的是輸出電壓Vqut ； 第四和第五軌跡504和505分別示出的是終端SWl和SW2上的電壓。圖4Α示出的是用於2.4伏(V)的輸入電壓Vin以及3. 3V的輸出電壓Vqut的模擬 結果，由此它對應的是圖10中的升壓區域的操作。所實現的轉換效率則是94. 1%。圖4Β 示出的是3. 6V的輸入電壓Vin和3. 3V的輸出電壓Vqut的模擬結果，它對應的是圖IB的降 壓/升壓區域的操作，並且其轉換效率是93. 1 %。圖4C示出的是4. 2V的輸入電壓Vin和 3. 3V的輸出電壓Vqut的模擬結果，它對應的是圖IB的降壓區域中的操作，並且其轉換效率 是 95%。無論預期輸出電壓如何接近於輸入電壓，上述電流模式的DC-DC控制器都實現了 很高的轉換效率。此外，該設計還免除了對於外部補償的需要，並且只需要少量外部元件， 由此減少了所需要的印刷電路板(PCB)面積。雖然以上描述是結合特定的例示實施例給出的，但對本領域技術人員來說，針對 本公開的各種變更和修改都是顯而易見的，和/或本公開也暗示了各種變化和修改。而本 公開則旨在包含所有這些落入附加權利要求範圍以內的變化和修改。
權利要求
1.一種DC-DC控制器，包括耦合在輸入與輸出之間的多個開關；被配置成將開關連接到禁止終端之間電壓改變的一個或多個元件的終端；以及控制邏輯，它被配置成控制開關的切換，該控制邏輯被配置成控制開關來有選擇地在 第一模式中作為升壓轉換器工作，在第二模式中作為降壓轉換器工作，以及在第三模式中 作為在升壓操作和降壓操作之間交替的轉換器工作。
2.權利要求1的DC-DC控制器，其中多個開關還包括連接在輸入與第一終端之間的第一開關；連接在輸出與第二終端之間的第二開關；連接在第一終端與地連接之間的第三開關；以及連接在第二終端與地連接之間的第四開關。
3.權利要求2的DC-DC控制器，其中控制邏輯被配置成(a)在DC-DC控制器作為升壓轉換器工作的過程中，閉合第一開關，斷開第三開關，以 及將脈衝寬度調製信號施加於第二和第四開關，(b)在DC-DC控制器作為降壓轉換器工作的過程中，閉合第二開關，斷開第四開關，以 及將脈衝寬度調製信號施加到第一和第三開關，以及(c)在DC-DC控制器作為在升壓操作與降壓操作之間交替的轉換器工作的過程中，在 (a)與(b)之間交替。
4.權利要求3的DC-DC控制器，還包括電流感測電路，它被配置成感測終端之間的電流，其中控制邏輯被配置成根據電流感測電路的輸出來使DC-DC控制器在升壓操作與降 壓操作之間交替工作。
5.權利要求4的DC-DC控制器，其中控制邏輯被配置成根據電流感測電路的輸出與至 少一個誤差信號的比較來使DC-DC控制器在升壓操作與降壓操作之間交替工作，其中所述 至少一個誤差信號代表的是輸出端的實際輸出電壓與預期輸出電壓之間的誤差。
6.權利要求5的DC-DC控制器，其中至少一個誤差信號是從基於輸出端的實際輸出電 壓的反饋電壓中得出的。
7.一種包含了權利要求1的DC-DC控制器的DC-DC控制器應用，該DC-DC控制器應用 還包括耦合在終端之間的電感器；以及與輸出相連的分壓器，該分壓器被配置成產生一個反饋電壓，以便在調整DC-DC控制 器操作的過程中使用。
8.一種操作DC-DC控制器的方法，包括控制耦合在輸入與輸出之間並且與終端相連的多個開關，其中所述終端與禁止終端之 間的電壓變化的一個或多個元件相連，其中這些開關將被控制，以便有選擇地讓DC-DC控制器在第一模式中作為升壓轉換器 工作，在第二模式中作為降壓轉換器工作，以及作為在第三模式中在升壓操作與降壓操作 之間交替的轉換器工作。
9.權利要求8的方法，還包括對連接在輸入與第一終端之間的第一開關進行控制； 對連接在輸出與第二終端之間的第二開關進行控制； 對連接在第一終端與地連接之間的第三開關進行控制；以及 對連接在第二終端與地連接之間的第四開關進行控制。
10.權利要求9的方法，還包括(a)在DC-DC控制器作為升壓轉換器工作的過程中，閉合第一開關，斷開第三開關，以 及將脈衝寬度調製信號施加於第二和第四開關，(b)在DC-DC控制器作為降壓轉換器工作的過程中，閉合第二開關，斷開第四開關，以 及將脈衝寬度調製信號施加到第一和第三開關，以及(c)在DC-DC控制器作為在升壓操作與降壓操作之間交替的轉換器工作的過程中，在 (a)與(b)之間交替。
11.權利要求10的方法，還包括 感測終端之間的電流；以及根據感測到的電流來使DC-DC控制器在升壓操作與降壓操作之間交替工作。
12.權利要求11的方法，還包括根據感測到的電流與至少一個誤差信號的比較，讓DC-DC控制器在升壓操作與降壓操 作之間交替工作，其中所述信號代表的是輸出端的實際輸出電壓與預期輸出電壓之間的誤差。
13.權利要求12的方法，其中至少一個誤差信號是根據輸出上的實際輸出電壓而從反 饋電壓中得出的。
14.權利要求8的方法，還包括對往來於耦合在終端之間的電感器的電力進行切換；以及使用與輸出相連的分壓器來產生一個反饋電壓，以便在調整DC-DC控制器的操作的過 程中使用。
15.一種DC-DC控制器，包括耦合在輸入與第一節點之間的第一開關； 耦合在輸出與第二節點之間的第二開關； 耦合在第一節點與地連接之間的第三開關； 耦合在第二節點與地連接之間的第四開關； 耦合在第一與第二節點之間的電感器；以及控制邏輯，它被配置成對第一、第二、第三和第四開關的切換進行控制，該控制邏輯被 配置成對開關進行控制，以便有選擇地在第一模式中作為升壓轉換器工作，在第二模式中 作為降壓轉換器工作，以及在第三模式中作為在升壓操作和降壓操作之間交替的轉換器工 作。
16.權利要求15的DC-DC控制器，其中控制邏輯被配置成(a)在DC-DC控制器作為升壓轉換器工作的過程中，閉合第一開關，斷開第三開關，以 及將脈衝寬度調製信號施加於第二和第四開關，(b)在DC-DC控制器作為降壓轉換器工作的過程中，閉合第二開關，斷開第四開關，以 及將脈衝寬度調製信號施加到第一和第三開關，以及(c)在DC-DC控制器作為在升壓操作與降壓操作之間交替的轉換器工作的過程中，在 (a)與(b)之間交替。
17.權利要求16的DC-DC控制器，還包括電流感測電路，它被配置成感測終端之間的電流，其中該控制邏輯被配置成根據電流感測電路的輸出而使DC-DC控制器在升壓操作與 降壓操作之間交替工作。
18.權利要求17的DC-DC控制器，其中電流感測電路包括串行連接的電阻和第五開關， 所述串聯的電阻和第五開關與第一開關並行連接，其中該控制邏輯被配置成一前一後地切換第一開關和第五開關。
19.權利要求17的DC-DC控制器，其中控制邏輯被配置成根據電流感測電路輸出與至 少一個誤差信號的比較而讓DC-DC控制器在升壓操作與降壓操作之間交替工作，其中所述 信號代表的是輸出端的實際輸出電壓與預期輸出電壓之間的誤差。
20.一種包含了權利要求15的DC-DC控制器的DC-DC控制器應用，其中該DC-DC控制 器應用還包括與輸出端相連的分壓器，該分壓器被配置成產生一個反饋電壓，以便在調整DC-DC控 制器操作的過程中使用。
全文摘要
本發明提供了電流模式的降壓-升壓式DC-DC控制器。即使在輸入與輸出電壓非常接近時，該電流模式的DC-DC控制器也能高效工作。有選擇地將輸入、地以及輸出連接到電感器終端的開關在升壓/降壓區域中受到控制，以便交替地作為降壓轉換器工作以及作為升壓轉換器工作。由此，重複改變狀態的開關數量將會減少，從而降低開關損耗並提高轉換效率。在工作過程中流經電感器的電流將被感測，並且與一個誤差值進行比較，從而控制從降壓模式操作到升壓模式操作的切換以及反向的切換。
文檔編號H02M3/10GK102118109SQ20091026599
公開日2011年7月6日 申請日期2009年12月31日 優先權日2009年12月31日
發明者何燕, 張海波 申請人:意法半導體研發(深圳)有限公司