閘控雙向雙軌串聯諧振變換器電源供應器的製作方法

2023-06-13 07:52:44 2

本文所公開的各方面總體涉及閘控雙向諧振dc-dc變換器，所述變換器可提供從輸入到一組雙輸出、從任一個輸出到另一個輸出或者從任一個輸出或兩個輸出到輸入的通過電流隔離屏障的功率傳輸。

背景技術：

放大器包括被設計來隔離或調整信號電平以使其適合於驅動電路或負載的電子電路。在音頻情境中，音頻放大器可被布置來對具有大約20赫茲(hz)到20千赫(khz)的頻率的信號進行操作。例如，音頻放大器可被布置來將線路電平音頻信號放大到適合於驅動揚聲器或其他聲音重現裝置的電平。

音頻放大器的電路布置可被構造來均衡諸如功率效率、耗散、線性度和電路複雜性的準則。類似地，用於放大器的電源供應器可基於各種要求來布置。這些要求可取決於放大器電路布置以及其他基於平臺的參數。作為一些實例，電源供應器可被布置來考慮平均電流電平、最大可容忍紋波電壓、電源供應器輸出阻抗和峰值電流限制，以及諸如部件間距和成本限制的非電氣問題。

技術實現要素：

在第一說明性實施方案中，切換級包括第一多個開關，所述第一多個開關被配置來從體電壓產生交流電流。變壓器具有一個一次側和多個二次側，所述一次側被配置來接收所述交流電流。第二多個開關通過第一諧振濾波器耦接到所述多個二次側中的第一個以提供第一電壓輸出。第三多個開關通過第二諧振濾波器耦接到所述多個二次側中的第二個以提供第二電壓輸出，所述第二電壓輸出的極性與第一電壓輸出的極性相反。控制器被配置來根據所述第一多個開關的通斷狀態和準則控制所述第二多個開關和所述第三多個開關，所述準則包括第一電壓輸出或第二電壓輸出的絕對值是否超過參考電壓。

在第二說明性實施方案中，一種系統包括串聯諧振變換器的雙向模式控制器，所述雙向模式控制器提供第一電壓輸出和第二電壓輸出。所述串聯諧振變換器包括：第一開關和第二開關，其被配置來向變壓器的一次側提供脈衝串輸出；第三開關和第四開關，其連接到變壓器的第一二次側；以及第五開關和第六開關，其連接到變壓器的第二二次側。所述控制器被配置成：在第一模式中，當第一電壓輸出和第二電壓輸出的絕對值都不超過參考電壓時，將第三開關和第六開關設置成與第一開關在通斷時間上同步的狀態以獲得第一電壓輸出，並且將第四開關和第五開關設置成與第二開關在通斷時間上同步的狀態以獲得第二電壓輸出。所述控制器還被配置成：在第二模式中，當第一電壓輸出或第二電壓輸出的絕對值中的至少一個超過參考電壓時，控制第三開關、第四開關、第五開關和第六開關來提供路徑，以供電流從第一電壓輸出或第二電壓輸出中的一個或多個流回到變壓器的第一二次側或第二二次側中的一個或多個。

在第三說明性實施方案中，一種方法包括通過串聯諧振變換器的雙向模式控制器提供第一電壓輸出和第二電壓輸出，所述串聯諧振變換器包括：第一開關和第二開關，其向變壓器的一次側提供脈衝串輸出；第三開關和第四開關，其連接到變壓器的第一二次側；以及第五開關和第六開關，其連接到變壓器的第二二次側。所述方法還包括：當第一電壓輸出和第二電壓輸出的絕對值都不超過參考電壓時，將第三開關和第五開關設置成與第一開關在通斷時間上同步的狀態以獲得第一電壓輸出，並且將第四開關和第六開關設置成與第二開關在通斷時間上同步的狀態以獲得第二電壓輸出。所述方法還包括：當第一電壓輸出或第二電壓輸出的絕對值中的至少一個超過參考電壓時，控制第三開關、第四開關、第五開關和第六開關來提供路徑，以供電流從第一電壓輸出或第二電壓輸出中的一個或多個流回到變壓器的第一二次側或第二二次側中的一個或多個。

附圖說明

在所附權利要求書中特別指出本公開的實施方案。然而，通過參考以下結合附圖進行的詳細描述，各種實施方案的其他特徵將變得更明顯且將得到最好地理解，在附圖中：

圖1是簡化的功率放大器的框圖；

圖2示出具有脈衝寬度調製實現方式的簡化的開關功率放大器的框圖；

圖3示出假想的電感器電流的誇大圖；

圖4示出閘控雙向串聯諧振變換器的示例圖；

圖5示出閘控雙向串聯諧振變換器的第一操作模式的示例圖；

圖6示出閘控雙向串聯諧振變換器的第二操作模式的示例圖；

圖7示出閘控雙向串聯諧振變換器的第三操作模式的示例圖；

圖8示出閘控雙向串聯諧振變換器的第二操作模式的示例圖，其中示出了二次側電流；

圖9示出閘控雙向串聯諧振變換器的第四操作模式的示例圖，其中在ccm操作中示出了二次側電流；

圖10示出雙向開關控制的示例圖；

圖11示出閘控雙向串聯諧振變換器的替代形式的示例圖；

圖12示出閘控雙向串聯諧振變換器的全電橋同時傳導形式的示例圖；並且

圖13示出閘控雙向串聯諧振變換器的全電橋交替傳導形式的示例圖。

具體實施方式

按照要求，本文公開了本發明的詳細實施方案；然而，應理解，所公開的實施方案僅僅是可以各種和替代形式體現的本發明的示例。附圖未必按比例繪製；一些特徵可能被誇大或最小化以示出特定部件的細節。因此，本文中公開的具體結構細節和功能細節不應被解釋為限制性的，而僅僅作為教導本領域技術人員以不同方式運用本發明的代表性基礎。

圖1是簡化的功率放大器102的框圖100。功率放大器102(諸如圖100中所示出的功率放大器)通過以下方式來操作：獲得參考或輸入信號104，所述參考或輸入信號104是在時間上從正極性到負極性交變的交流(ac)電壓；以及增加輸入信號104的幅度來提供輸出信號106。輸出信號106可隨後耦接到負載108。在一個實例中，負載108可以是將電能變換成機械能的換能器。

功率放大器102可利用一些簡單的布置輸出正電壓和負電壓，所述布置具有一組簡單的直流(dc)電源供應軌v輸出，即，具有正極性的一個軌v輸出+和具有負極性的第二軌v輸出-。所述軌可由功率變換器110生成，所述功率變換器110被配置來提供可供功率放大器102汲取的功率。在一個實例中，功率變換器110可包括多個級，或在其他實例中，功率變換器110可包括連接到ac或dc電源114的單個級。功率變換器110的布置固有地具有與每個輸出相關聯的等效串聯阻抗ro1和ro2，以及最大通過量功率能力。最大通過量功率能力可受到各種因素的限制，所述因素諸如布置的基礎部件、成本、效率和物理空間考慮因素。為了補充功率變換器110的有限的最大能力，可將能量存儲在電連接到功率變換器110的輸出118的電容器116內，所述電容器116提供低阻抗路徑以供電流流到功率放大器102。當功率放大器102的輸出在一個方向上擺動時，軌電壓v輸出將響應於來自連接到功率放大器輸出的負載108的增加的電流需求而下降。

圖2示出具有脈衝寬度調製(pwm)實現方式的簡化的開關功率放大器202的框圖200。示例性d類開關功率放大器202包括切換級204，其中開關s1和s2交替傳導並且提供切換級輸出206。切換級輸出206被提供到輸出級208，在所述輸出級208中，由包括電感器lf和電容器cf的濾波器對切換級輸出206進行平均以產生輸出信號106。通過使用pwm，相較於標準線性功率放大器102設計，功率放大器202的效率可大大增加。然而，切換級204的切換級輸出206是脈衝串，必須在時間上對其進行平均以在輸出信號106中更忠實地重建輸入音頻信號104。

應注意的是，圖200中示出的簡化的開關功率放大器202僅僅是一個實例，並且可使用其他開關模式設計，諸如i類設計或其他d類設計。不論如何，與功率放大器102相比，當開關功率放大器202的輸出在一個方向上擺動時，在許多設計中，相反的軌v輸出可由於輸出級208中的循環電流而升高。

圖3示出假想的電感器電流302的誇大圖300。如圖所示，電感器電流302表示圖2所示簡化的d類功率放大器202的切換級的切換級輸出206的實例。值得注意的是，電感器電流302可從兩個dc軌v輸出(例如，正軌v輸出+和負軌v輸出-)汲取，即使通向負載108的電流是在單個方向上流過功率放大器202。

當功率放大器202的切換級204的切換級輸出206具有50％的有效佔空比時，從正軌v輸出+(開關s1接通)汲取到電感器中的電流通過負軌v輸出-進行放電(開關s2接通)，從而在軌v輸出上產生為零的平均汲取。然而，當功率放大器202的輸出信號106擺動到一個極性相應的開關時，所述開關具有相對較大的佔空比並且相反開關具有相對較低的佔空比。在這種情況下，電流被存儲在電感器lf中並且增加與輸出信號106移動的極性相反的所存儲電荷。

例如，當開關s1接通，開關s2斷開並且開關s1的佔空比大於50％時，電感器中的從正軌v輸出+流出的平均電流上升，從而導致軌v輸出+由於輸出阻抗ro1和ro2而下降。在開關s2接通並且開關s1斷開的時間段期間，這個電流繼續在電感器lf中流動；然而，流動現在是從負軌v輸出-進行。這導致電荷在負軌電容器(如例如在圖1中示出為c2)中生長。

當由開關功率放大器202重現的頻率下降時，在輸出擺動期間由相反的軌v輸出存儲的電荷量可生成電壓，所述電壓可能太高以致於放大器202的裝置無法處理。因此，所述裝置可能遭受諸如雪崩擊穿的問題。解決這些問題的一種方法是使用大量的能量存儲，以使得從一個軌v輸出移動到另一個軌的電荷在軌v輸出上產生最小的電壓上升。

圖4示出閘控雙向串聯諧振功率變換器402的示例圖400。閘控雙向功率變換器402是可允許電流在較高絕對電勢到具有較低電勢的區域的方向上流動的功率變換器。因此，閘控雙向功率變換器402可允許功率放大器202在不使用過量能量存儲(例如，用於軌穩定化)的情況下更好地處理需要較大功率(諸如針對大容量低頻放大)的情況。

雙向功率變換器402包括具有一次側lp1以及二次側ls1和ls2的變壓器t1。變壓器t1還包括諧振電感器lk1、lk2、lk3和lk4。在本文描述的實例中，諧振電感器與變壓器t1集成。然而，應注意的是，在其他實例中，諧振電感器lk可實現為外部實現的零件。諧振電感器lk1和lk3串聯連接到ls1二次側，而諧振電感器lk2和lk4串聯連接到ls2二次側。集成變壓器t1還提供用於中心分接頭輸出，如圖所示，所述中心分接頭輸出可連接到接地。

如圖400所示，閘控雙向串聯諧振變換器402組合了集成變壓器t1的一次側lp1上的半電橋404與集成變壓器t1的二次側ls1和ls2上的兩個半電橋406，所述兩個半電橋406通過電容器cr1和cr2耦接到集成變壓器t1。半電橋404包括開關s1和s2，其允許來自電源114的電壓vi跨濾波電容器cf1和cf2在任一方向上施加到一次側lp1。電容器cf1和cf2用來確保相對於t1的偏移量平均為零。半電橋406中的第一個允許將變壓器t1的ls1與中心分接頭之間的電壓跨濾波電容器cf3在任一方向上施加到vo+輸出，並且半電橋406中的第二個允許將變壓器t1的中心分接頭與ls2之間的電壓跨濾波電容器cf4在任一方向上施加到vo-輸出。

開關s1-s6可使用各種類型的開關裝置來實現，諸如具有整體式體二極體的金屬氧化物半導體場效應電晶體(mosfet)、具有內部共同封裝(co-packed)二極體或外部反並聯二極體的絕緣閘雙極電晶體(igbt)等。開關s3-s6可由閘控雙向開關控制408基於諸如開關s1和s2的狀態的因素所生成的信號來控制。如以下詳細討論的，通過開關s1至s6的控制，閘控雙向串聯諧振變換器402支持多種操作模式。

圖5示出閘控雙向串聯諧振變換器402的第一操作模式的示例圖500。在被稱為正向模式的第一模式中，功率流是從一次側lp1(vi-vi返回)到二次側ls1和ls2，到vo+和vo-。在輕的負載下，t1的磁化電感能夠在s1和s2兩者中實現零電壓切換(zvs)。t1內的磁化電感在每個開關轉變期間存儲電流。it1可指進入lp1的電流和變壓器t1的磁化電流。這個電流可上升到最大值，如等式1(如以下列出)所描述。因為電流在兩個開關都斷開的間隔(停歇時間)期間幾乎是恆定的，使用等式2(如以下列出)可以找到zvs所必需的最小停歇時間(t2至t3)。

圖6示出閘控雙向串聯諧振變換器402的第二操作模式的示例圖600。第二操作模式也被稱為正向模式，因為功率從輸入側通過變壓器t1傳遞到輸出側，在輸出側處能量被存儲在cf3和cf4中並且由放大器202使用。因為圖600示出了正向模式，所以在此實例中能量僅在輸入到輸出的方向上移動。如在圖600中可以看出，這種操作模式得出針對一次側開關s1和s2的零電流切換(zcs)以及近zvs，因為在裝置開啟之前電壓不會明顯轉變。

由於變壓器t1的兩個二次側(例如ls1和ls2)同時傳導，電感器lk1和lk2變成並聯的以形成lk1_2，其中lk1_2＝0.5*lk1＝0.5*lk2。電感器lk3和lk4具有相反的電流並且很好地耦接起來；因此，它們的電感被消除。可為外部等值電容器的cr1和cr2在這種模式中也變成並聯的，從而形成cr1_2，其中cr1_2＝cr1+cr2。通過變壓器t1的電流形狀受控於lk1_2和cr1_2的諧振。這個迴路的諧振頻率fr_1等於被視為等式3(如以下列出)的公式，並且被設計成大於變換器402的切換頻率。

通過諧振迴路的峰值電流受到在輸入下可獲得的電壓、切換頻率和迴路阻抗的限制。用於確定通過迴路的最大電流的等式被示出為等式4(如以下列出)，其中n是二次側匝數對一次側匝數的比。這可用於確定迴路的安全阻抗，以使得在跨二次側軌vo+和vo-發生短路的情況下，或當限制在輸入完全充電且輸出完全放電時的啟動電流時，一次側裝置不會受損。

在第二模式中，保持開關s3-s6斷開並且使用裝置內共同封裝或寄生的無源二極體來在二次側上傳導電流。用於這種操作模式的拓撲結構可被視為是具有電壓加倍二次側的固定頻率串聯諧振變換器的拓撲結構。這個系統的諧振部分的增益av可與變壓器的匝數比一起用於預測變換器的電壓輸出，所述變換器具有跨兩個輸出的電阻性負載rl。這個增益在等式5(如以下列出)中被示出為av。

其中：

rl：從vo+到vo-放置的電阻性負載

fsw：切換頻率

n：變壓器二次側對一次側匝數比ns/np

cr：cr1_2其中cr1_2＝cr1+cr2

lr：lk1_2其中lk1_2＝0.5*lk1＝0.5*lk2

圖7示出閘控雙向串聯諧振變換器402的第三操作模式的示例圖700。第三操作模式是第二模式的變型，其中代替跨兩個輸出vo+到vo-的負載，負載主要在一個輸出上。這裡，取決於有負載的輸出，諧振迴路的電感是lk1+lk3或lk2+lk4。在計算諧振頻率時，僅使用單個電容器cr1或cr2，如等式6(以下列出)所示。

因為在這個配置中電感大得多，並且電容僅減少了一半，所以諧振頻率將減小，從而允許操作更接近於諧振。當僅在一個軌上有短路而在另一個軌上沒有短路時，在一次側的開關中可獲得的峰值電流於是將等於等式7(如以下列出)中所示的值。

圖700中的波形示出了較低諧振頻率操作，其中當以固定的停歇時間來操作時，閘控雙向串聯諧振變換器402現在開始失去s1和s2上的zvs。然而，s1和s2在斷開時被軟切換，如通過就在每個開關被驅動以斷開之前電流轉變成接近零看出的。

在啟動期間，當閘控雙向串聯諧振變換器402具有不同的負載時，在設定t1變壓器的lp1一次側開關s1和s2的尺寸並且計算迴路值時可使用等式4。因此，當存在時間相依性不對稱負載時，閘控雙向串聯諧振變換器402在第三模式中操作。因此，峰值電流能力可由一次側lp1電壓與從二次側ls反射回到一次側lp1的電壓之間的差來驅動。一般來說，固定頻率串流諧振變換器由於電壓差而激勵電流流動並且在電流上受到迴路阻抗的限制。

圖8示出閘控雙向串聯諧振變換器402的第二操作模式的示例圖800(例如，類似於圖600)，其中示出了二次側電流。如圖800所示，變換器402在模式二中操作，其中能量僅從一次側lp1流到二次側(例如ls1、ls2)。二次側電流在圖800中示出為ils1和ils2，並且在所述模式中不同相，從而用相反的極性同時對輸出vo+和vo-進行充電。

直到這時，閘控雙向串聯諧振變換器402拓撲結構的操作被切換成類似於固定頻率串聯諧振變換器的操作的操作。然而，閘控雙向串聯諧振變換器402還能夠閘控二次側開關s3-s6進入雙向操作，從而允許電流從任一個二次側(例如ls1、ls2)流到另一個二次側(例如ls2、ls1)或流回到一次側lp1，這是由電勢差來激勵並且受到迴路阻抗的限制。

圖9示出閘控雙向串聯諧振變換器402的第四操作模式的示例圖900，其中在連續傳導模式(ccm)操作中示出了二次側電流。

如以上指出的，當切換模式放大器202被驅動到足夠低的頻率時，閘控雙向串聯諧振變換器402的輸出vo可變得具有明顯不對稱的負載。當這種情況發生時，能量從有負載的軌移動到放大器輸出106；然而，能量也通過存儲在切換模式放大器202的輸出級208的濾波器中的能量從有負載的輸出106移動到無負載的輸出106。

通過主動地閘控二次側開關s3-s6，電流現在可在任何方向上流動，其中絕對量值是最大的至較小的量值。值得注意的是，二次側開關通斷時間與一次側開關s1和s2同步。更具體地說，s1與s3和s6同步，而s2與s4和s5同步。這簡化了所需的驅動信號發送，因為所有閘驅動信號可從兩個180度相移脈衝串導出，其中在切換轉變之間具有固定的停歇時間。

一旦閘控雙向串聯諧振變換器402被主動地閘控進入模式四，諧振頻率與模式二和模式三相比較就被移位，其中t1的二次側上的每個半電橋具有由等式8給出的諧振頻率。在這種情況下，由於二次側(例如ls1或ls2)中的一個上的電流流動逆轉，兩個繞組好像它們是並聯那樣起作用；因此，諧振電容是兩個cr1和cr2的並聯組合，而有效諧振電感變成lk1或lk2的電感的一半加上緊密耦接的電感lk3＝lk4。二次側半電橋406的峰值電流能力現在受到具有最高電壓的輸出406與另一個輸出406或一次側的跨變壓器t1所反射的電壓vi之間的差的限制。當從一個輸出向另一個輸出傳輸電流時，峰值電流如等式9中所示，其中vo+等於v輸出1且vo-等於v輸出2。

如圖900所示，雙向開關s3-s6已被啟用並且電流在二次側ls2中具有逆轉的方向。電流流動在一次側半電橋404中也已經逆轉，從而將電荷發送回到用於能量存儲的電容器cf1和cf2。正輸出vo+半電橋開關s3和s4在接通(zvs)和斷開(zcs)時都被軟切換。然而，負側裝置s5和s6在接通時被硬切換並且在斷開時幾乎被軟切換。

通過使第四模式中的諧振頻率略低於切換頻率的頻率，可使裝置寄生或共同封裝的二極體的硬恢復最小化。這在諸如mosfet的裝置被用作二次側開關s3-s6時可有益於裝置可靠性。

閘控二次側功率裝置進入和離開雙向模式(例如，進入和離開第四模式)允許閘控雙向串聯諧振變換器402的更有效操作。雙向模式的全時間使用是可能的。然而，使用同步驅動信號可在串聯諧振迴路中導致另外的循環電流，這在功率從輸入到輸出意圖為單向的時增加了損耗。如上所述，精心的設計允許閘控雙向串聯諧振變換器402利用更接近切換頻率的較低諧振頻率，這在從電壓輸出406中的較高輸出向輸入vi或另一個輸出406傳輸能量時將循環電流減小到最小值。

用於閘控二次側功率裝置上的雙向開關s3-s6的觸發可基於許多輸入來選擇，所述輸入諸如供應器輸出電壓406、供應器輸出電壓406的導數、放大器輸入信號104、放大器輸出信號106或其他輸入，這取決於在放大器功率裝置上可以容忍的電壓量。

圖10示出閘控雙向開關控制408的示例圖1000。如圖所示，圖1000展示了用於選擇性控制二次側開關s3-s6的雙向性的示例性電路。在這種示例性控制型式中，使用比較器1002-a和1002-b(統稱為1002)將電源供應器輸出vo+和vo-與固定的參考v參考+和v參考-相比較。例如，第一比較器1002-a可用來確定電源供應器輸出vo+是否大於v參考+，而第二比較器1002-b可用來確定電源供應器輸出vo-是否小於v參考-。可使用電壓反相器1004從v參考+生成v參考-。因此，一旦電源供應器輸出vo+或vo-的絕對值超過參考v參考的絕對值，比較器1002的輸出處的結點就可被拉低(或拉高，這取決於實現方式)。

雙向啟用電路1006將比較器1002輸出中的變化解釋為對雙向模式的請求，因為一個或兩個電源供應器輸出的絕對值太高並且需要採取行動。在一個實例中，第一雙向啟用電路1006-a可基於驅動開關s1或以其他方式指示開關s1的狀態的驅動信號輸入來控制對開關s3和s6的a驅動的雙向模式啟用，而第二雙向啟用電路1006-b可基於驅動開關s2或以其他方式指示開關s2的狀態的驅動信號輸入來控制對開關s4和s5的b驅動的雙向模式啟用。

在產生針對雙向開關s3-s6的適當驅動信號時，閘控雙向開關控制408檢測一次側驅動信號s1和s2中的每一個是否在上升緣或下降緣上。作為一種可能性，下降緣檢測器1010-a可檢測開關s1的驅動信號是否在下降緣上，上升緣檢測器1012-a可檢測開關s1的驅動信號是否在上升緣上，下降緣檢測器1010-b可檢測開關s2的驅動信號是否在下降緣上，上升緣檢測器1012-b可檢測開關s2的驅動信號是否在上升緣上。

雙向啟用電路1006可從上升緣檢測器1012接收信號，並且可調整這些信號，然後將它們提供到生成開關s3和s6的a驅動和開關s4和s5的b驅動的設置/重置(s/r)觸發器1014。

在一個實例中，對觸發器1014的重置輸入可連接到下降緣檢測器1010的輸出，並且對觸發器1014的設置輸入可連接到雙向啟用電路1006的輸出。例如，下降緣檢測器1010-a輸出可連接到對生成開關s3和s6的a驅動的觸發器1014-a的重置輸入，上升緣檢測器1012-a輸出可連接到雙向啟用電路1006-a的設置輸入，雙向啟用電路1006-a輸出可連接到觸發器1014-a的設置輸入，下降緣檢測器1010-b輸出可連接到對生成開關s4和s5的b驅動的觸發器1014-b的重置輸入，上升緣檢測器1012-b輸出可連接到雙向啟用電路1006-b的輸入，並且雙向啟用電路1006-b輸出可連接到觸發器1014-b的設置輸入。因此，s/r觸發器1014在開關s1和s2的驅動信號的下降緣上被重置，並且相反地，s/r觸發器1014在開關s1和s2的驅動信號的上升緣上被設置，只要雙向啟用電路1006允許這樣做。

作為一種可能性，雙向啟用電路1006的每個區塊可實現為與邏輯閘，所述與邏輯閘將不允許設置對應的s/r觸發器1014，除非上升緣和軌感測輸出兩者以及任何其他保護輸入都很高。任何一個輸入可保持二次側開關(例如，在示例圖400中的s3-s6)處於斷開狀態，從而允許電流僅流過開關的二極體部分。通過觸發與一次側開關(例如，在示例圖400中的s1和s2)同步的二次側開關，可在切換時使電流最小化而不需要使用外部傳感器來找到電流在何處過零。任選地，可添加另外的電路以阻止a和b雙向驅動兩者同時接通，這種情況如果發生就可能對一個或多個電路裝置造成損壞或破壞。

表1示出描述簡化的雙向啟用電路1006的邏輯的示例性真值表。因為開關啟用邏輯對於兩組開關來說是相同的，所以是針對a異或b驅動示出的，所述a異或b驅動是這個表的邏輯異或函數。

表1：用於雙向開關控制實例的真值表

對雙向啟用電路1006的其他輸入(未示出)可包括以下中的一個或多個：微處理器控制的禁用、溫度禁用、啟動狀態禁用，或被認為適合于禁用閘控雙向串聯諧振變換器402的雙向性的任何其他功能或輸入(例如，電源供應軌電壓的導數、放大器輸入信號電平、放大器輸出信號電平或其他輸入，這取決於在放大器功率裝置上可以容忍的電壓量)。

在這種諧振拓撲結構中，當電流諧振下降至幾乎為零時接通和斷開開關時，實現最高效率，如圖8所示。如果命令二次側開關(例如s3-s6)在並不是與一次側開關(例如s1和s2)同步的時間接通和斷開，那麼由於開關與反並聯二極體之間的快速電流換向，損耗可能增加，所述快速電流換向是由於在功率裝置內發生的不理想的切換。

在一次側開關的下降緣上觸發二次側開關也將允許變換器工作，但再一次地，在任一個一次側開關都不接通時的停歇時間期間，電流可能不會達到它們的近零狀態；因此，在這種情況下，雙向串聯諧振變換器402可具有相對較高的損耗。

圖11示出閘控雙向串聯諧振變換器402的替代形式的示例圖1100。與上文針對雙軌固定頻率雙向串聯諧振變換器402的簡單形式所描述的圖相比，圖1100所示的變換器402的形式在變壓器的一個繞組和對二次側開關的相關聯控制方面有所改變。更具體地說，變壓器繞組ls2的極性已反轉，從而使得二次側半電橋406能夠彼此不同相地被驅動。對於切換的一個半周期，正輸出vo+被充電，而在另一個半周期上，負輸出vo-被充電。閘控雙向串聯諧振變換器402的其他構造形式可將兩個同時傳導或交替傳導的半電橋組合以形成全電橋，其中兩個輸出都在每個半周期被充電。

圖12示出閘控雙向串聯諧振變換器402'的全電橋同時傳導形式的示例圖1200。與閘控雙向串聯諧振變換器402相比，圖1200的閘控雙向串聯諧振變換器402'還包括：另外的二次側ls3和ls4，其極性與二次側ls1和ls2的極性相反；以及另外的諧振電感器lk5、lk6、lk7和lk8。諧振電感器lk5和lk6串聯連接到ls3二次側，而諧振電感器lk6和lk8串聯連接到ls4二次側。二次側ls3與ls4之間的中心分接頭輸出連接到接地。因此，閘控雙向串聯諧振變換器402'組合了集成變壓器t1的一次側lp1上的半電橋404與二次側上的全電橋，所述全電橋通過電容器cr1和cr2耦接到集成變壓器t1的二次側ls1和ls2並且通過電容器cr3和cr4耦接到二次側ls3和ls4。類似於開關s3-s6，開關s7-s10可由閘控雙向開關控制408基於諸如開關s1和s2的狀態的因素所生成的信號來控制。

圖13示出閘控雙向串聯諧振變換器402'的全電橋交替傳導形式的示例圖1300。與圖1200所示的閘控雙向串聯諧振變換器402'的全電橋同時傳導形式相比，圖1300所示的變換器402』的形式在變壓器繞組ls2和ls3的極性反轉方面有所改變，從而使得二次側全電橋能夠彼此不同相地被驅動。

一般來說，閘控雙向串聯諧振變換器402可提供從輸入到一組雙輸出、從任一個輸出到另一個輸出或者從任一個輸出或兩個輸出到輸入的通過電流隔離屏障的功率傳輸。閘控雙向串聯諧振變換器402還可在各種模式中工作，所述模式包括以下模式：其中二次側輸出可在每個半切換周期與一次側功率裝置同時切換，或在每個半切換周期與一次側功率裝置交替地切換。

關於本文描述的過程、系統、方法、啟發內容等，應理解，雖然這類過程的步驟等已被描述為根據特定的順序發生，但是這類過程可通過以不同於本文所述順序的順序執行的所述步驟來實施。還應理解，某些步驟可同時執行，可添加其他步驟，或可省略本文所描述的某些步驟。換句話說，本文對過程的描述是出於說明某些實施方案的目的而提供的，並且絕不應被解釋為限制權利要求書。

雖然上文描述示例性實施方案，但並不意味著這些實施方案描述了本發明的所有可能形式。實際上，在說明書中使用的措詞是用於描述而非限制，並且應理解，可在不脫離本發明的精神和範圍的情況下做出各種改變。另外，各種實現實施方案的特徵可加以組合來形成本發明的其他實施方案。