物理幀中前導符號的生成方法與流程

2023-05-21 10:04:16

技術領域

本發明涉及無線廣播通信技術領域，特別涉及一種物理幀中前導符號的生成方法。

背景技術：

通常為了使OFDM系統的接收端能正確解調出發送端所發送的數據，OFDM系統必須實現發送端和接收端之間準確可靠的時間同步。同時，由於OFDM系統對載波的頻偏非常敏感，OFDM系統的接收端還需要提供準確高效的載波頻譜估計方法，以對載波頻偏進行精確的估計和糾正。

目前，OFDM系統中實現發送端和接收端時間同步的方法基本是基於前導符號來實現的。前導符號是OFDM系統的發送端和接收端都已知的符號序列，前導符號做為物理幀的開始(命名為P1符號)，P1符號在每個物理幀內只出現一次，它標誌了該物理幀的開始。P1符號的用途包括有：

1)使接收端快速地檢測以確定信道中傳輸的是否為期望接收的信號；

2)提供基本傳輸參數(例如FFT點數、幀類型信息等)，以使接收端可以進行後續接收處理；

3)檢測出初始載波頻偏和定時誤差，進行補償後達到頻率和定時同步。

DVB_T2標準中提出了基於CAB時域結構的P1符號設計，較好地實現了上述功能。但是，在低複雜度接收算法上仍然有一些局限。例如，在1024、542、或者482個符號的長多徑信道時，利用CAB結構進行定時粗同步會發生較大偏差，導致頻域上估計載波整數倍頻偏出現錯誤。另外，在複雜頻率選擇性衰落信道時，DBPSK差分解碼也可能會失效。而且，由於DVB_T2時域結構中沒有循環前綴，若和需要進行信道估計的頻域結構組合，將造成其頻域信道估計性能嚴重下降的問題。

技術實現要素：

本發明解決的問題是目前DVB_T2標準及其他標準中，DVB_T2時域結構中沒有循環前綴，不能適用於相干檢測，而且前導符號在複雜頻率選擇性衰落信道下低複雜度接收算法檢測出現失敗概率的問題。

為解決上述問題，本發明實施例提供了一種物理幀中前導符號的生成方法，包括如下步驟：對預定長度的頻域OFDM符號作離散傅立葉反變換以得到時域OFDM符號；確定循環前綴長度；從所述時域OFDM符號後部截取所述循環前綴長度的部分時域OFDM符號作為循環前綴；根據該部分時域OFDM符號生成調製信號；基於所述循環前綴、所述時域OFDM符號和所述調製信號生成前導符號。

可選的，所述確定循環前綴長度包括：根據無線廣播通信系統需要對抗的多徑長度來確定循環前綴長度。

可選的，根據該部分時域OFDM符號生成調製信號包括：設置一個頻移序列；將該部分時域OFDM符號乘以該頻移序列以得到所述調製信號。

可選的，所述基於所述循環前綴、所述時域OFDM符號和所述調製信號生成前導符號包括：將所述循環前綴拼接在所述時域OFDM符號的前部作為保護間隔，並將所述調製信號拼接在所述OFDM符號的後部作為調製頻偏序列以生成前導符號。

可選的，在所述對預定長度的頻域OFDM符號作離散傅立葉反變換以得到時域OFDM符號之前還包括如下步驟：在頻域上分別生成固定序列和信令序列；將固定序列和信令序列填充至有效子載波上，且所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯排列；在所述有效子載波兩側分別填充零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號。

可選的，所述固定序列為複數序列，且該複數序列中各個複數的模為1。

可選的，該複數序列中第n個複數為n＝0,1,...349；其中，ωn的取值依順序從左往右按行排列如下表所示：

可選的，在頻域上生成信令序列包括如下步驟：生成基準序列；對該基準序列進行循環移位以生成信令序列。

可選的，所述基準序列表示為：n＝0～349；對所述基準序列進行循環移位後生成的信令序列表示為：其中ki為移位值，如下表所示：

可選的，所述固定序列的長度與所述信令序列的長度相等，且該長度小於所述預定長度的1/2。

可選的，在所述有效子載波兩側分別填充零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號包括：在所述有效子載波兩側分別填充等長度的零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號。

可選的，每側填充的零序列子載波的長度大於臨界長度值，該臨界長度值由系統採樣率、符號率和預定長度來確定。

可選的，所述預定長度為1024。

可選的，所述循環前綴長度為512。

與現有技術相比，本發明技術方案具有以下有益效果：

根據本發明實施例提供的物理幀中前導符號的生成方法，根據不同的信道環境確定循環前綴長度，並從時域OFDM符號後部截取所述循環前綴長度的部分時域OFDM符號作為循環前綴，從而解決了頻域信道估計性能下降的問題。並且利用該部分時域OFDM符號生成調製信號，使得生成的前導符號具有良好的小頻偏和定時同步性能。

進一步地，在生成頻域OFDM符號的過程中，將固定序列和信令序列以奇偶交錯的方式填充至有效子載波上，通過這樣特定的頻域結構設計，其中固定序列可以作為物理幀中的導頻，從而便於接收端對接收到的物理幀中前導符號進行解碼解調。

而且，由於固定序列採用複數序列，該複數序列中各個複數的模為1，這樣使得後續生成的前導符號具有較低的峰值平均功率比(Peak to Average Power Ratio，PAPR)，且提高了接收端檢測前導符號的成功概率。

更進一步地，利用時域OFDM符號的調製信號與時域OFDM符號的結構(作為前導符號)保證了在接收端利用延遲相關可以得到明顯的峰值。並且，在生成該前導符號過程中，設計時域OFDM符號的調製信號可以避免接收端受到連續波幹擾或者單頻幹擾，或者出現與調製信號長度等長的多徑信道，或者接收信號中保護間隔長度和調製信號的長度相同時出現誤檢測峰值。

附圖說明

圖1是本發明的一種物理幀中前導符號的生成方法的具體實施方式的流程示意圖；

圖2是本發明的一種物理幀中前導符號的生成方法中頻域OFDM符號的生成方法的流程示意圖；

圖3是利用圖2所示的頻域OFDM符號的生成方法所生成的頻域OFDM符號的頻域載波分布示意圖。

具體實施方式

發明人發現目前DVB_T2標準及其他標準中，DVB_T2時域結構中沒有循環前綴，而且前導符號在頻率選擇性衰落信道下低複雜度接收算法檢測出現失敗概率的問題。

針對上述問題，發明人經過研究，提供了一種物理幀中前導符號的生成方法。解決了頻域信道估計性能下降的問題，並且利用該部分時域OFDM符號生成調製信號，使得生成的前導符號具有良好的小頻偏和定時同步性能。進一步地，保證了載波頻率偏差在-500kHz至500kHz範圍內接收端仍可以處理接收信號。

為使本發明的上述目的、特徵和優點能夠更為明顯易懂，下面結合附圖對本發明的具體實施方式做詳細的說明。

如圖1所示的是本發明的一種物理幀中前導符號的生成方法的具體實施方式的流程示意圖。參考圖1，物理幀中前導符號的生成方法包括如下步驟：

步驟S14：對預定長度的頻域OFDM符號作離散傅立葉反變換以得到時域OFDM符號；

步驟S15：確定循環前綴長度；

步驟S16：從所述時域OFDM符號後部截取所述循環前綴長度的部分時域OFDM符號作為循環前綴；

步驟S17：根據該部分時域OFDM符號生成調製信號；

步驟S18：基於所述循環前綴、所述時域OFDM符號和所述調製信號生成前導符號。

需要說明的是，在生成前導符號過程中，對於如何生成頻域OFDM符號的方式並不做限定。在實踐中，本領域技術人員可以採用現有技術生成頻域OFDM符號。

在本發明實施例中，發明人經過研究，提供了一種頻域OFDM符號的生成方法。如圖2所示的是本發明的一種物理幀中前導符號的生成方法中頻域OFDM符號的生成方法的流程示意圖。參考圖2，頻域OFDM符號的生成方法包括如下步驟：

步驟S11：在頻域上分別生成固定序列和信令序列；

步驟S12：將固定序列和信令序列填充至有效子載波上，且所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯排列；

步驟S13：在所述有效子載波兩側分別填充零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號。

具體來說，如步驟S11所述，在頻域上分別生成固定序列和信令序列。其中，所述固定序列包括接收端可用來做載波頻率同步和定時同步的相關信息、所述信令序列包括各個基本傳輸參數。

本實施例中，所述固定序列為複數序列，且該複數序列中各個複數的模為1。所述信令序列用來傳送P個比特的信息(例如各種信令)，共有2P個可能，每種可能被映射到一個長度為M的信令序列。序列組有2P個序列，且彼此之間不相關，同時與已知的固定序列也不相關。

如步驟S12所述，將所述固定序列和信令序列填充至有效子載波上，且所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯排列。

在一個優選的實施方式中，所述固定序列的長度與所述信令序列的長度相等，且該長度小於所述預定長度的1/2。其中，所述預定長度為1024，但實際應用中也可以根據系統需求而改變。

以預定長度為1024為例，設固定序列的長度為N(即承載固定序列的有效子載波的個數為N)、信令序列的長度為M(即承載信令序列的有效子載波的個數為M)，在本實施例中，M＝N。在其他實施例中，N也可以略大於M。

所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯排列，即固定序列填充至偶子載波(或奇子載波)位置上，相應地，信令序列填充至奇子載波(或偶子載波)位置上，從而在頻域的有效子載波上呈現固定序列和信令序列奇偶交錯排列的分布狀態。需要說明的是，當固定序列和信令序列的長度不一致時(例如M>N)，可以通過補零序列子載波的方式來實現固定序列和信令序列奇偶交錯排列。

如步驟S13所述，在所述有效子載波兩側分別填充零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號。

在優選的實施方式中，本步驟包括：在所述有效子載波兩側分別填充等長度的零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號。

沿用以預定長度為1024的例子，零序列子載波的長度的G＝1024-M-N，兩側填充(1024-M-N)/2個零序列子載波。

進一步地，為了保證在載波頻率偏差在-500kHz至500kHz範圍內接收端仍可以處理接收信號，(1024-M-N)/2的值通常大於臨界長度值(設為TH)，該臨界長度值由系統符號率和預定長度來確定。例如，預定長度為1024，7.61M 的系統符號率，9.14M的採樣率，則例如，M＝N＝350，則G＝324，兩側各填充162個零序列子載波。

因此，預定長度(1024個)的子載波(即頻域OFDM符號)P1_X0,P1_X1,…,P1_X1023由以下方式填充生成：

其中，所處的奇偶位置可以互換。

如圖3所示的是利用圖2所示的頻域OFDM符號的生成方法所生成的頻域OFDM符號的頻域載波分布示意圖。

採用本發明實施例所述的物理幀中前導符號的生成方法中頻域OFDM符號的生成方法，針對上述步驟S11，發明人經過研究得到一種在頻域上生成固定序列和信令的序列的具體實施方式。

沿用以預定長度為1024、所述固定序列的長度與所述信令序列的長度相等(都為350)的例子。

具體地，所述固定序列為複數序列，該複數序列中各個複數的模為1。例如，該複數序列中第n個複數為n＝0,1,...349；其中，ωn的取值依順序從左往右按行排列如下表所示：

其中，第一行是n為0～9對應ωn的取值、第二行是n為10～19對應ωn的取值、以此類推，第35行是n為340～349對應ωn的取值。

信令序列，用來傳送P個(例如P＝8)比特的信息，共有28個可能，每種可能被映射到一個長度為350的信令序列。

具體地，在頻域上生成信令序列包括如下步驟：

1)生成基準序列；

2)對該基準序列進行循環移位以生成信令序列。

其中，所述基準序列為部分Zadoff-Chu序列。例如，該基準序列可以表示為：

對所述基準序列進行循環移位後生成的信令序列表示為：其中ki為移位值，如下表所示：

在其他實施例中，可選擇傳輸該256個序列中的8個(對應P為3)，16個(對應P為4)，32個(對應P為5)，64個(對應P為6)，128個(對應P為7)和256個(對應P為8)來傳輸滿足系統需求的P個比特的信令，並且P的值越小，選擇出的序列子集的峰值平均功率比(PAPR)將越低。

最後，預定長度(1024個)的子載波(即頻域OFDM符號)P1_X0,P1_X1,…,P1_X1023由以下方式填充生成：

其中所放奇偶位置可以互換。

繼續參考圖1，如步驟S14所述，對預定長度的頻域OFDM符號作離散傅立葉反變換以得到時域OFDM符號。

本步驟所述的離散傅立葉反變換是常用的將頻域信號轉換成時域信號的方式，在此不予贅述。

P1_Xi作離散傅立葉反變換後得到時域OFDM符號：

如步驟S15所述，確定循環前綴長度。

與現有技術不同，在本實施例中，需要在時域OFDM符號前添加循環前綴(CP)，無線廣播通信系統可以根據不同的信道環境來確定該循環前綴長度(設為Ncp)。例如，可以根據無線廣播通信系統需要對抗的多徑長度來確定循環前綴長度。也就是說，在生成前導符號時，無線廣播通信系統已能確定該前導符號所需要對抗的多徑長度，並以此確定循環前綴。

如步驟S16所述，從所述時域OFDM符號後部截取所述循環前綴長度的部分時域OFDM符號作為循環前綴。

在本實施例中，以所述預定長度為1024為例，所述循環前綴長度為512。也就是說，在本步驟中，截取該時域OFDM符號的後半部分(長度為512)作為循環前綴，從而解決了頻域信道估計性能下降的問題。

如步驟S17所述，根據該部分時域OFDM符號生成調製信號。

具體地，本步驟包括：

1)設置一個頻移序列；

2)將該部分時域OFDM符號乘以該頻移序列以得到所述調製信號。

例如，設該頻移序列為其中fSH＝1/(1024T)。M(t)也可以被設計成其他序列，如m序列或一些簡化的窗序列等。

該部分時域OFDM符號的調製信號為P1_B(t)，P1_B(t)是通過該部分時域OFDM符號乘以頻移序列M(t)得到，即P1_B(t)為：

如步驟S18所述，基於所述循環前綴、所述時域OFDM符號和所述調製信號生成前導符號。

具體地，將所述循環前綴拼接在所述時域OFDM符號的前部作為保護間隔，並將所述調製信號拼接在所述OFDM符號的後部作為調製頻偏序列以生成前導符號。

例如，前導符號可以根據採用如下時域表達式：

其中，Ncp為512。

在其他實施例中，若所述預定長度取其他數值(即不是1024)，則上述P1(t) 公式中的1024將改成相應的數值(即與預定長度一致)，而Ncp也可以改成其他數值，優選地，Ncp為所述預定長度的一半。

綜上所述，本技術方案解決了頻域信道估計性能下降的問題，並且利用該部分時域OFDM符號生成調製信號，使得生成的前導符號具有良好的小頻偏和定時同步性能。進一步地，保證了載波頻率偏差在-500kHz至500kHz範圍內接收端仍可以處理接收信號。

本發明雖然已以較佳實施例公開如上，但其並不是用來限定本發明，任何本領域技術人員在不脫離本發明的精神和範圍內，都可以利用上述揭示的方法和技術內容對本發明技術方案做出可能的變動和修改，因此，凡是未脫離本發明技術方案的內容，依據本發明的技術實質對以上實施例所作的任何簡單修改、等同變化及修飾，均屬於本發明技術方案的保護範圍。