對電子換流型多相電動機供電的方法及實施該方法的電源電路的製作方法
2023-04-28 05:47:26 1
專利名稱：對電子換流型多相電動機供電的方法及實施該方法的電源電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種對電子換流型多相電動機供電的方法。它也涉及實施該方法的電源電路。
通常由單相電網對電子換流型多相電動機的供電需設置一個整流級及一個變流級，變流級包括由指令及傳感器發出的位置信息控制的電子換流裝置，用於對該電動機的各相供電。本發明更具體地涉及由功率變流器供電的電子換流型可變磁阻電動機的情況，但也不局限於該情況。
我們觀察到，在對電子換流型電動機供電的實際過程中，由電源供給的電流將受到幹擾，該幹擾可具有電網頻率多倍的頻率。該幹擾可能引起超出由CEI61000-3-2標準規定的電流諧波值。實際上，使用了對供電電流的濾波以消除高於電網頻率的電流諧波來解決該問題。例如，在整流級及變流級之間插入一個無源濾波器(基於L,C的濾波器)或有源濾波器(PFC型「Power Factor Correction」功率因數校正)。在整流級的上遊附加一個PFC濾波器將引起成本大大地增加並當控制功率超出一定功率值後電子部分的費用極其昂貴。
由以本申請人名義的文獻FR 2744577公知了一種從整流電壓源對電子換流型可變磁阻多相電動機供電的方法，該方法對於每相包括磁化時序，在該時段將整流電壓施加到各相；去磁時序，在該時段將整流電壓反相地施加到各相，檢測對整流電壓源供給的電流有影響的幹擾及響應這種檢測；續流時序，在該時段目前存儲在至少一相中的磁能基本上保持在該相中。
然而，已經證實，現有的供電方法不能完全被滿足，因為它們不允許電動機具有大的工作範圍或需要設置高成本的濾波器。尤其是，現實中在提供變流器供電電流有效伺服控制系統方面不存在令人滿意的經濟解決方案。
本發明的目的是，克服這些缺點以提供一種對電子換流型電動機供電的方法，它可獲得比現有方法更大的控制靈活性，力圖滿足在電磁兼容性方面的現有限制，而不需要使用有源濾波器，如PFC。
為了實現上述目的，提供了一種由電壓源對電子換流型可變磁阻多相電動機供電的方法，它包括-在電源下遊的無源電濾波，以便減小被所述電源供給的供電電流的快速波動，-轉換由電源供給的電壓，以供給電動機各相，設置一組具有導通狀態或阻斷狀態的可控制開關，所述開關的每個狀態組合確定一個變換的電路形態，-在一個電流指令的附近調節供電電流，執行在兩個變換電路形態之間的一次變換，-確定供電電流的平均值，-由各相磁化及去磁指令啟動的電動機各相磁化及去磁周期序列，每個周期包括多個序列時段，在每個序列時段內部的所述磁化或去磁的指令不會改變。
根據本發明，該方法還在每個周期的至少一個序列時段執行多對變換電路形態，以便使平均供電電流最佳地跟隨於電流指令。
並且，該供電方法將以最小的成本獲得供電電流的有效控制，以利於功率因數的優化及對電磁兼容性限制的滿足。此外，根據本發明的供電方法有利於由這樣供電的電動機產生的聲響噪音的明顯減小。
這裡我們用序列時段來定義一個時間時段，在該時間時段中由一個定序器發送的命令或指令不會改變。應注意到，在一個序列時段內部兩個相繼的電路形態對可具有一個相同或等效的電路形態。
在根據本發明的方法的一個優選實施形式中，該方法還包括選擇一對電路形態，用來允許產生兩個儘可能接近電流指令的供電電流值及用於考慮各相的磁化或去磁指令。
根據本發明的供電方法還可有利地包括根據磁化或去磁指令預確定的一系列的電路形態對。
此外可以考慮，在當前電路形態對不再能保證產生兩個電流指令附近的供電電流時從當前電路形態對變換到隨後的電路形態對。
還可有利地考慮，在每個時段開始時確定屬於根據上一時段的最後有效電路形態對預確定的一系列對的第一電路形態對，然後使用該第一電路形態對。
電路形態對中被選擇的一個電路形態例如至少包括一個續流狀態。
在根據本發明供電方法的一個特殊實施形式中，可考慮在一個序列時段內部兩個相繼的電路形態對具有一個在電動機各相上產生基本相同電位差的相同或等效的電路形態。
在第一實施形式中，電壓電源是一個交流整流電壓源；及電流指令具有與供電電壓同相基本接近正弦整流波形的形狀。
在第二實施形式中，電壓電源是一個基本恆定的電壓源；及電流指令具有基本恆定的直線形狀。
根據本發明的另一方面，提出一種由電壓電源對電子換流型多相電動機供電的電路，它包括-與電源串聯的無源電濾波裝置，以便減小被所述電源(A)供給的供電電流的快速波動，-變流器，用於將濾波後的電源供給電動機的每相，該變流器包括一組具有導通狀態或阻斷狀態的可控制開關，所述開關的每個狀態組合確定一個變換的電路形態，-用於確定變流器供電電流平均值的裝置，-調節供電電流的裝置，用於根據電流指令及電流測量值產生調節邏輯信號，以允許響應該邏輯信號在兩個轉換電路形態對之間變化，及-相定序器，它產生指令邏輯信號，以確定各相磁化及去磁的周期，每個周期被分成多個序列時段，在每個序列時段內部由定序器發送給各相的指令不會改變。
根據本發明，該電路的特徵為該電路還包括一個選擇裝置，它設置在相定序器及變流器之間及用於在由相定序器確定的每個周期的至少一個序列時段期間持續設置多對電路形態，以便使變流器的平均供電電流最佳地跟隨於電流指令。
相定序器產生指令邏輯信號，它根據電動機轉向及電動機所需平均機械力矩的方向確定每相磁化及去磁的周期。
選擇裝置最好被設置來選擇一對電路形態，以允許產生兩個儘可能接近電流指令的供電電流值及用於考慮各相的磁化或去磁指令。
在以下的說明中將會使本發明的其它特徵及優點更加闡明。其附圖以非限制性的例子給出-
圖1是根據本發明供電電路的概要框圖；-圖2A及2B表示調節變流器平均供電電流的兩個實施形式；-圖3是以更一般形式表示的相應於根據本發明供電方法一個實施例的流程圖；-圖4是相應於根據本發明供電方法一個具體實施例的流程圖；-圖5A是代表在6電晶體非對稱三相供電的正轉向情況下在電路形態對之間特性過渡的表；-圖5B是代表在6電晶體非對稱三相供電的反轉向情況下在電路形態對之間特性過渡的表；-圖5C是代表在6電晶體非對稱三相供電的兩個轉向情況下在電路形態對之間特性過渡的表；-圖6表示在6電晶體非對稱三相供電的正轉向情況下使用的一系列有效電路形態對的例子；-圖7A至7D分別表示與圖6所示的系列相應的各個電路形態對；-圖8表示4電晶體非對稱三相供電情況下電路形態對的一個例子；-圖9A及9B是表示在4電晶體非對稱三相供電的正轉向及反轉向情況下電路形態對之間特性過渡的表；-圖10是表示在4電晶體對稱三相供電的兩個轉向情況下電路形態對之間特性過渡的表；-圖11表示在4電晶體二相供電的情況下電路形態對的一個例子；-圖12是表示在4電晶體二相供電的兩個轉向情況下電路形態對之間特性過渡的表；-圖13是表示在3電晶體二相供電的兩個轉向情況下電路形態對之間特性過渡的表；-圖14表示在8電晶體非對稱二相雙向供電情況下電路形態對的一個例子；-圖15是表示在8電晶體非對稱二相雙向供電的正轉向情況下電路形態對之間特性過渡的表；-圖16是表示在8電晶體非對稱二相雙向供電的反轉向情況下電路形態對之間特性過渡的表；-圖17是根據本發明供電電路內變流器的可控開關的控制信號，電動機一個相中的電流及變流器供電電流的詳細時序圖；-圖18是在直流供電情況下根據本發明供電電路內變流器的可控開關的控制信號，電動機一個相中的電流及供電電流的時序圖；及-圖19是在交流供電情況下根據本發明供電電路內變流器的可控開關的控制信號，電動機一個相中的電流及供電電流的時序圖。
現在，參照圖1來描述根據本發明供電電路的一個實施例。該供電電路1包括一個功率變流電路，後者包括一個濾波裝置2，在該濾波裝置的輸入端連接供電電壓源A；及一個通常結構的功率變流器3，它對一個電子換流型多相電動機M的各相供電。該供電電路1還包括一個控制及調節電路10，後者包括一個平均電流調節器6，一個施加給變流器3的調製邏輯信號的發生電路5，一個相定序器7及一個選擇裝置100，該選擇裝置執行對施加給變流器3的電路形態對的選擇。
在下面的描述中，我們規定邏輯狀態1相應於一個供電電流的產生，它大於在同一電路形態對內邏輯0狀態產生的供電電流。
作為根據本發明的供電電路的一個實際實施例，濾波器2是(L,C)型的濾波器並具有的典型值為L=1mH及C=4.7μF。該濾波器是被這樣設計的，即在濾波器上遊的平均電流基本上等於該濾波器下遊的平均電流。
相定序器7接收轉向指令，力矩符號及例如來自於位置傳感器的時段發生數據。調節器6接收變流器3的供電電流測量器4的信息及電流指令信息Icons，這兩個信息也施加到與相定序器7相連接的選擇裝置100。
在一個優選實施形式中，平均電流調節器最好具有如圖2A所示的第一結構20，它包括一個在輸入變流器供電電流測量器及電流指令裝置之間的分量減法器21，一個積分電路22，一個與零的比較器23及一個頻率限制器24，後者在其輸出端直接產生具有可變周期關係的邏輯信號MLI。
在一個實施變型方案中，該調節器可具有由圖2B所示的另一結構，它包括一個平均值電路31，例如為R,C類型，用於提供變流器供電電流的測量平均值；一個在平均電流測量值電路及電流指令裝置之間的一個比較電路32及一個頻率限制器24。
現在將參照圖3來描述在選擇裝置內部普遍使用的根據本發明的供電方法的基本步驟。
定序器7產生一組邏輯信號SL，它們的持續時間確定了序列時段T，在該時段內部磁化及去磁指令不會改變。選擇裝置100(圖1)考慮這些邏輯請求並在一組可能的電路形態中選擇一組能跟隨定序器指令的M個電路形態Conf1,Conf2,…,ConfM。對於每個選擇的電路形態，主要使用相電流測量值來計算供電電流Iconf1,Iconf2,…,IconfM。然後執行電流誤差值Ierreur的計算，它等於計算電流Iconf及電流指令Icons之間的差值。如果該電流誤差值為正，則選擇使｜Ierreur｜減小的電路形態及將該電路形態與MLI控制的邏輯狀態1相聯繫。如果該電流誤差值為負，則使｜Ierreur｜減小的電路形態與MLI控制的邏輯電平0相聯繫。這樣選擇的兩個電路形態組成了一個電路形態對[ConfX,ConfY]。
在根據本發明的供電方法的一個相應於簡化形式及表示在圖4中的實際實施例中，每次考慮與一個新時段相應的定序器7的新請求時，存儲所使用的最後電路形態對。產生一系列在存儲器中預定的與該新指令相適應的電路形態對對1=Conf1/Conf2，對2=Conf3/Conf4,…,對C=ConfP/ConfQ。我們選擇該系列中的第一電路形態對，及當MLI控制為邏輯電平0時測量變流器3的供電電流。如果變流器供電電流小於電流指令Icons，則保持選擇的對。相反地，如果供電電流大於該電流指令，則通過在該對系列中取下一對來改變所選擇的電路形態對。
現在將參照圖5至13及圖17至19來描述電路形態對選擇的多個實際例子，它們相應於功率變流器的傳統結構可變磁阻電動機的通常供電方式。應指出，在這些圖中對於相同的部分或電路形態對系統地使用共同的標記。
首先，參照圖5A至7D，我們考慮一個用於對三相電動機供電的、具有6個電晶體T1-T6的功率變流器50。該功率變流器的上遊連接在一個直流電壓源E上及包括一個(L,C)型的濾波器級。該變流器具有三個不對稱半橋的傳統結構並獲得三相供電，每個半橋設有兩個續流二極體。
圖5A所示的第一表指示對於該供電結構在正向上使用的一組電路形態對。該表包括與被供電的電動機三相U,V,W相對應的三個列及與特徵序列相對應的六個行，這樣組成18個電路形態對，每個電路形態對相應於變流器電晶體狀態及一個HLI控制的特定組合，該控制的周期關係可從0變化到100％及用係數α表示。在該表的每個情況中指示出變流器供電電流的表達式。
因此，在情況(W,4)中，供電電流用關係式-Iu-αIv+Iw表示，式中Iu,Iv及Iw分別代表注入各相U,V及W中的電流，及式中係數α可在0及1中連續地變化。係數α等於1可對應於磁化(+I)，或對應於去磁化(-I)，而係數α僅對應於續流狀態。
在每個新的序列時段發生一個列向另一列的過渡並由此由定序器7產生。在一個列內，當選擇裝置檢測到當前的電路形態對不再適應時，由該選擇裝置啟動一行向另一行的過渡。
在每個表中標出的箭頭指示當時段改變時選擇第一電路形態對。應指出，當電路形態對每次過渡時，具有變流器平均供電電流的連續性。
當定序器要求電流方向反相時，可參考如圖5B所示的對照表。可以確定，所述對稱的序列可在兩個轉向上被使用。在此情況下，我們將參照由圖5C表示的單一表。
現在來描述在圖6及圖7A至7D所示的正轉向上一系列電路形態對的實際實施例。
例如，我們來考慮圖6的列V及行5中由電流表達式-Iu+αIv-Iw表示的稱為V5的第一電路形態對。在該第一電路形態對中，電動機的該相V以調製值HLI被磁化，而另外兩相U及W被去磁。變流器支路V的下電晶體T4保持在導通狀態，而其上電晶體T3由調製值MLI控制(圖7A)。
當定序器7指令一個新的序列時段，該時段相應於從相V向相W的換流時，圖6的表用相應的箭頭指示從對V5向對W3的過渡，後者如圖7B所示。在該第二電路形態對中，相U被去磁，相W被持續供電，而相V受到其上電晶體T3由調製值MLI控制的磁化。在該表的同一列中該第二電路形態對W3向下一電路形態對W4的過渡由選擇裝置根據減小電流誤差來控制。在該新的電路形態對W4(圖7C)中，支路V的上電晶體T3保持斷開，而下電晶體T4以模值MLI被控制，它使繞組V處於受控制續流的去磁狀態。應指出，在該情況下，電晶體T3及T4的控制可反轉，即產生出一個等效的電路形態對。然後，在選擇裝置100的指令下轉換到電路形態對W5(圖7D)，其中兩相U及V完全被去磁，及相W處於支路W的上電晶體T5由調製值MLI控制的磁化狀態。通常將一直保持在該電路形態對中，直到定序器7發出一個相應於從相W換流到相U的新序列時段的指令為止。
根據本發明的方法也可用於如圖8所示的傳統結構的包括四個電晶體及四個二極體的功率變流器60。相應於該圖的電路形態對包括與電晶體T1-T4的邏輯狀態相關的第一電路形態及與邏輯狀態相關的第二電路形態。在該供電方式中，對於每個轉向僅經過6個電路形態對，如圖9A及9B所示。也可考慮對具有四個電晶體的這種變流器結構提供對稱三相供電，可參照圖10中所示的電路形態對的表。
同樣，根據本發明的方法可用於對電子換流型的二相電動機供電。在參照圖11及12對構成兩個不對稱半橋及相應於必需對稱供電的功率變流器70的應用的第一例中，包括一系列的電路形態對，即對於兩個轉向具有8個電路形態對，它們順序地經過由箭頭指示的過渡過程。圖11所示的電路形態對是與電流表達式-αIu+Iv對應的對V2。
也可考慮一種具有三個電晶體的電路必需對稱地二相供電的方式，這種供電方式產生圖13所示的四個電路形態對。
在使用由兩個全橋組成的具有8個電晶體T1-T8的變流器80進行非對稱二相雙向供電的、譬如可用於控制電子換流型永磁電動機或異步電動機的情況下，參照圖14，在每個轉向上與圖15及16所示的16個電路形態對相關。在該供電方式中，該二相電動機的每個繞組可在一個方向或另一方向上被供電，這將引起圖15及16的表中由四列U+,V+,U-,V-所示的每周期四個時段，它們相應於這二相上所加供電電壓的不同組合。圖14中所示的電路形態對於是可被稱為對V+2並對應於電流表達式-αIu++Iv+。
根據本發明供電方法的具體特性被表示在圖17至19的時序圖中。其中，由圖17所示並與圖6的表中所示的變流器結構相關的供電電流波形包括與電路形態對V5相應的電流調製MLI的第一區，在一個新序列時段時刻由定序器7指令的相換流啟動的並與該時段中第一電路形態對W3相應的第二區，當在電平MLI=0時測量電流超過電流指令值時開始的及對應於電路形態對W4的第三區，及當在電平MLI=0時測量電流重新超過電流指令值時開始的及對應於電路形態對W5的第四區。當由定序器7一發出相換流指令時則就離開該電路形態對，以便進行一個新系列的電路形態對U3,U4,U5。該電路形態對的換流過程保證了當不同的供電時段時不管相換流供電平均電流Ialim可有效地控制在電流指令Icons的附近。
對變流器同一支路-在此情況下為支路W-的相應上及下電晶體的指令邏輯信號C(TL),C(TH)的觀察則指示上、下電晶體以MLI控制一直保持到序列時段T結束後。
如果現在參照圖18觀察由根據本發明的供電方法控制的功率變流器的特性波形，一個下IGBT電晶體的控制邏輯信號C(TL)具有典型的齒狀，而相連的上IGBT電晶體的控制邏輯信號C(TH)具有包括未被斬波的第一部分及與高頻調製信號MLI相應的第二部分的齒狀。
在一個相中的電流Iphase在一個周期開始時具有的波形包括一個未被斬波的上升前沿，後隨著在下電晶體控制時段的其餘期間上「在MLI控制下」的第一下降區，在上電晶體指令結束時的一個「在MLI控制下」的區，在上述兩個電晶體控制期間外的「在MLI控制下」的一個下降區，及最後在該周期結束時的電流消除區。可看到，變流器的供電電流Ialim被很好地控制在恆定電流指令的附近，這表明根據本發明的供電方法有效。
根據本發明的供電方法在供電電流應跟隨正弦電流指令的情況下也同樣有效，如圖19的時序圖所示。還可看到，測量的供電電流Ialim具有基本正弦的形狀並帶有相當小幅側的MLI調製，而相電流Iphase具有基本上不規則的波形。
應指出，根據本發明的供電方法的一種簡化實施在於執行具有用脈寬調製(MLI)的單個開關的變流器的三個電路形態對系列的選擇。但該實施具有一個問題，即當意外情況如由定序器發來的指令突然改變時電路形態對的不連續性。作為例子，可以舉出需要轉向反向的情況。在此情況下，電路形態對的順序不具有正常進展的時間，及第一電路形態對不再能保證變流器消耗的電流的連續性。
一般地，根據本發明的供電方法可用於所有類型的電子換流型電動機(MCE)，例如永磁同步電動機或鼠籠式異步電動機。電動機的相數譬如可為2,3,4或5。
施加於IGBT開關上的信號MLI的典型頻率範圍在10KHz及50KHz之間。
應該指出，以上的描述不涉及功能很特殊的例子，及三相可考慮與它們各自序數無關的任何動力狀態。尤其是，可考慮各相的重疊。
當然，本發明不應被限制在剛才所述的例子上並在不脫離本發明範圍的情況下可對這些例子作出多種變型設置。並且使用該方法供電的電子換流型電動機的相數及極對數可為任意的。此外，根據本發明的方法可採用磁化及去磁開始角調節的所有常用規則。功率電晶體的選擇不應被限制在該說明中所提出的IGBT電晶體上，而可包括所有其它的電晶體類型。另外，上及下開關的控制邏輯當然可以互相調換。
權利要求
1．由電壓電源(A)對電子換流型多相電動機(M)供電的方法，它包括-在電源(A)下遊的無源電濾波，以便減小被所述電源(A)供給的供電電流的快速波動，-轉換由電源(A)供給的電壓，以供給電動機(M)的各相，設置一組具有導通狀態或阻斷狀態的可控制開關，所述開關的每個狀態組合確定一個變換的電路形態，-在一個電流指令(Icons)的附近調節供電電流，執行在兩個變換電路形態之間的一次變換，-當轉換時確定供電電流的平均值，-由各相磁化及去磁指令啟動的電動機(M)各相磁化及去磁周期序列的每個周期包括多個序列時段，在每個序列時段內部的所述磁化或去磁的指令不會改變。其特徵在於該方法還在每個周期的至少一個序列時段設置多對變換電路形態，以便使平均供電電流最佳地跟隨於電流指令(Icons)。
2．根據權利要求1的方法，其特徵在於該方法還包括選擇一對電路形態(ConfX,ConfY)，用來允許產生兩個儘可能接近電流指令的供電電流值及用於考慮各相的磁化或去磁指令。
3．根據權利要求2的方法，其特徵在於該方法還包括根據磁化或去磁指令預確定的一系列的電路形態對。
4．根據權利要求3的方法，其特徵在於在當前電路形態對不再能保證產生電流指令(Icons)附近的兩個供電電流時，從當前電路形態對變換到隨後的電路形態對。
5．根據權利要求3或4的方法，其特徵在於在每個時段開始時確定屬於根據上一時段的最後有效電路形態對預確定的一系列對的第一電路形態對，然後使用該第一電路形態對。
6．根據權利要求2至5中一項的方法，其特徵在於被選擇的電路形態對中的一個電路形態至少包括一個續流狀態。
7．根據權利要求2至6中一項的方法，其特徵在於在一個序列時段內部兩個相繼的電路形態對具有一個在電動機各相上產生基本相同電位差的等效的電路形態。
8．根據以上權利要求中任一項的方法，其特徵在於電壓電源(A)是一個交流整流電壓源；及電流指令(Icons)具有與供電電壓同相基本接近正弦整流波形的形狀。
9．根據權利要求1至7中一項的方法，其特徵在於電壓電源(A)是一個基本恆定的電壓源；及電流指令(Icons)具有基本恆定的直線形狀。
10．由電壓電源(A)對電子換流型多相電動機(M)供電的電路(1)，它包括-與電源(A)串聯的無源電濾波裝置(2)，以便減小被所述電源(A)供給的供電電流的快速波動，-變流器(3)，用於將濾波後的電源供給電動機(M)的每相，該變流器(3)包括一組具有導通狀態或阻斷狀態的可控制開關，所述開關的每個狀態組合確定一個變換的電路形態，-用於確定變流器(3)供電電流平均值的裝置(4)，-調節供電電流的裝置(6)，用於根據電流指令(Icons)及電流測量值產生調節邏輯信號，以允許響應該邏輯信號在兩個轉換電路形態(ConfX,ConfY)之間變化，及-相定序器(7)，它產生指令邏輯信號，以確定各相磁化及去磁的周期，每個周期被分成多個序列時段，在每個序列時段內部由定序器(7)發送給各相的指令不會改變，供電電路(1)實施根據以上權利要求中任一項的方法，其特徵在於該供電電路還包括一個選擇裝置(100)，它設置在相定序器(7)及變流器(3)之間及用於在由相定序器(7)確定的每個周期的至少一個序列時段期間持續設置多對電路形態，以便使變流器(3)的平均供電電流最佳地跟隨於電流指令(Icons)。
11．根據權利要求10的電路(1)，其特徵在於選擇裝置(100)被設置來選擇一對電路形態，以允許產生兩個儘可能接近電流指令(Icons)的供電電流值及用於考慮各相的磁化或去磁指令。
12．根據權利要求10或11的電路(1)，其特徵在於選擇裝置(100)用於設置根據磁化或去磁指令預確定的一系列的電路形態對。
13．根據權利要求10至12中任一項的電路(1)，其特徵在於選擇裝置(100)被設置用來在當前電路形態對不再能保證產生電流指令(Icons)附近的兩個供電電流時，控制從當前電路形態對變換到隨後的電路形態對。
14．根據權利要求10至13中任一項的電路(1)，其特徵在於選擇裝置(100)被設置用來在每個時段開始時確定屬於根據上一時段的最後有效電路形態對預確定的一系列對的第一電路形態對，然後使用該第一電路形態對。
全文摘要
由電壓電源(A)對電子換流型多相電動機(M)供電的方法,它包括:在電源(A)下遊的無源電濾波,以減小被所述電源(A)供給的供電電流的快速波動,轉換由電源(A)供給的電壓,以供給電動機(M)的各相,設置一組具有導通狀態或阻斷狀態的可控制開關,所述開關的每個狀態組合確定一個變換的電路形態,在一個電流指令(Icons)的附近調節供電電流,及由各相磁化及去磁指令啟動電動機(M)各相磁化及去磁周期序列。該方法還包括在每個周期的至少一個序列時段設置多對電路形態,以便使平均供電電流最佳地跟隨於電流指令(Icons)。其應用在於家用電器設備的電動化。
文檔編號H02P6/00GK1311916SQ99809368
公開日2001年9月5日 申請日期1999年5月28日 優先權日1998年6月5日
發明者T·德雷赫, M·吉尼特, M·P·J·勒魯 申請人:萬能股份有限公司