可修正信噪特徵值估計的接收電路與相關方法與流程

2023-10-04 00:45:34 2

本發明是關於一種可修正信噪特徵值估計的接收電路與相關方法，尤指一種可修正因硬決策(hard decision)截剪(slicing)所導致的信噪比錯誤高估的接收電路與相關方法。

背景技術：

有線及/或無線網絡系統是現代信息社會所不可或缺的。有線及/或無線網絡系統包括有發射端與接收端，發射端與接收端間以信道(channel)相連；舉例而言，此信道可以是由空氣媒質/空間形成的無線信道，或是由網線、電力線(power line)等形成的有線信道。發射端可將數字信息編碼調製為傳輸信號，並發射至信道上，經信道傳播至接收端，再由接收端接收並解調解碼為數字信息。

不過，在網絡系統中傳輸信號時，必定會受噪聲影響，例如說是疊加性白色高斯噪聲(AWGN，additive white Gaussian noise)。因此，信號與噪聲間的關係也就成為設計、實施、布署、優化網絡系統時的重要考慮因素。信號與噪聲間的關係可量化為信噪特徵值，例如信噪比，用以反映信號功率與噪聲功率的比值。對比於真正攜載信息的傳輸信號的功率，若噪聲的功率相對較低，則信噪比的數值會較高，由發射端至接收端的傳輸信號較不易受噪聲幹擾，故可在較高的正確率(較低的錯誤率，error rate)將信息由發射端送抵接收端。

在現代化的網絡系統中，接收端會估計信噪比，使接收端及/或發射端能依據信噪比適應性地調整信號發射及/或接收的運作。舉例而言，在先進電力線網絡系統中，當接收端估計出的信噪比數值較高時，接收端會認為當下的信息傳輸情況良好，並進而回授通知發射端，使發射端增加速率(rate)。反之，當接收端估計出的信噪比數值較低時，接收端會認為當下的信息傳輸情況欠佳，資料傳輸容易出錯，故接收端可回授通知發射端，使發射端減少速率，如此可 得到最佳的流量(throughput)。

不過，對接收端而言，由於噪聲的本質是隨機的，且會和真正攜載信息的信號混合(疊加)在一起，故接收端僅能得出估計的信噪比，而此估計信噪比不一定能反映真正的信噪比。若接收端估計出的信噪比與真正的信噪比差異過大，當網絡系統依據估計訊雜比適應性地調整信號發射及/或接收的運作時，就會影響網絡系統的運作功效。舉例而言，若接收端估計出的信噪比較為樂觀而高於真正的信噪比，會誤使發射端增加信息傳輸的速率；然而，雖信息傳輸流量高，但錯誤率也會較高，因為接收端真正接收到的信號已經受到高噪聲的幹擾；因此，能正確有效傳遞的信息量反而減少。

技術實現要素：

本發明的目的的一是提供一種可修正信噪特徵值(如信噪比)估計的接收電路(如20，圖1)，其可設於一網絡系統的一接收端中，並包括一均衡器(如24)、一截剪器(如26)、一估計電路(如28)與一校正電路(如30)。均衡器可依據一接收信號(如s1)提供一均衡信號(如s2)。截剪器耦接該均衡器，可判讀該均衡信號中的數字信息，以依據該均衡信號提供一截剪信號(如s3)。估計電路耦接該均衡器與該截剪器，用以依據該均衡信號與該截剪信號的差異提供一初始信噪特徵值(如SNRi[k])。校正電路耦接該估計電路，依據該初始信噪特徵值的數值提供一對應修正值(如r[k])，並依據該對應修正值修正該初始信噪特徵值，以產生一修正信噪特徵值(如SNRc[k])。

該校正電路中可包括一查表電路(如34)與一乘法器(如32)。查表電路可儲存多個預設修正值(如e[p,1]至e[p,N]，圖6)，並依據該初始信噪特徵值與這些預設修正值提供該對應修正值；其中，各該預設修正值對應於多個預設信噪特徵值(如SNRt[1]至SNRt[N])的其中之一。乘法器耦接該查表電路與該估計電路，可將該初始信噪特徵值乘以該對應修正值，並據以產生該修正信噪特徵值。一實施例中，當該查表電路依據該初始信噪特徵值與這些預設修正值提供該對應修正值時，是由這些預設信噪特徵值中尋得一個最接近該初始信噪特徵值的(如SNRt[n])，並將該尋得的預設信噪特徵值所關連的該預設修正值(如e[p,n])作為該對應修正值。隨著這些預設信噪特徵值由小至大排 列，相對應的這些預設修正值至少有部分數目個會先呈一第一增減趨勢變化，再呈一第二增減趨勢變化，且該第一增減趨勢與該第二增減趨勢相反。例如，該第一增減趨勢可為嚴格遞減(或單調遞減)，第二增減趨勢可為嚴格遞增(或單調遞增)。

該校正電路更依據該接收信號的一調製設定提供該對應修正值。一實施例中，該接收信號包含第二數目(大於等於1，如K)個載波(如s1[1]至s1[K])，並於各該載波(如s1[k])上依據一對應調製設定(如ms[k])攜載對應數字信息，且各該載波的該對應調製設定是由第一數目(大於等於1，如P)個預設調製設定MS[1]至MS[P]中所選出。舉例而言，預設調製設定MS[1]至MS[P]可以分別是二元相移調製(binary phase shift keying，以下簡稱BPSK)、四元相移調製(quadrature phase shift keying，以下簡稱QPSK)、八元正交振幅調製(quadrature amplitude modulation，以下簡稱8QAM)、十六元正交振幅調製(以下簡稱16QAM)、六十四元正交振幅調製(以下簡稱64QAM)、二百五十六元正交振幅調製(以下簡稱256QAM)、一千零二十四元正交振幅調製(以下簡稱1024QAM)與四千零九十六元正交振幅調製(以下簡稱4096QAM)。

該估計電路為各該載波s1[k]提供一初始信噪特徵值SNRi[k]。該校正電路則是依據各該載波的該初始信噪特徵值SNRi[k]與各該載波的該對應調製設定ms[k]而為各該載波提供一對應修正值r[k]，並依據各該載波的該對應修正值修正各該載波的該初始信噪特徵值，以便為各該載波產生一修正信噪特徵值SNRc[k]。在該校正電路中，該查表電路為各該預設調製設定MS[p](p＝1至P，圖6)儲存多個預設修正值e[p,1]至e[p,N]，並依據各該載波的該對應調製設定ms[k]、各該載波的該初始信噪特徵值SNRi[k]與各該預設調製設定MS[1]至MS[P]的這些預設修正值e[1,1]至e[P,1]、…、e[1,N]至e[P,N]而為各該載波s1[k]提供該對應修正值SNRc[k]。其中，各該預設調製設定MS[p]的各該預設修正值e[p,n](對n＝1至N)是關連於多個預設信噪特徵值SNRt[1]至SNRt[N]的其中之一SNRt[n]。該乘法器則用以將各該載波的該初始信噪特徵值乘以各該載波的該對應修正值，並據以產生各該載波的該修正信噪特徵值。

當該查表電路為各該載波s1[k]提供該對應修正值r[k]時，是由這些預設調製設定MS[1]至MS[P]中找出一個符合各該載波的該對應調製設定ms[k]的(假 設為MS[p1])，並由這些預設信噪特徵值SNRt[1]至SNRt[N]中尋得一個最接近各該載波的該初始信噪特徵值SNRi[k]的(假設為SNRt[n1])，以在該符合的預設調製設定MS[p]的這些預設修正值e[p1,1]至e[p1,N]中將該尋得的預設信噪特徵值SNRt[n]所關連的該預設修正值e[p1,n1]作為各該載波的該對應修正值r[k]。隨著這些預設信噪特徵值SNRt[1]至SNRt[N]由小至大排列，在同一該預設調製設定MS[p]的這些預設修正值e[p,1]至e[p,N]中，至少有部分數目個該預設修正值會先呈一第一增減趨勢變化，再呈一第二增減趨勢變化，且該第一增減趨勢與該第二增減趨勢相反。隨著這些預設調製設定MS[1]至MS[P]在單位時間內攜載的比特數由小至大排列，在對應於同一預設信噪特徵值SNRt[n]且對應於不同預設調製設定的多個該預設修正值e[1,n]至e[P,n]中，至少有部分數目個會呈現漸減的趨勢。

一實施例中，該第二數目個載波是正交分頻多工(OFDM，orthogonal frequency-division multiplexing)下的多個載波。

一實施例中，該接收電路更包括一比特負載(bit loading)設定電路(如38)，耦接該校正電路，用以依據各該載波的該修正信噪特徵值產生一回授信號(如s4，圖1)至發射電路(如10)，以更新各該載波的該對應調製設定，使該發射電路可依據各該載波的該更新後的對應調製設定而於各載波上攜載後續數字信息。

本發明的一目的是提供一種可於一接收電路中修正信噪特徵值估計的方法，包括：依據該接收電路所接收的一接收信號提供一均衡信號(equalized signal)，其中該接收信號可包含第二數目(K)個載波s1[1]至s1[K]，並於各該載波s1[k]上依據一對應調製設定ms[k]攜載對應數字信息，且各該載波的該對應調製設定ms[k]是由第一數目(P)個預設調製設定MS[1]至MS[P]中所選出；進行一截剪步驟，依據該均衡信號提供一截剪信號；進行一估計步驟，依據該均衡信號與該截剪信號的差異為各該載波提供一初始信噪特徵值SNRi[k]；以及，進行一校正步驟，依據各該載波的該初始信噪特徵值的數值提供一對應修正值r[k]，並依據各該載波的該對應修正值與該初始信噪特徵值修正各該載波的該初始信噪特徵值，以便為各該載波產生一修正信噪特徵值SNRc[k]。

其中，依據該初始信噪特徵值提供該對應修正值的步驟更包含：依據該接收信號的一調製設定、該初始信噪特徵值與多個預設修正值提供該對應修正值；其中，各該預設修正值是對應於多個預設信噪特徵值的其中之一；以及，由這些預設修正值中尋得一預設修正值其對應的預設信噪特徵值最接近該初始信噪特徵值來提供該對應修正值。

例如，當為各該載波提供該對應修正值時，是由這些預設調製設定MS[1]至MS[P]中找出一個符合各該載波的該對應調製設定ms[k]的(假設為MS[p1])，並由這些預設信噪特徵值SNRt[1]至SNRt[N]中尋得一個最接近各該載波的該初始信噪特徵值的(假設為SNRt[n1])，以在該符合的預設調製設定的這些預設修正值e[p1,1]至e[p1,N]中將該尋得的預設信噪特徵值SNRt[n1]所對應的該預設修正值e[p1,n1]作為各該載波的該對應修正值r[k]。

附圖說明

為讓本發明的上述目的、特徵和優點能更明顯易懂，以下結合附圖對本發明的具體實施方式作詳細說明，其中：

圖1示意的是依據本發明一實施例的接收電路。

圖2示意的是一預設調製設定下於一散射圖上的星座點。

圖3示意的是一決策區間劃分。

圖4a、4b分別示意固定邊界的決策區間劃分與其信噪特徵值的誤估情形。

圖5示意的是在固定邊界的決策區間劃分下不同調製設定的信噪特徵值誤估。

圖6示意的是依據本發明一實施例的一表格，用以提供修正值。

圖7繪示圖6表格的一實施例。

圖8示意的是未校正的初始信噪特徵值與校正後的修正信噪特徵值。

圖9示意的是依據本發明一實施例的流程。

10：發射電路

12：信道

20：接收電路

22：信道估計電路

24：均衡器

26：截剪器

28：估計電路

30：校正電路

32：乘法器

34：查表電路

36：應用電路

38：比特負載設定電路

s0-s4：信號

s0[k]-s3[k]：載波

SNRi[k]：初始信噪特徵值

SNRc[k]：修正信噪特徵值

r[k]：修正值

MS[1]-MS[P]：預設調製設定

ms[k]：調製設定

c[p,1,1]-c[p,I[p],Q[p]]：星座點

a[p]：距離

SNRt[1]-SNRt[N]：預設信噪特徵值

e[1,1]-e[P,N]：預設修正值

sa0、sa、sb、sc、z1-z4、a1-a4、a20、a30、a40、b1-b4、b20、b30、b40：點

B[p]：邊界

D[p]：決策區間劃分

d[p,1,1]-d[p,I[p],Q[p]]：決策區間

va、vb、vc、v0、v1e-v4e、v2-v3：向量

400、500、600、700：直線

410、501-508、610、701-708、901-908、1000-1002、1100-1102：曲線

SNR0：正確信噪特徵值

h1-h3、h11、h12、h1a、h2a、h10、u1、u11：值

800：表格

1200：流程

1202-1208：步驟

具體實施方式

請參考圖1，其所示意的是依據本發明一實施例的接收電路20，其可經由一信道12接收一發射電路10所發出的信號s0。舉例而言，發射電路10與接收電路20可以分別設置於一網絡系統的一發射端與一接收端。信道12可以是有線或無線信道；舉例而言，信道12可以是傳輸交流電力的電力線。當發射電路10要將數字信息傳遞至接收電路20時，發射電路10可將數字信息編碼調製為信號s0，信號s0經由信道12傳輸至接收電路20；經由信道12傳輸，信號s0會受噪聲影響變為一信號s1(接收信號)。接收電路20中可包括一信道估計電路22、一均衡器24、一截剪器26、一估計電路28與一應用電路36；為實現本發明修正信噪特徵值的目的，接收電路20中更包括有一校正電路30。

一範例中，信號s0中可包括有K個載波s0[1]至s0[K]；在一單位時間內，發射電路10可依據一調製設定ms[k](未圖示)來將一符元smb[k](未圖示)的數字信息調製攜載至載波s0[k]。載波s0[k]的調製設定ms[k]可以是由P個預設調製設定MS[1]至MS[P]中所選出的；以P＝8為例，預設調製設定MS[1]至MS[8]可分別是正交分頻多工的調製方式BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM與4096QAM。不同載波s0[k1]與s0[k2]的調製設定ms[k1]與ms[k2]可以相同或相異。同一載波s0[k]的調製設定ms[k]可以是固定的，也可以是動態改變的；舉例而言，要傳輸一第一符元時，載波s0[1]的調製設定ms[1]可採用預設調製設定MS[1](BPSK)；要傳輸另一符元時，載波s0[1]的調製設定ms[1]可以改採預設調製設定MS[2](QPSK)。

各預設調製設定MS[p]可依據M[p]個星座點來攜載數字信息；延續圖1，請一併參考圖2，其是於一散射圖中示意某一預設調製設定MS[p]的M[p]個星座點c[p,i,q](i＝1至I[p]，q＝1至Q[p])；其中，M[p]＝I[p]*Q[p]。圖2的橫軸代表各星座點c[p,i,q]的平行相位(in-phase)分量，縱軸則代表各星座點c[p,i,q] 的正交相位(quadrature-phase)分量；舉例而言，若某一預設調製設定MS[4]為16QAM，則其可依據M[4]＝I[4]*Q[4]＝4*4＝16個星座點c[4,1,1]、c[4,1,2]、c[4,2,1]、c[4,2,2]、…、c[4,i,q]、…至c[4,4,4]來攜載數字信息。各星座點c[p,i,q]的座標(AI[p,i,q],AQ[p,i,q])(未圖示)可以等於((i-0.5*I[p]-0.5)*a[p],(q-0.5*Q[p]-0.5)*a[p])；其中，項目a[p]為兩相鄰星座點間的距離，如圖2所標示。舉例而言，若某一預設調製設定MS[4]為16QAM，i＝1，q＝1，則星座點c[4,1,1]的座標(AI[4,1,1],AQ[4,1,1])等於((1-0.5*4-0.5)*a[p],(1-0.5*4-0.5)*a[p])＝(-1.5*a[p],-1.5*a[p])。各個星座點c[p,i,q]可對應一符元的數字預設信息SMB[p,i,q](未圖示)，各預設信息SMB[p,i,q]可以是log2(M[p])個比特的組合；以某一預設調製設定MS[4]為16QAM為例，各個星座點c[4,i,q]所對應的各數字預設信息SMB[4,i,q]可以是log2(16)＝4個比特的組合。在信號s0中，當發射電路10(圖1)要在載波s0[k]採用預設調製設定MS[p]作為其調製設定ms[k]以攜載某一預設信息SMB[p,i,q]時，即可依據AI[p,i,q]*cos(2*π*f[k]*t)+AQ[p,i,q]*sin(2*π*f[k]*t)(未圖示)來形成載波s0[k]，其中，項目f[k]為載波s0[k]的頻率，項目t為時間。

舉例而言，若某一預設調製設定MS[p1]為QPSK，則其共有M[p1]＝4個星座點c[p1,1,1]、c[p1,2,1]、c[p1,1,2]與c[p1,2,2]，其對應的預設信息SMB[p1,1,1]、SMB[p1,2,1]、SMB[p1,1,2]至SYM[p1,2,2]可以分別是log2(M[p1])＝log2(4)＝2比特的00、10、01、11。由於功率正規化(normalization)的緣故，對不同的預設調製設定MS[p1]與MS[p2]而言，相鄰星座點間的距離a[p1]與a[p2]可以是相異的。舉例而言，若預設調製設定MS[1]至MS[P]分別為BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM與4096QAM，則距離a[1]>a[2]>…>a[P]。

請再度參考圖1。經由信道12的傳輸，信號s0的K個載波s0[1]至s0[K]會分別形成信號s1中的K個載波s1[1]至s1[K]。在接收電路20中，均衡器24耦接於信道12，用以對信號s1中的載波s1[1]至s1[K]進行均衡運作，分別形成信號s2中的載波s2[1]至s2[K]。截剪器26耦接均衡器24，用以判讀信號s2中由各載波s2[1]至s2[K]攜載的數字信息，並據以提供一信號s3(截剪信號)的各載波s3[1]至s3[K]。估計電路28耦接均衡器24與截剪器26，可依據載波 s2[k]與載波s3[k]的差異而為各載波s1[k]提供一初始信噪特徵值SNRi[k]。

延續圖1與圖2，請參考圖3，其是以散射圖示意均衡器24與截剪器26的運作。當發射電路10依據某一預設調製設定MS[p]將一預設信息SMB[p,i,q]調製至信號s0(圖1)的載波s0[k]，並經由信道12的傳輸變為接收電路20所接收到的信號s1中的載波s1[k]時，由於噪聲等因素，載波s1[k]在散射圖上所對應的點會無法與載波s0[k]在散射圖上所對應的星座點c[p,i,q]重合；舉例而言，載波s0[1]所對應的星座點為c[p,1,1]，載波s1[1]所對應的點可以是點sa0、sb或sc。均衡器24會對載波s1[k]進行均衡處理而使均衡後的載波s2[k]收斂至一邊界B[p]內；舉例而言，假設載波s1[1]所對應的點sa0超出邊界B[p]，則均衡後的載波s2[1]所對應的點sa就會座落於邊界B[p]上；另舉例而言，假設載波s1[1]所對應的點在邊界B[p]內，例如sb或sc，則均衡後的載波s2[1]所對應的點仍會座落於邊界B[p]內。

接著，截剪器26便會採用與載波s0[k]所採用的預設調製設定MS[p]關連的決策區間劃分D[p]來判讀載波s0[k]所攜載的數字信息。決策區間劃分D[p]是在邊界B[p]中劃分出多個決策區間d[p,1,1]至d[p,I[p],Q[p]]，如圖3所示，各決策區間d[p,i,q]可以涵蓋對應的星座點c[p,i,q]，分別關連於預設調製設定MS[p]的M[p]個預設信息SMB[p,1,1]至SMB[p,I[p],Q[p]]。其中，在一種變動邊界的決策區間劃分中，各決策區間d[p,i,q]可均為以星座點c[p,i,q]為中心、邊長等於相鄰星座點間的距離a[p]的正方形；而在一種固定邊界的決策區間劃分中，鄰接邊界B[p]的決策區間d[p,1,1]至d[p,I[p],1]、d[p,1,1]至d[p,1,Q[p]]、d[p,1,Q[p]]至d[p,I[p],Q[p]]與d[p,I[p],1]至d[p,I[p],Q[p]](亦即：邊界決策區間)可為至少有一側邊的邊長大於相鄰星座點間的距離a[p]、不以星座點c[p,i,q]為中心的矩形，邊界決策區間之外的其餘決策區間則可為以星座點c[p,i,q]為中心、邊長等於相鄰星座點間的距離a[p]的正方形。截剪器26藉由判斷載波s2[k]於散射圖上所對應的點座落在那一個決策區間，來判定發射電路10所發射的載波s0[k]在散射圖上所對應的星座點c[p,i,q]，以判讀載波s0[k]所攜載的數字信息。舉例而言，如圖3所示，若載波s2[1]位於點sa，由於點sa落在決策區間d[p,1,2]，故截剪器26便會判定載波s0[1]所對應的星座點為c[p,1,2]，並將載波s1[1]攜載的數字信息判讀為預設信息SMB[p,1,2]；若載波s2[1]位於點sb，由於點sb 亦落在決策區間d[p,1,2]，故截剪器26便會判定載波s0[1]所對應的星座點為c[p,1,2]，並將載波s1[1]攜載的數字信息判讀為預設信息SMB[p,1,2]；若載波s2[1]位於點sc，由於點sc是落在決策區間d[p,1,1]，故截剪器26便會判定載波s0[1]所對應的星座點為c[p,11]，並將載波s1[1]攜載的數字信息判讀為預設信息SMB[p,1,1]。

接著，估計電路28便會依據載波s2[k]所對應的點與載波s3[k]所對應的星座點c[p,i1,q1]在散射圖上的座標差異來為載波s1[k]提供初始信噪特徵值SNRi[k]。舉例而言，若載波s2[k]在散射圖上位於點sa，截剪器26會認為原本的載波s0[k]是位於星座點c[p,1,2]，而估計電路28便會將點sa與星座點c[p,1,2]間的差異向量va當作是噪聲引發的誤差，並依據向量va的長度來計算初始信噪特徵值SNRi[k]。同理，若載波s2[k]落在點sb，截剪器26也會認為原本的載波s0[k]是位於星座點c[p,1,2]，而估計電路28便會將點sb與星座點c[p,1,2]間的差異向量vb當作是噪聲引發的誤差，並依據向量vb的長度來計算初始信噪特徵值SNRi[k]。由於點sb比點sa更接近星座點c[p,1,2]，差異向量vb小於差異向量va，故載波s2[k]位於點sb時估計電路28得出的初始信噪特徵值會較載波s2[k]位於點sa時估計電路28得出的初始信噪特徵值高。

然而，依據上述原理，估計電路28的估計運作會發生估計錯誤，因為在傳輸資料訊框時，截剪器26其實無法真正得知載波s0[k]原本在那一個星座點。舉例而言，假設發射電路10的載波s0[k]原本真正的位置是在星座點c[p,1,1]，但因較大的噪聲而使接收電路20得到的載波s2[k]漂移至點sb。在此情形下，真正的信噪特徵值應該是依據點sb與星座點c[p,1,1]間的差異向量v0來計算。然而，由於點sb是位在決策區間d[p,1,2]中，截剪器26會錯誤地認定載波s0[k]原本是位於星座點c[p,1,2]；連帶地，估計電路28就會錯誤地依據點sb與星座點c[p,1,2]間的差異向量vb計算出錯誤的信噪特徵值。因為向量vb比向量v0短，錯誤的信噪特徵值會高於真正的信噪特徵值；換言之，在上述情形下，估計電路28對信噪特徵值的估算會過於樂觀。若信噪特徵值被錯估，網絡系統基於信噪特徵值所作的適應性運作也會連帶出錯。舉例而言，若接收端錯誤地高估信噪比，會錯誤地使發射端增加信息傳輸的速率；然而，雖信息傳輸速率高，但錯誤率也會較高，因為接收端真正接收到的信號已經受到高噪聲的幹擾； 因此，能正確有效傳遞的信息比特量反而減少。

延續圖1至圖3，請參考圖4a與圖4b；針對發射電路10依據預設調製設定MS[p]所發出的原始載波s0[k]，若截剪器26是採用固定邊界的決策區間劃分D[p]將均衡後載波s2[k]判讀為載波s3[k]，當估計電路28依據載波s2[k]與s3[k]提供初始信噪特徵值SNRi[k]時，其錯估信噪特徵值的情形可用圖4a的散射圖分布來示意說明，圖4b則示意性地比較真實信噪特徵值SNR0(橫軸，可為對數尺度)與初始信噪特徵值SNRi[k](縱軸，可為對數尺度)。在圖4a與圖4b的例子中，(真實、初始)信噪特徵值可以是指信噪比。

由於圖4b與圖4b的例子採用的是固定邊界的決策區間劃分D[p](圖4a)，邊界決策區間(至少有一邊重合於邊界B[p]的決策區間)至少有一邊長大於星座點間距離a[p]，其餘的決策區間(側邊未與邊界B[p]重合的決策區間)的邊長則等於距離a[p]。

圖4b所示，在估計電路28產出的初始信噪特徵值SNRi[k]與真實信噪特徵值SNR0之間的正確(理想)關係應呈線性，如直線600所示；不過，在固定邊界的決策區間劃分下，初始信噪特徵值SNRi[k]與真實信噪特徵值SNR0之間的關係卻會呈曲線610，其理由可說明如下。

在圖4a中，發射電路10的原始載波s0[k]是依據星座點c[p,i0,q0]所形成。若真實信噪特徵值SNR0等於一較高的值h1(圖4b)時，代表噪聲幹擾較小，經信道12傳輸後的載波s2[k]會落在星座點c[p,i0,q0]周圍的決策區間d[i,p0,q0]中，例如說是位於點z1；在此情形下，截剪器26會正確判讀出載波s2[k]是對應於星座點c[p,i0,q0]，當估計電路28將判讀出的星座點c[p,i0,q0]與點z1間的差異向量v1e視為噪聲以估計出初始信噪特徵值SNRi[k]時，初始信噪特徵值SNRi[k]也會十分接近真實信噪特徵值SNR0，如圖4b上的點b1所示。

若真實信噪特徵值SNR0為一較小的值h2(h2<h1)，代表噪聲幹擾較大，會使載波s2[k]的位置遠離原始星座點c[p,i0,q0]所在的決策區間d[p,i0,q0]；例如，載波s2[k]的位置可能漂移至點z2，位於星座點c[p,i2,q2]的決策區間d[p,i2,q2]中；因此，截剪器26會誤判載波s2[k]是對應於星座點c[p,i2,q2]；依據截剪器26的判讀，估計電路28會將星座點c[p,i2,q2]與點z2間的差異向量v2e視為噪聲以估計初始信噪特徵值SNRi[k]，形成曲線610(圖4b)上的點 b2。然而，由於真正的原始星座點為c[p,i0,q0]而非c[p,i2,q2]，真正的噪聲應是星座點c[p,i0,q0]與點z2間的差異向量v2，而非v2e。亦即，初始信噪特徵值SNRi[k]的正確值應在直線600上的點b20。因為向量v2e的長度比向量v2短，初始信噪特徵值SNRi[k]會高於真實信噪特徵值SNR0。在圖4b上，點b2與b20間的差距即關連於向量v2e與v2間的差異。

若真實信噪特徵值SNR0為更小的值h3(h3<h2)，代表噪聲幹擾更大，會使載波s2[k]的位置更遠離原始星座點c[p,i0,q0]的決策區間d[p,i0,q0]；例如，載波s2[k]的位置可能漂移至圖4a中的點z3，位於星座點c[p,i3,q3]的決策區間d[p,i3,q3]中。因此，截剪器26會誤判載波s2[k]是對應於星座點c[p,i3,q3]；依據截剪器26的判讀，估計電路會將星座點c[p,i3,q3]與點z3間的差異向量v3e視為噪聲以估計初始信噪特徵值SNRi[k]，形成曲線610上的點b3。不過，真正的原始星座點是c[p,i0,q0]而非c[p,i3,q3]，星座點c[p,i0,q0]與點z3間的差異向量v3才能正確反映真正的噪聲，而非向量v3e；初始信噪特徵值SNRi[k]的正確值應在直線400上的點a30而吻合真實信噪特徵值SNR0。因為向量v3e的長度比向量v3短，將向量v3e視為噪聲所得的初始信噪特徵值SNRi[k]會高於真實信噪特徵值SNR0。在圖4b上，點b3與b30間的差距即關連於向量v3e與v3間的差異。由圖4a可看出，向量v3e與v3間的差異大於向量v2e與v2間的差異，故點b3與b30間的差距大於點b2與b20間的差距。

若真實信噪特徵值SNR0為更小的值h4(h4h1a>h10。在單位時間內攜載的比特數越高，相鄰星座點 間的最短距離也會越短，非邊界決策區間的尺寸也會越小；當真實信噪特徵值SNR0的值還不算太小時(例如大於值u11)，估計電路28錯估的噪聲向量比較容易落在同一個非邊界決策區間內，非邊界決策區間越小，估計電路28提供的初始信噪特徵值SNRi[k]就越會被高估，與真實信噪特徵值SNR0間的差距也越大。

另一方面，當真實信噪特徵值SNR0的值更小時(例如小於值u11)，估計電路28錯估的噪聲向量比較容易落在邊界決策區間內。如前面曾描述的，在固定邊界的決策區間劃分下，不同預設調製設定MS[p1]與MS[p2]的非邊界決策區間邊長分別等於星座點間距離a[p1]與a[p2]，而邊界決策區間至少有一較長邊，其邊長分別大於星座點間距離a[p1]與a[p2]。舉例而言，假設預設調製設定MS[p1]與MS[p2]分別為256QAM與4096QAM，非邊界決策區間的邊長比a[p1]與a[p2]約為4:1，但邊界決策區間的較長邊長卻大略相等。因此，當真實訊雜特徵值SNR0較大時，此兩預設調製設定下的初始信噪特徵值的差距較大(如值h1a與h2a間的差距)，因其與非邊界決策區間的邊長較為相關，而兩者的非邊界決策區間的邊長有較大差異。另一方面，若真實訊雜特徵值SNR0較小，此兩預設調製設定下的初始信噪特徵值的差距較小而互相趨近，因其與邊界決策區間的較長邊的長度較為相關，而兩者的邊界決策區間的較長邊的長度差異較小。

為了修正初始信噪特徵值SNRi[k]與真實信噪特徵值SNR0的差異，發射電路30中設有校正電路30。請再度參考圖1；在發射電路30中，校正電路30耦接估計電路28，可依據各載波s1[k]的初始信噪特徵值SNRi[k]的數值而為各載波s1[k]提供一對應修正值r[k]，並依據對應修正值r[k]修正初始信噪特徵值SNRi[k]，以便為各載波s1[k]產生一修正信噪特徵值SNRc[k]，對k＝1至K。

一範例中，校正電路30可包括一查表電路34與一乘法器32；乘法器32耦接查表電路34與校正電路30。延續圖1，請一併參考圖6，其所示意的是依據本發明一範例的表格800。本案的一範例中，查表電路34可記錄表格800，為各預設調製設定MS[p]儲存多個預設修正值e[p,1]至e[p,N](對p＝1至P)，並依據各載波s1[k]的對應調製設定ms[k]、各載波s1[k]的初始信噪特徵值SNRi[k]與各預設調製設定MS[p](對p＝1至P)的預設修正值e[p,1]至e[p,N] 而為各載波s1[k]提供對應修正值r[k]，對k＝1至K。其中，各預設調製設定MS[p]的各該預設修正值e[p,n]是關連於多個預設信噪特徵值SNRt[1]至SNRt[N]的其中之一SNRt[n]。一實施例中，網絡系統可以只使用一種調製設定(即K＝1)，例如預設調製設定MS[1]；因此，表格800可以只有一欄(column)，記錄預設修正值e[1,1]至e[1,N]。

一範例中，查表電路34是由預設調製設定MS[1]至MS[P]中找出一個符合載波s1[k]對應的調製設定ms[k](例如QPSK)的預設調製設定MS[p1](例如QPSK)。一範例中，查表電路34會由預設信噪特徵值SNRt[1]至SNRt[N]中為載波s1[k]尋得一個最接近初始信噪特徵值SNRi[k](例如-3.6db)的預設信噪特徵值SNRt[n1](例如-4db)；如此，查表電路34便根據預設調製設定MS[p1]與預設信噪特徵值SNRt[n1]找出對應的預設修正值e[p1,n1]作為載波s1[k]的對應修正值r[k]。另一範例中，查表電路34會由預設信噪特徵值SNRt[1]至SNRt[N]中為載波s1[k]尋得兩個最接近初始信噪特徵值SNRi[k](例如-3.6db)的上下界的預設信噪特徵值SNRt[n1]與SNRt[n2](例如-3db與-4db)；如此，查表電路34便可根據預設調製設定MS[p1]與預設信噪特徵值SNRt[n1]與SNRt[n2]找出對應的預設修正值e[p1,n1]與值e[p1,n2]，並根據初始信噪特徵值SNRi[k]、其上下界的預設信噪特徵值SNRt[n1]與SNRt[n2]對e[p1,n1]與值e[p1,n2]進行內插運算，並將運算後的結果作為載波s1[k]的對應修正值r[k]。

利用估計電路28與查表電路34提供的初始信噪特徵值SNRi[k]與對應修正值r[k]，乘法器32(圖1)可將初始信噪特徵值SNRi[k]乘以該對應修正值r[k]，並依據乘積r[k]*SNRi[k]產生修正信噪特徵值SNRc[k]。

表格800(圖6)中的各預設修正值e[p,n]可用數值模擬來計算求得。舉例而言，若要修正圖4b與圖5中於固定邊界決策區間劃分下被錯估的初始信噪特徵值SNRi[k]，可在真實信噪特徵值SNR0等於某一預設信噪特徵值SNRt[n]且調製設定ms[k]等於某一預設調製設定MS[p]的條件下模擬出受噪聲(如疊加性白色高斯噪聲)影響的載波s2[k]，並模擬截剪器26在固定邊界決策區間劃分下對載波s2[k]的硬決策運作與估計電路28對載波s2[k]與s3[k]的信噪特徵值估算運作，據以模擬出估計電路28所產生的初始信噪特徵值SNRi[k]；如此，便可依據比值SNRt[n]/SNRi[k]來計算預設修正值e[p,n]。

以下列出表格800的一範例，其是用以修正固定邊界決策區間劃分下的初始信噪特徵值；在此範例中，預設調製設定MS[1]至MS[P]分別為BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM與4096QAM(數量P可等於8)，預設信噪特徵值SNRt[1]至SNRt[N]是由小至大排列，由-6分貝至41分貝(數量N可等於48)。

上述表格範例亦可繪示於圖7，其橫軸為預設信噪特徵值SNRt[1]至SNRt[N](可為對數尺度，如以分貝為單位)，縱軸代表各預設修正值e[p,n]的值(可為線性尺度)；圖7中，曲線901示意的是預設調製設定MS[1](即BPSK)所關連的預設修正值e[1,1]至e[1,N]，曲線902示意的是預設調製設定MS[2](即QPSK)所關連的預設修正值e[2,1]至e[2,N]，曲線903示意的是預設調製設定MS[3](即8QAM)所關連的預設修正值e[3,1]至e[3,N]，曲線904示意的是預設調製設定MS[4](即16QAM)所關連的預設修正值e[4,1]至e[4,N]，曲線905示意的是預設調製設定MS[5](即64QAM)所關連的預設修正值e[5,1]至e[5,N]，曲線906示意的是預設調製設定MS[6](即256QAM)所關連的預設修正值e[6,1]至e[6,N]，曲線907示意的是預設調製設定MS[7](即1024QAM)所關連的預設修正值e[7,1]至e[7,N]，曲線908示意的則是預設調製設定MS[8](即4096QAM)所關連的預設修正值e[8,1]至e[8,N]。

由上述表格範例與圖7可看出，隨著預設信噪特徵值SNRt[1]至SNRt[N]由小至大排列，同一預設調製設定MS[p]的預設修正值e[p,1]至e[p,N]中至少有部分數目個預設修正值會先呈一第一增減趨勢變化(例如單調遞減或嚴格遞減)，再呈一第二增減趨勢變化(例如單調遞增或嚴格遞增)，且該第一增減趨勢與該第二增減趨勢相反。若初始信噪特徵值SNRi[k]的偏移較大，校正電路30(圖1)要選用一個數值較小預設修正值e[p,n]作為對應修正值r[k]，才能用乘法器32將較大的初始信噪特徵值SNRi[k]乘為較小的修正信噪特徵值SNRc[k]。因此，隨預設信噪特徵值SNRt[1]變大為SNRt[N]，至少有部分數目個預設修正值e[p,n]會先由大變小(漸減)，再由小變大(漸增)。

在上述表格與圖7的範例中，隨著預設調製設定MS[1]至MS[P]在單位時間內攜載的比特數由小至大排列，在關連於同一預設信噪特徵值SNRt[n]且屬於不同預設調製設定的預設修正值e[1,n]至e[P,n]中，至少有部分數目個會呈現 漸減的趨勢。舉例而言，在同一預設信噪特徵值SNRt[12]下，預設修正值e[1,12]至e[8,12]是呈漸減趨勢。類似地，在同一預設信噪特徵值SNRt[21]下，預設修正值e[1,21]至e[8,21]是呈漸減趨勢。如圖5所示，在同一真實信噪特徵值SNR0(例如值h1)下，單位時間內攜載比特數較多的預設調製設定MS[p1](如曲線708的4096QAM)會比比特數較少的預設調製設定MS[p2](如曲線706的256QAM)更遠離真實信噪特徵值SNR0，故單位時間內攜載比特數較多的預設調製設定MS[p1]需要數值較小的預設信噪特徵值e[p1,n]以便在乘算時做較多的下修。延續上述表格與圖7，請參考圖8，其所示意的是未校正的初始信噪特徵值SNRi[k]與校正後的修正信噪特徵值SNRc[k]，其橫軸為接收電路20接收時的真實信噪特徵值SNR0(可為對數座標，單位為分貝)，縱軸則代表初始信噪特徵值SNRi[k]或修正信噪特徵值SNRc[k]的值。若接收電路20是依據探測封包(sounding packet)的接收來估計信噪特徵值，則該信噪特徵值對真實信噪特徵值SNR0的變化關係可由曲線1000示意；由於探測封包的內容是接收電路20可預先得知的，故曲線1000可代表信噪特徵值估計的理想情形。相對地，若接收電路20是依據資料訊框(data frame)的接收來估計出初始信噪特徵值SNRi[k]，則初始信噪特徵值SNRi[k]對真實信噪特徵值SNR0的關係可由曲線1001代表；由於資料訊框中的數字信息是接收電路20無法預先得知的，故初始信噪特徵值SNRi[k]會錯誤地被高估，使曲線1001較為偏離曲線1000。相較的下，曲線1002示意的則是經校正電路30補償後的修正信噪特徵值SNRc[k]對真實信噪特徵值SNR0的關係；由圖8可看出，相較於曲線1001的初始信噪特徵值，曲線1002的修正信噪特徵值會十分趨近曲線1000，代表校正電路30的確能修正被錯估的初始信噪特徵值，使修正信噪特徵值能趨近理想情形。

請再度參考圖1。在先進的現代化網絡系統中，可依據接收電路20估計的信噪特徵值來適應性地調整信號發射及/或接收的運作。接收電路20中的應用電路36即可依據修正信噪特徵值SNRc[1]至SNRc[K]來輔助上述的適應性運作。舉例而言，應用電路36可包括一比特負載設定電路38，耦接校正電路30，用以依據各載波s1[k]的修正信噪特徵值SNRc[k]更新各載波s0[k]的對應調製設定ms[k]，對k＝1至K。更新後的對應調製設定ms[k]可由一回授信號s4回 授至發射電路10，而發射電路10便可依據更新後的對應調製設定ms[k]在各載波s0[k]上攜載後續數字信息。舉例而言，假設發射電路10先採用某一預設調製設定MS[p1]作為載波s0[k]的對應調製設定ms[k]，若接收電路20在接收後得出數值較佳(較高)的修正信噪特徵值SNRc[k]，代表信道12在當下的信息傳輸情況良好，故比特負載設定電路38可回授通知發射電路10，使發射電路10改採另一預設調製設定MS[p2]作為載波s0[k]的對應調製設定ms[k]；其中，預設調製設定MS[p2]在單位時間內攜載的比特數(即比特負載)可高於先前採用的預設調製設定MS[p1]。如此，便能有效地增加信息傳輸的流量(throughput)。舉例而言，接收電路20可向發射電路10回授一頻調圖譜(tone-map)，其可描述載波s0[1]至s0[K]應採用的對應調製設定ms[1]至ms[K]。

相對地，若接收電路20在接收後得出數值較差(較低)的修正信噪特徵值SNRc[k]，代表信道12在當下的信息傳輸情況不佳，故比特負載設定電路38可回授通知發射電路10，使發射電路10可以沿用先前預設調製設定MS[p1]，或改採另一預設調製設定MS[p3]，以作為載波s0[k]的對應調製設定ms[k]；其中，預設調製設定MS[p3]的比特負載可低於先前採用的預設調製設定MS[p1]。如此，便能避免高噪聲影響數字資料傳輸的正確性。

不過，上述適應性運作的前提是接收電路30估計的信噪特徵值必須接近真實信噪特徵值；若接收電路30估計出的信噪特徵值與真實信噪特徵值的差異過大，網絡系統依據估計信噪特徵值所進行的適應性運作反而會影響網絡系統的正確運作。舉例而言，若應用電路36中的比特負載設定電路38依據的是初始信噪特徵值SNRi[k]而非修正信噪特徵值SNRc[k]，由於初始信噪特徵值SNRi[k]會比較為樂觀而高於真實信噪特徵值，故比特負載設定電路38會誤使發射電路10改採比特負載較高的調製設定以增加信息傳輸的流量；雖信息傳輸流量高，但錯誤率也會較高，因為接收電路20真正接收到的信號s1[k]其實已經受到高噪聲的幹擾，能正確有效傳遞的信息量反而減少。

不限於適應性比特負載特性，接收電路20估計的信噪特徵值還可用於其他先進功能，像是軟比特(soft-bit)解碼、軟決策(soft-decision)解碼、適應性調製與編碼(AMC，adaptive modulation and coding)、渦輪(turbo)解碼及 /或動態功率控制等；這些先進功能都需要優良的信噪特徵值估計才能正確有效地運作。經本發明校正電路30修正後的修正信噪特徵值SNRc[k]正可滿足這些先進功能所需；對應地，圖1中應用電路36也可包括支援上述先進功能的電路，例如說是軟比特解碼電路(未圖示)等，其可耦接校正電路30，以運用校正電路30產生的修正信噪特徵值SNRc[k]。

延續圖1，請參考圖9，其所示意的是依據本發明一範例的流程1200；圖1中的接收電路20可實施流程1200以修正信噪特徵值估計。流程1200的主要步驟可描述如下。

步驟1202：由接收電路20中的均衡器24依據一接收信號s1提供一均衡信號s2。其中，接收信號s1包含K(大於等於1)個載波s1[1]至s1[K]，並於各載波s1[k]上依據一對應調製設定ms[k]攜載對應數字信息；對應調製設定ms[k]則是由P(大於等於1)個預設調製設定MS[1]至MS[P]中所選出。均衡器24可對各載波s1[k]進行均衡運作，以產生均衡信號s2中的載波s2[k]。

步驟1204：由截剪器26進行一截剪步驟，以由該均衡信號s2中判讀各載波s1[k]攜載的數字信息smb[k]，並據以提供一截剪信號s3，其包括載波s3[1]至s3[K]。舉例而言，若載波s2[k]的對應調製設定ms[k]符合預設調製設定MS[p]，則截剪器26可採用圖3所示的決策區間劃分D[p]，以依據載波s2[k]在散射圖上的位置判斷出其座落的決策區間d[p,i,q]，並將載波s2[k]攜載的數字信息smb[k]判讀為關連星座點c[p,i,q]所對應的預設信息SMB[p,i,q]，以反映於載波s3[k]。如前面討論過的(如圖3)，截剪器26採用的決策區間劃分D[p]可以是固定邊界的決策區間劃分。

步驟1206：由估計電路28進行一估計步驟，以依據均衡信號s2與截剪信號s3的差異為各載波s1[k]提供一初始信噪特徵值SNRi[k]。舉例而言，若截剪器26將載波s2[k]判讀為星座點c[p,i,q]，估計電路28可依據載波s2[k]與星座點c[p,i,q]間的散射圖差異向量估計出初始信噪特徵值SNRi[k]。

步驟1208：由校正電路30進行一校正步驟，以依據各載波s1[k]的初始信噪特徵值SNRi[k]的數值提供一對應修正值r[k]，並依據各載波s1[k]的對應修正值r[k]修正各載波s1[k]的初始信噪特徵值SNRi[k]，以便為各載波s1[k]產生一修正信噪特徵值SNRc[k]。舉例而言。可由查表電路34為各預設調製設定 MS[p]儲存N(大於1)個預設修正值e[p,1]至e[p,N]，並依據各載波s1[k]的對應調製設定ms[k]、各載波s1[k]的初始信噪特徵值SNR[k]與各預設調製設定MS[1]至MS[P]的預設修正值e[1,1]至e[P,N]而為各載波s1[k]提供對應修正值r[k]；並且，由乘法器32將各載波s1[k]的初始信噪特徵值SNRi[k]乘以各載波s1[k]的對應修正值r[k]，據以產生各載波s1[k]的修正信噪特徵值SNRc[k]。其中，各預設調製設定MS[p]的各預設修正值e[p,n]是關連於N個預設信噪特徵值SNRt[1]至SNRt[N]的其中之一SNRt[n]。

當查表電路34為各載波s1[k]提供對應修正值r[k]時，是由預設調製設定MS[1]至MS[P]中找出與對應調製設定ms[k]相符合的預設調製設定MS[p]，並由預設信噪特徵值SNRt[1]至SNRt[N]中尋得一個與各載波s1[k]的初始信噪特徵值SNRi[k]最接近的預設信噪特徵值SNRt[n]，以在預設調製設定MS[p]的預設修正值e[p,1]至e[p,N]中將預設信噪特徵值SNRt[n]所關連的預設修正值e[p,n]作為各載波s1[k]的對應修正值r[k]。

流程1200可用硬體、軟體、固件或三者的任意組合來實施。舉例而言，步驟1208可用硬體的校正電路30實施，查表電路34可包括靜態隨機存取存儲器(SRAM)以儲存表格800(圖6)；或者，步驟1208可由處理器(未圖示)執行軟體及/或固件來實施，並以動態隨機存取存儲器(DRAM)儲存表格800。

總結來說，本發明可改善(修正)接收端對信噪特徵值的估計；例如，接收端會因截剪器的硬決策運作而錯誤地高估信噪特徵值，而本發明技術則可適當地將高估的初始信噪特徵值下修為較為正確的修正信噪特徵值，使網絡系統能依據修正信噪特徵值來正確地判斷通信(例如信道)狀況，並正確地進行適應性的收發調整，例如說是調整各載波的比特負載設定。

雖然本發明已以較佳實施例揭示如上，然其並非用以限定本發明，任何本領域技術人員，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的修改和完善，因此本發明的保護範圍當以權利要求書所界定的為準。