用於可變增益射頻放大器的可變阻抗負載的製作方法
2023-11-11 05:45:42 3
專利名稱：用於可變增益射頻放大器的可變阻抗負載的製作方法
技術領域：
本發明一般針對無線通信裝置，尤其涉及用於在無線通信裝置的輸出級中使用的可變增益射頻放大器的可變阻抗負載。
背景技術：
在諸如無線電話之類的應用中，無線通信裝置的使用非常廣泛。無線通信裝置的輸出級包含射頻(RF)放大器。這對於大多數的無線通信裝置來說都是事實，而不管調製的形式，如AM、FM等。用於無線通信裝置的典型的輸出級10示於圖1，並包括RF激勵放大器12、發射濾波器14以及RF功率放大器16。RF激勵放大器12的輸出埠耦合到發射濾波器14的輸入埠。類似地，發射濾波器14的輸出埠耦合到RF功率放大器16的輸入埠。
RF激勵放大器的輸入18來自於圖1中未示出的其它電路。本領域的技術人員將理解到所述未示出的其它電路包括，例如諸如調製器之類的處理電路。例如，無線裝置可以是碼分多址(CDMA)無線通信裝置。在該例子中，圖1中未示出的其它電路可包括CDMA處理電路和CDMA調製器電路。
RF功率放大器16的輸出耦合到雙工器20，雙工器20的輸出耦合到天線電路，為了簡便起見，天線電路同樣在圖1中省略。本領域的技術人員將理解天線電路可包括天線(未示出)。雙工器20允許天線能夠用於射頻信號的發射和接收。
在示例性實施例中，發射濾波器14是選擇以匹配無線通信裝置的工作頻率範圍的帶通濾波器。發射濾波器14可實現為SAW濾波器或陶瓷濾波器。本領域的技術人員將理解發射濾波器14的技術要求，在這裡將不作詳細描述。
為了使功率轉換中的效率最大，希望RF激勵放大器12的輸出阻抗與發射濾波器14的輸入阻抗相匹配。類似地，為了最大的功率轉換，發射濾波器14的輸出阻抗應當與RF功率放大器16的輸入阻抗相匹配。如果RF激勵濾波器12具有與之相關聯的固定增益，則本領域的技術人員所已知的是設設計一個具有與發射濾波器的輸入阻抗相匹配的適當輸出阻抗的放大器。可選地是，可在RF激勵放大器12和發射濾波器14之間插入匹配電路(未示出)。
如果RF激勵濾波器12的輸出阻抗不能與發射濾波器14的輸入阻抗相匹配，則導致高電壓駐波比(VSWR)以及RF激勵放大器和發射濾波器之間的次優的功率轉換。阻抗的失配還不利地影響到發射濾波器14的工作，導致發射濾波器的帶內和帶外特性的劣化。這種失配可能導致增加的濾波器插入損耗、降低的濾波器增益平坦度、以及劣化的帶外濾波器抑制。
此外，發射濾波器14的輸出埠(耦合有功率放大器16)處的濾波器阻抗是發射濾波器14在其輸入埠處所見的阻抗的函數。必須謹慎地控制該輸入阻抗，以便確保RF功率放大器16的穩定性、線性性和效率。從而，對於發射機鏈中的激勵放大器之後的組件(即發射濾波器14和RF功率放大器16)的工作來說，對RF激勵放大器12的輸出阻抗的適當控制是相當關鍵的。
在無線通信系統的已知實施中，RF激勵放大器12的增益並不以任何顯著方式進行連續變化。在某些應用中，改變RF激勵放大器12的耗用電流，以節省電流並從而使電池壽命最大。耗用電流中的這種減少所帶來的一個副作用是RF激勵放大器的增益的最小波動，而實質上認為是固定增益。然而，在希望顯著地改變RF激勵放大器的增益的應用中，極其需要一種系統和方法來正確地匹配激勵放大器的輸出阻抗，並從而改善輸出級10的性能。如將從下面的詳細描述和附圖中顯而易見的那樣，本發明提供這些以及其它優點。
發明內容
本發明在用於無線通信的射頻(RF)輸出電路中實施，並且包括可變增益RF放大器，該可變增益RF放大器具有輸入、輸出以及控制放大器增益的增益控制輸入。該電路還包括耦合於放大器輸出的可變阻抗負載，所述負載具有基於放大器增益的阻抗級。
在一個實施例中，可變阻抗負載的阻抗級與放大器增益成反關係。所述電路還可包括具有濾波器輸入和濾波器輸出的發射濾波器，所述濾波器輸入耦合到RF放大器輸出。濾波器具有輸入阻抗，可變阻抗負載連同RF放大器一起工作，以表現出與濾波器輸入阻抗相匹配的阻抗。
該電路還可包括連接到RF放大器輸出和濾波器輸入之間的阻抗匹配電路。所述電路還可包括具有固定增益並耦合於所述濾波器輸出的RF功率放大器。
在一個實施例中，可變阻抗負載包括阻抗基於控制電流的半導體器件。控制電流可以是電流反射鏡的一部分。
可變阻抗負載可包括與電阻器串聯連接的電晶體，其中所述電晶體由控制電流控制，所述控制電流的電流值與放大器增益相關。在一個實施例中，電晶體可以是場效應電晶體。
圖1是無線通信裝置的常規發射機輸出級的功能框圖。
圖2是根據本發明的原理的無線通信裝置的輸出級的功能框圖。
圖3是本發明的可變阻抗負載的詳細功能框圖。
圖4是實現圖2的發明的示例性示意圖。
圖5是說明圖4的電路所產生的補償電流的圖。
圖6是說明常規輸出級的電路性能的圖。
圖7是說明本發明的輸出級的特性的圖。
具體實施例方式
本發明提供可變阻抗負載，其輸入阻抗根據可變增益RF激勵放大器的增益而變化。
本發明的一個示例性實施例例示於系統100中，以圖2的功能框圖示出。RF激勵放大器102具有增益控制輸入。在一個示例性實施例中，RF激勵放大器102具有大約20-40分貝(dB)的可變增益。本領域的技術人員將理解，RF激勵放大器102的輸出阻抗按放大器的增益的函數而顯著變化。具體來說，隨著放大器的增益增加，RF激勵放大器102的輸出電流增加，而輸出阻抗降低。相反，隨著RF激勵放大器102的增益減少，RF激勵放大器的輸出電流減少，而輸出阻抗增加。從而，輸出阻抗與增益(以及與RF激勵放大器102的增益直接相關的輸出電流)呈反變化。正是這種可變輸出阻抗使得阻抗與發射濾波器14的匹配造成了困難。
為了補償RF激勵放大器102的可變輸出阻抗，系統100包括可變阻抗負載104。增益控制信號或與之相關的信號耦合到可變阻抗負載104。隨著RF激勵放大器102的增益的改變，其輸出阻抗固有地改變。可變阻抗負載104以對應的方式進行改變，以便保持與RF激勵放大器的適當的阻抗匹配。因為保持了可變阻抗負載，因此與諸如發射濾波器14的固定阻抗之類的固定阻抗負載相比，顯著地降低了RF激勵放大器102和可變阻抗負載104的組合的VSWR(電壓駐波比)。因為發射濾波器14看到的是適當的阻抗，因此適當地保持了發射濾波器的帶內和帶外特性。如上所述，發射濾波器14的輸出阻抗是輸入埠處的阻抗的函數。從而，無線通信裝置的整個輸出電路(即發射濾波器14和RF功率放大器16)利用可變負載阻抗104而更有效地工作。
在一個實施例中，RF功率放大器16具有固定增益。在其它實現中，RF功率放大器16可具有階躍式增益控制，以允許對RF功率放大器的不同增益設置。例如，RF功率放大器可具有低增益設置和高增益設置，其中各設置具有特定的增益值。在另一實現中，RF功率放大器可具有低的、中等的、高的增益設置，各增益設置具有特定的值。本發明設計成與具有固定增益或諸如上述階躍式增益設置之類的可變增益的RF功率放大器一起工作。
圖3中按照輸出電晶體QOUT例示出可變阻抗負載的更詳細的示圖，該輸出電晶體實際上是RF激勵放大器102(見圖2)的輸出激勵。為了清楚起見，相關的偏置電路未示於圖3。然而，用於普通的發射極NPN電晶體的偏置電路是本領域中已知的，而無需在這裡詳細描述。電晶體QOUT的輸出受與增益設置成比例的激勵電壓的控制。增益設置可以是固定的選定的值，或可以是自動增益控制(AGC)的一部分。不管激勵電壓的源，應理解到激勵電壓以某種方式與激勵放大器102的增益成比例。
同樣示於圖3的還有匹配電路106，它提供與發射濾波器14的阻抗匹配。本領域的技術人員將理解，匹配電路106理想作用是阻抗變換器，並具有對RF激勵放大器102或可變負載阻抗104的小的負載效應或沒有負載效應。匹配電路106僅僅根據變換對其輸入處所見的阻抗進行變換，並在其輸出端呈現一阻抗。在示例性實施例中，匹配電路106提供50歐姆的輸出阻抗，以用於耦合入發射濾波器14的50歐姆的輸入阻抗。可變阻抗負載104必須連同RF激勵放大器102的變化的輸出阻抗一起工作，以在匹配電路106的輸入處提供適當的阻抗，使得匹配電路基本能夠提供所希望的50歐姆的輸出阻抗，並產生合適的VSWR。匹配電路其本身是本領域中所已知的，因此無需在此更詳細地描述。
可變阻抗負載104包括與電阻器R和電容器C串聯耦合的MOSFET電晶體M1。這三個元件與輸出電晶體QOUT並聯耦合。電容器C選擇成阻擋DC電流通過FET M1。C的值相當高，它在無線通信裝置所使用的典型RF頻率上具有小的阻抗或無阻抗。
如上所述，提供電容器C來阻擋DC電流流過FET M1。這導致FET M1的零電壓VDS，從而確保其在三極體區域中工作。
表現為對RF激勵放大器102的負載的阻抗是電阻器R和FET M1的串聯組合。電阻器R具有固定的值，從而表現出固定的阻抗，而FET M1提供可變阻抗，它以下面描述的方式被控制。FET M1的柵極電壓由連接到FET M2的二極體提供。控制電路108將電流提供給FET M2。在圖3中，控制電路按受控電流源來實現。
控制電路108由圖3中所指定的作為增益控制的信號控制。本領域的技術人員認識到對RF激勵放大器102(見圖2)的增益控制與對可變阻抗負載104的增益控制是相關的，但無需相等同。即，與RF激勵放大器102的增益相關的信號可由其它電路(未示出)以已知的方式進行進一步處理，這種已知的方式在這裡無需進行詳細描述。
圖4是例示出控制電路108的一個實現的示意圖。本領域的技術人員將認識到，可使用其它適當的電路來實現控制電路108。參考圖4，控制電路108以這裡標記為Q1和Q2的差動雙極電晶體對實現。電晶體Q1和Q2的發射極分別通過電阻器R3和R4而耦合到基準電流源Iref。電流源Iref是固定電流源，其絕對值並不關鍵，並可由本領域的技術人員容易地確定。在示例性實施例中，電流源Iref提供大約100微安(μA)的電流。電晶體Q1和Q2的基極電壓分別由電流源Ipc和Imc通過電阻器R1和R2來提供。電流源Ipc是正的控制信號，而電流源Imc是負的控制信號。電流源Ipc和Imc可以隨RF激勵放大器102(見圖2)的增益控制而線性變化。在示例性實施例中，電流源Ipc和Imc變化範圍是10-50μA，並根據RF激勵放大器102的增益設置而反方向移動。在一個實施例中，對於RF激勵放大器102的中段增益設置，電流源Ipc和Imc設置成大約30μA。30μA設置點可被稱為是共模電流設置點。
電晶體Q1和Q2的集電極分別耦合到FER M3和M4。由於電流Ipc和Imc線性變化，通過電晶體Q1和Q2的集電極的電流的比率按指數規律變化。當通過電晶體Q1的電流增加，通過FET M3的電流也增加。同時，通過電晶體Q2的電流減少而通過FET M4的電流也減少。相反，當通過電晶體Q1的電流減少時，通過FET M3的電流也減少。同時，因為通過電晶體Q2的電流增加，通過FET M4的電流也增加。
FET M4以電流反射鏡配置而連接到FET M5。在一個實施例中，通過FET M5的電流等於通過FET M4的電流。在一示例性實施例中，通過FET M5的電流是通過FET M4的電流的倍數。FET M5的漏極耦合到連接至FET M2的二極體，使得FETM2的柵極電壓按照FET M5的電流ID而變化。與施加到FET M2的柵極電壓相同的柵極電壓同樣施加到FET M1。從而，隨著激勵放大器102的增益變化，由FET M1提供的阻抗也變化。
當RF激勵放大器102(見圖2)的輸出功率處於最大增益電平時，控制電流Ipc處於最大值，而控制電流Imc處於最小值。通過電晶體Q2的電流，並且從而通過FET M4的電流也處於最小值。結果，通過FET M5的電流反射鏡的電流，以及從而通過FET M2的電流也處於最小值。在這些情況下，FET M1的柵極電壓處於最小，從而FET M5關斷(即高阻抗)。該配置提供了最小負載(即高阻抗)，以使得經匹配電路106變換到發射濾波器14(見圖2)的輸出功率最大。
由於控制電流Ipc和Imc線性變化，通過電晶體Q2的電流按指出規律變化。電晶體Q2工作產生了鏡像反射到FET M5的電流。圖5是例示出根據跨差動電晶體Q1和Q2的差動電壓，通過FET M5的電流反射鏡的所希望的電流。電壓Vagc表示跨電晶體Q1和Q2的差動電壓。隨著差動電壓的增加，電流漸進地接近最大值。
如先前所述，通過FET M5的電流可以是通過FET M4和電晶體Q2的電流的倍數，可具有最大值Iref。類似地，當跨電晶體Q1和Q2的的差動電壓變得越負時，通過電流反射鏡M5的電流漸進地接近零。雖然沒有在數學上精確地表示出，但是能夠方便地用雙曲正切(tanh)函數來表徵圖5的曲線。即，隨著跨電晶體Q1和Q2的差動電壓增加，通過FET M5(以及從而FET M2)的電流以指數速率增加，但漸進地接近與偏置電流Iref相關的最大值。實際電流可以是FET M4和FET M5的幾何函數。如本領域的技術人員所理解的那樣，通過電晶體的電流可由溝道寬度除以溝道長度來確定。圖5中例示出的最大電流由FET M5的W/L比率除以FET M4的W/L比率來確定。
圖4的電路生成近似於tanh函數的電流，它與tanh([K]Vagc/VT)相關，其中K是考慮了電路中由於電阻器而產生的各種偏移的常數。值Vagc是由控制電流Ipc和Imc的流動而跨電晶體Q1和Q2而產生的差動電壓。值VT稱為雙極電晶體的熱電壓，在300K時接近26mV。該tanh函數向FET M1提供了增加的控制電流，以提供非線性增加的阻抗。
在RF激勵放大器102(見圖2)的最大增益處，可變輸出阻抗104處於最高阻抗狀態。隨著RF激勵放大器102的增益電平的降低，控制電流Ipc的值降低，而控制電流Imc的電流增加。這增加了通過電晶體Q2和FET M4的電流。M4處的增加的電流反射到FET M4的的電流反射鏡中。該又使FET M1導通，從而負載阻抗降低，但是由於RF激勵放大器一開始仍然處於較高功率，因此剛開始降低較少的量。例如，如果RF激勵放大器102輸出增益降至其最大增益值的大約80％，則通過FET M5和FET M2的偏置電流增加，以向FET M1提供某個激勵電流，使得負載阻抗降低，但是由於RF激勵放大器的輸出功率仍然較高並且輸出阻抗較佳地得到匹配，因此，負載阻抗仍然是較高的阻抗值。在較低的增益設置處，FET M1的柵極電壓增加，以在RF激勵放大器的輸出處提供較低的阻抗負載，因為RF激勵放大器102的輸出阻抗在較低的增益設置處較高。
當RF激勵放大器102(見圖2)處於最小增益電平時，控制電流Ipc處於最小值，而控制電流Imc處於最大值。由於控制電流Imc的高電流值，因此電晶體Q2以及從而FET M4處於最大值。通過FET M5的電流反射鏡的電流同樣處於最大值。結果，通過FET M2的電流也高，並且FET M1和M2的電晶體的柵極電壓也高，使得FET M1導通。結果，可變阻抗負載104在RF激勵放大器102(見圖2)的輸出處提供最大負載(即低阻抗)。
在RF激勵放大器102(見圖2)的高增益電平處，負載阻抗主要由關斷的FET M1的高阻抗值來確定。在RF激勵放大器102的低增益電平處，負載阻抗主要由電阻器R來確定，因為FET M1儘可能多地導通。在RF激勵放大器102的中間增益電平處，負載阻抗由電阻器R和FET M1提供的阻抗的組合來提供。在中間電壓設置處，控制電流Ipc和Imc處於上述極值之間，並且FET M1部分地導通。從而，當RF激勵放大器102的放大電平高時，可變阻抗負載104處於高阻抗值，當RF激勵放大器102的放大電平低時，可變阻抗負載提供低負載阻抗。
在圖3至4所例示的實施例中，FET M1提供耦合至RF功率放大器102的輸出的可變阻抗。FET M1是電壓受控器件，其中施加到FET M1的柵極的電壓基於來自控制電路108的控制電流。然而，本領域的技術人員將理解，控制電路的其它實施例可產生施加到FET M1的柵極的控制電壓。在另一備擇實施例中，可用作為電流受控器件的雙極電晶體來代替FET M1。在該實施例中，控制電路108可向雙極電晶體的基極直接提供控制電流。在另一備擇實施例中，控制電路108可生成施加到雙極電晶體的基極的控制電壓，以產生適當的電流進入電晶體的基極，以允許可變阻抗負載施加到RF激勵放大器102的輸出。本發明並不限於控制電路108的特定實現(如控制電壓或控制電流)，也不限於用於實現可變阻抗負載的特定器件(如雙極電晶體或FET)。
圖6和圖7是通過電路仿真而得出的圖，以示出連同或不連同可變阻抗負載104的RF激勵放大器102的工作。圖6是例示出沒有可變阻抗負載104的情況下的對於各種增益設置的VSWR的圖。隨著增益控制電壓Vcntrl在0.0和1.0伏特之間變化，RF激勵放大器102的增益從稍微負的值變化到大約+21.5dB。圖6中由曲線110例示出可變增益。曲線112例示出通過RF激勵放大器102的輸出器件QOUT的電流。應注意到，隨著RF激勵放大器102的增益增加，輸出電流顯著變化。同樣示於圖6的是VSWR，它由曲線114例示。在低增益處，VSWR超過7.0，而在較高增益處，VSWR降低到大約1.0。在低功率處，RF激勵放大器102的輸出阻抗可以是幾百歐姆，這對於發射濾波器14的50歐姆輸入阻抗來說不是好的匹配。結果是圖6所示的高VSWR。
相反，可變阻抗負載104的使用允許負載阻抗較佳地匹配於RF激勵放大器102的變化的輸出阻抗。這例示於圖7的圖中，其中可變增益設置由曲線116例示。在理想的電路設計中，增益曲線110將精確地匹配於增益曲線116。然而，對可變阻抗負載104的引入對較低增益設置處的增益有較小的影響。這由圖6和圖7中各自的增益控制曲線110和116之間的輕微差異來反映出。圖7還包括例示了RF激勵放大器102的輸出器件QOUT的電流的曲線112。然而，如圖7中曲線118所例示的那樣，可變增益阻抗102提供了顯著降低的VSWR。雖然在沒有可變阻抗負載104的情況下VSWR超過7.0(見圖6)，但是具有可變阻抗負載104的VSWR大約是2.5或更少。認為少於3.0的VSWR對於發射濾波器14是SAW濾波器的本發明來說是可接受的。對於其它應用，根據諸如發射濾波器之類的其它組件的要求，可把可變阻抗負載104設計成對VSWR具有不同的最大值。
從而，系統100提供了降低VSWR並從而提高從RF激勵放大器102通過發射濾波器14和RF功率放大器16的功率轉換的可變負載阻抗。結果是輸出級100的改善的效率和無線通信裝置的改善的操作。
本領域的技術人員將認識到可根據本發明的教示來提供可變輸出阻抗負載的其它實現。例如，可採用其它半導體器件來實現可變負載阻抗。類似地，可使用其它器件來提供與RF激勵放大器的增益設置成比例的控制電流。可使用除了圖5的tanh函數之外的其它數學函數來控制提供給可變阻抗半導體器件的激勵電流的電平。用於可變阻抗負載的控制信號可得自於與RF激勵放大器的增益相關的除了其增益控制之外的源。例如，可從來自於例如電晶體QOUT的輸出電流的量度得出控制電流。
要理解到，雖然已經在上述描述中提出了本發明的各種實施例和優點，但是上述解釋僅僅是示例性的，可在細節上作出改變，而仍然處於本發明的寬泛原理的範圍內。因此，本發明僅由所附的權利要求限定。
權利要求
1.一種用於無線通信的射頻(RF)輸出電路，其特徵在於，包括可變增益RF放大器，該可變增益RF放大器具有輸入、輸出和控制放大器增益的增益控制輸入；以及耦合於所述放大器輸出的可變增益負載，該負載具有與放大器增益相關的阻抗級。
2.如權利要求1所述的電路，其特徵在於，所述阻抗級與放大器增益成反關係。
3.如權利要求1所述的電路，其特徵在於，還包括具有濾波器輸入和濾波器輸出的發射濾波器，所述濾波器輸入耦合於RF放大器輸出，所述濾波器具有輸入阻抗，所述可變阻抗負載連同所述RF放大器一起工作，以表現出與濾波器輸入阻抗相匹配的阻抗。
4.如權利要求3所述的電路，其特徵在於，還包括連接在RF放大器輸出和濾波器輸入之間的阻抗匹配電路。
5.如權利要求3所述的電路，其特徵在於，還包括具有特定增益並耦合於濾波器輸出的RF功率放大器。
6.如權利要求1所述的電路，其特徵在於，所述可變阻抗負載包括阻抗基於控制電流的半導體器件。
7.如權利要求6所述的電路，其特徵在於，所述控制電流是電流反射鏡的一部分。
8.如權利要求1所述的電路，其特徵在於，所述可變阻抗負載包括與電阻器串聯的電晶體。
9.如權利要求8所述的電路，其特徵在於，所述電晶體是場效應電晶體。
10.如權利要求8所述的電路，其特徵在於，所述電晶體具有取決於控制電流的阻抗值，所述控制電流與放大器增益相關。
11.如權利要求8所述的電路，其特徵在於，還包括產生所述控制電流電流反射鏡和第一及第二電流源，所述第一電流源生成與放大器增益成正比例的線性電流，而所述第二電流源生成與放大器增益成反比例的線性電流，從而控制所述電流反射鏡。
12.一種用於無線通信的射頻(RF)輸出電路，其特徵在於，包括RF放大器裝置，該RF放大器裝置具有輸入、輸出和控制放大器增益的增益控制輸入；耦合於所述放大器輸出的負載裝置；以及耦合於所述負載裝置的控制裝置，用於根據放大器增益來改變所述負載裝置的阻抗。
13.如權利要求12所述的電路，其特徵在於，所述控制裝置以與所述放大器增益相反的關係來改變所述負載裝置的阻抗。
14.如權利要求12所述的電路，其特徵在於，還包括濾波器裝置，用於對來自RF放大器裝置的輸出信號進行濾波，所述負載裝置連同所述RF放大器裝置一起工作，以表現出與濾波器裝置的輸入阻抗相匹配的阻抗。
15.如權利要求14所述的電路，其特徵在於，還包括連接在所述RF放大器裝置和所述濾波器裝置之間的阻抗匹配裝置。
16.如權利要求12所述的電路，其特徵在於，所述負載裝置包括阻抗取決於所述控制裝置生成的控制電流的半導體器件。
17.如權利要求12所述的電路，其特徵在於，所述負載裝置包括與電阻器串聯的電晶體，所述電晶體阻抗取決於由所述控制裝置生成的控制電流。
18.一種用於補償用於無線通信的射頻(RF)輸出電路中的輸出阻抗變化的方法，其特徵在於，包括改變RF放大器的增益；耦合一耦合於RF放大器的輸出的負載；以及根據放大器增益改變負載的阻抗級。
19.如權利要求18所述方法，其特徵在於，所述阻抗級與放大器增益成反關係。
20.如權利要求18所述方法，其特徵在於，連同耦合於RF放大器輸出的發射濾波器一起使用，所述濾波器具有輸入阻抗，改變負載的阻抗包括連同RF放大器輸出阻抗來改變負載的阻抗，以表現出與濾波器輸入阻抗相匹配的阻抗。
21.如權利要求20所述的方法，其特徵在於，連同連接於RF放大器和所述濾波器之間的阻抗匹配電路一起使用，其中改變負載的阻抗包括連同所述RF放大器輸出阻抗一起來改變負載的阻抗，以向所述阻抗匹配電路的輸入呈現一阻抗，使得阻抗匹配電路的輸出阻抗匹配於濾波器輸入阻抗。
22.如權利要求18所述的方法，其特徵在於，耦合耦合於所述RF放大器的輸出的負載包括將半導體器件耦合於所述RF放大器的輸出，所述半導體器件的阻抗取決於控制電流。
23.如權利要求18所述的方法，其特徵在於，耦合一耦合於RF放大器的輸出的負載包括將與電阻器串聯的電晶體耦合於RF放大器的輸出，所述電晶體的阻抗取決於控制電流。
全文摘要
在具有可變增益的射頻(RF)激勵放大器(102)的輸出處提供可變阻抗負載(104)。在一個示例性實施例中，可變負載(104)包括與半導體器件(M
文檔編號H03G3/30GK1628412SQ03803183
公開日2005年6月15日 申請日期2003年1月31日 優先權日2002年1月31日
發明者K·巴尼特 申請人:高通股份有限公司