一種採用SiC功率管的橋式功率轉換器的柵驅動電路的製作方法

2023-05-03 06:38:17

本發明涉及橋式功率轉換器的柵驅動電路，尤其涉及一種採用SiC功率管(SiC材料的金屬-氧化物半導體場效應電晶體)的橋式功率轉換器的柵驅動電路。

背景技術：

目前，功率轉換器中的開關頻率越來越高，開關頻率的增高帶來的優點如下：①電路中的儲能器件(電感、變壓器、電容等)體積相應的減小。②整個電路的功率密度進一步增大。但是開關頻率的增大也帶了開關損耗的增加。對於柵驅動電路來說，不僅要解決由於開關頻率增大帶來的開關損耗增大的問題，同時還要解決柵驅動電路中有關次級SiC MOSFET管誤導通和直通的相關問題。

橋式轉換器的柵驅動電路傳統上都是採用耦合變壓器隔離電壓源驅動或者採用沒有隔離的諧振柵驅動電路，傳統的耦合變壓器隔離電壓源驅動的柵驅動電路雖然能夠驅動全橋轉換器，但由於其次級串聯的電阻以及SiC MOSFET管的寄生電阻上仍然會消耗大量的功率，並且這種柵驅動電路的初級驅動電路部分的功率管的開關損耗也非常大，由此便會導致這種柵驅動電路的效率比較低。而沒有隔離的諧振柵驅動電路，當其輸入電壓變高時，則需要諧振電感必須明顯的升高，這樣便使得電感的儲能增大，最終導致出現SiC MOSFET管誤觸發的現象，由此可知沒有隔離的諧振柵驅動電路並不適合全橋轉換器。所以，針對於橋式變換器的柵驅動電路，降低其開關損耗、提高其效率、降低偽觸發脈衝引起的誤導通的概率、降低SiC MOSFET管發生直通的概率並提高其穩定性十分重要。

近年來，很多的柵驅動設計方案主要集中在解決開關損耗過大的一個問題上，雖然ZVS和ZCS軟開關技術已經大量應用於全橋的轉換器中，但在實際應用中，隨著開關頻率的增大，大量的驅動損耗仍然存在並由此引起功率和可靠性降低的現象。因此，設計一款降低柵驅動電路的開關損耗、解決其功率誤導通和直通問題的柵驅動電路十分有必要。

技術實現要素：

本發明是針對現有技術存在的缺陷提供的一種採用SiC MOSFET管的橋式功率轉換器的柵驅動電路。

本發明的技術方案如下:一種採用SiC功率管的橋式功率轉換器的柵驅動電路，其中的橋式功率轉換器包括半橋和全橋功率轉換器，其特徵在於：包括初級開關電路、隔離變壓器和RCD電平移位電路，初級開關電路中的MOS管柵極控制信號由波形發生器提供，初級開關電路的輸出經過隔離變壓器輸出給RCD電平移位電路，RCD電平移位電路的輸出信號作為橋式功率轉換器中SiC功率管的柵驅動信號，驅動橋式功率轉換器橋臂中的高、低壓側SiC功率管，利用變壓器次級存在的漏感作為諧振電感與SiC功率管柵源寄生電容的諧振作用和RCD電平移位電路的電平移位，分別降低驅動損耗和SiC功率管的誤導通概率；

初級開關電路、隔離變壓器和RCD電平移位電路均包括相同結構的第一、第二兩部分電路，第一部分電路中的RCD電平移位電路的輸出信號驅動橋式功率轉換器橋臂中高壓側SiC功率管的柵極，第二部分中的RCD電平移位電路的輸出信號驅動橋式功率轉換器橋臂中低壓側SiC功率管的柵極；其中：

第一部分電路中，初級開關電路包括MOSFET管S1-S4，波形發生器Q1-Q4、電容Cr1以及電壓源VC1，電壓源VC1的正極連接MOSFET管S1的漏極和MOSFET管S2的漏極，電壓源VC1的負極連接MOSFET管S3的源極和MOSFET管S4的源極並接地，MOSFET管S1的源極連接MOSFET管S3的漏極，MOSFET管S2的源極連接MOSFET管S4的漏極，MOSFET管S1-S4的柵極控制信號分別由對應的波形發生器Q1-Q4提供，波形發生器Q1-Q4的正極分別連接對應的MOSFET管S1-S4的柵極，波形發生器Q1-Q4的負極分別連接對應的MOSFET管S1-S4的源極，MOSFET管S1的源極和MOSFET管S3的漏極連接電容Cr1的一端；隔離變壓器T1初級繞組的同名端連接電容Cr1的另一端，隔離變壓器T1初級繞組異名端連接MOSFET管S2的源極和MOSFET管S4的漏極，隔離變壓器T1次級繞組同名端連接作為諧振電感的漏感Lr1的一端；RCD電平移位電路包括電阻R1和R4，電容C3和C6以及二極體D1，電阻R1與電容C3並聯後的一端連接隔離變壓器T1次級繞組的異名端，電阻R1與電容C3並聯後的另一端連接二極體D1的陽極和功率轉換器中一個橋臂的高壓側SiC功率管源極及低壓側SiC功率管漏極，二極體D1的陰極連接電阻R4與電容C6並聯後的一端，電阻R4與電容C6並聯後的另一端連接隔離變壓器T1次級繞組漏感Lr1的另一端並作為柵驅動信號的輸出端，驅動橋式功率轉換器中一個橋臂高壓側SiC功率管的柵極；

第二部分電路中，初級開關電路包括MOSFET管S5-S8，波形發生器Q5-Q8、電容Cr2以及電壓源VC1，電壓源VC1的正極連接MOSFET管S5的漏極和MOSFET管S6的漏極，電壓源VC1的負極連接MOSFET管S7的源極和MOSFET管S8的源極並接地，MOSFET管S5的源極連接MOSFET管S7的漏極，MOSFET管S6的源極連接MOSFET管S8的漏極，MOSFET管S5-S8的柵極控制信號分別由對應的波形發生器Q5-Q8提供，波形發生器Q5-Q8的正極分別連接相應的MOSFET管S5-S8的柵極，波形發生器Q5-Q8的負極分別連接相應的MOSFET管S5-S8的源極，MOSFET管S5的源極和MOSFET管S7的漏極連接電容Cr2的一端；隔離變壓器T2初級繞組的同名端連接電容Cr2的另一端，隔離變壓器T2初級繞組的異名端連接MOSFET管S6的源極和MOSFET管S8的漏極，隔離變壓器T2次級繞組的同名端連接作為諧振電感的漏感Lr2的一端；RCD電平移位電路包括電阻R2和R3，電容C4和C5以及二極體D2，電阻R2與電容C4並聯後的一端連接隔離變壓器T2次級繞組異名端，電阻R2與電容C4並聯後的另一端連接二極體D2的陽極和功率轉換器中同一橋臂的低壓側SiC功率管源極並接地，二極體D2的陰極連接電阻R3與電容C5並聯後的一端，電阻R3與電容C5並聯後的另一端連接隔離變壓器T2次級繞組漏感Lr2的另一端並作為柵驅動信號的輸出端，驅動橋式功率轉換器同一橋臂低壓側SiC功率管的柵極。

如果橋式功率轉換器採用的是全橋變換器，則設置兩個相同的第一部分電路和兩個相同的第二部分電路，分別驅動全橋變換器兩個橋臂中的高、低壓側SiC功率管。

本發明具有如下優點和效果：

1)適用於所有的橋式變換器，利用隔離變壓器的隔離作用和次級諧振電感與SiC MOSFET管寄生電容的諧振作用，通過相應的控制算法可使得初級驅動電路的功率管實現ZVS(零電壓開關)導通和ZVS關斷，從而大大減小了驅動電路的驅動損耗，進而提高了本發明電路的效率。

2)利用隔離變壓器可以提供一個負的驅動電壓從而避免次級SiC MOSFET管的誤觸發，同時在次級串接了RCD(電阻電容二極體式)電平移位電路有助於更好地防止產生誤觸發脈衝引起SiC MOSFET管發生誤導通現象，提高了本柵驅動電路的可靠性。

3)將耦合隔離變壓器分開，分別單獨用各自的隔離變壓器代替，初級驅動電路的兩個部分均由四個功率管構成並且相應部分的功率管開關的狀況分開設置，分別來驅動次級的SiC MOSFET管，這樣可以減弱SiC MOSFET管的直通現象，進一步提高本柵驅動電路的穩定性。

附圖說明

圖1是本發明整體結構原理框圖；

圖2是對應圖1的本發明電路圖；

圖3是對應圖2的本發明實施電路圖；

圖4是初級開關電路開關管開關信號波形圖；

圖5a是耦合隔離變壓器未分開時的原理

圖5b是次級側驅動信號波形圖。

圖6是本發明次級側驅動信號波形圖；

圖7是本發明RCD電平移位電路兩側波形圖；

圖8是開關頻率與柵驅動損耗的關係對比圖；

圖9是柵極電荷與柵驅動損耗的關係對比圖。

具體實施方式

下面結合附圖給出的實施例對發明的技術方案進行詳細說明，實施例中的橋式功率轉換器採用的是同步BUCK電路,將同步BUCK整流電路作為半橋測試載體。

同步BUCK電路包括高、低壓側SiC功率管S9和S10、電壓源VC2、電感L4、輸出電容C7以及柵極驅動電阻R5和R6，高壓側SiC功率管S9的漏極連接電壓源VC2的負極，電壓源VC2的正極連接輸出電容C7的一端並接地，輸出電容C7的另一端通過電感L4連接第一部分RCD電平移位電路中的二極體D1的陽極並且二極體D1的陽極與S9的源極和S10的漏極相連,，SiC功率管S9通過驅動電阻R5連接第一部分RCD電平移位電路中電阻R4與電容C6並聯後與隔離變壓器T1次級繞組漏感Lr1的連接端，SiC功率管S10通過驅動電阻R6連接第二部分RCD電平移位電路中電阻R3與電容C5並聯後與隔離變壓器T2次級繞組漏感Lr2的連接端。同步BUCK電路5的輸出電容C7以及下管S10接地。初級驅動電路1的上下兩個部分依次串接對應部分的隔離變壓器2、次級諧振電感3、RCD電平移位電路4，形成兩個分立的驅動電路分別驅動同步BUCK電路的S9和S10。

如圖1所示，本發明採用SiC功率管的橋式功率轉換器的柵驅動電路，包括有初級開關電路1、隔離變壓器2、次級諧振電感3、RCD電平移位電路4和被驅動的同步BUCK電路5，其中初級開關電路1的兩個部分分別串接隔離變壓器2、次級諧振電感3和RCD電平移位電路4。

如圖2所示，初級驅動電路1由上下同結構的兩個部分組成，每個部分包括有：4個MOSFET管、4個波形發生器、1個電壓源。MOSFET管S1-S4、波形發生器Q1-Q4和電壓源VC1構成了部分一，電壓源VC1的正極接S1的漏極同時接S2的漏極，電壓源VC1的負極接S3和S4的源極並接地，S1的源極串接S3的漏極，S2的源極串接S4的漏極，S1和S3的串接並上S2和S4的串接，S1-S4的柵極驅動信號分別由對應的Q1-Q4波形發生器提供。MOSFET管S5-S8、波形發生器Q5-Q8和電壓源VC1構成了部分二，部分二的電路結構與部分一相同。隔離變壓器2由分立的兩個變壓器T1和T2組成，隔離變壓器T1初級側的上端連接電容Cr1的右端，電容Cr1的左端連接到S1的源極和S2的漏極之間，隔離變壓器T1初級側的下端連接到S2的源極和S4的漏極之間，隔離變壓器T2與初級驅動電路1部分二的連接方式與上述相同。次級諧振電感3由分立的兩個漏感Lr1和Lr2組成，Lr1和Lr2分別串接隔離變壓器T1和T2次級線圈的上端。RCD電平移位電路4包括上下兩個同結構的部分，每個部分包括有：3個電阻、2個電容、1個二極體。電容C3和C6、電阻R1，R4、二極體D1構成了RCD電平移位電路4的上部分，C6和R4並聯同時RC並聯的下端與二極體D1陰極連接，R1和C3並聯同時該RC並聯左端與隔離變壓器T1次級線圈下端連接，二極體D1的陽極與R1和C3的並聯端右側相連，柵驅動電阻R5左端連接R4和C6並聯電路的上端，R5的右端連接同步BUCK電路5中SiC MOSFET管S9的柵極。電容C4和C5、電阻R2，R3、二極體D2構成了RCD電平移位電路4的下部分，下部分與隔離變壓器T2以及BUCK同步電路的連接方式與上述上部分相同。需要說明的是，圖中兩個隔離變壓器T1和T2的初級和次級都存在漏感，本發明是利用次級的漏感Lr1和Lr2作為次級諧振電感3分別與S9和S10的柵源間寄生電容產生諧振。圖中漏感Lr1和Lr2分別示出在T1的同名端和T2的異名端串聯連接只是一種示例，實際上漏感Lr1和Lr2是寄生參數並不是實體電感，所以漏感Lr1和Lr2也可以示出在T1的異名端和T2的同名端串聯連接。

上述初級開關電路1、隔離變壓器2、次級諧振電感3、RCD電平移位電路4構成了基本的SiC MOSFET管的諧振柵驅動電路結構。其具體地工作原理如下：

S1-S8為驅動開關，其中S1-S4為S9的驅動開關，S5-S8為S10的驅動開關，S1-S4的驅動開關的工作過程與S5-S8的驅動開關的工作過程類似，如圖4所示，在[t0-t1]時間段，S2和S3導通，此時電壓UAB被鉗位在-VC。由於隔離變壓器的變比為1:1，此時在變壓器次級側電壓也為-VC，此時S10導通，S9關斷，在t1時刻，此時初次級諧振電路發生諧振，初級側和次級側電流為0，此時S2管零電壓關斷，S4管零電壓開通，在t2時刻，次級上部分電壓達到VC，此時S9導通，S10關斷,此時驅動開關S3零電壓關斷，S1零電壓開通，在[t2-t3]時刻，UAB電壓鉗位在VC，則次級電壓也維持在VC，在t3時刻，發生諧振，S1零電壓關斷，S2零電壓開通。利用這種控制策略可以實現初級驅動電路開關管的ZVS導通和ZVS關斷，從而降低初級驅動電路開關管的開關損耗，提高本柵驅動電路的效率。本發明中在次級側串接了RCD電平移位電路，使得SiC MOSFET管的觸發脈衝變為不對稱觸發脈衝，該電路可降低次級SiC MOSFET管誤導通的概率。

1)隔離變壓器2，起到一個隔離變壓以及初次級傳遞能量的作用。

2)次級諧振電感3是與次級SiC MOSFET管的柵源極寄生電容形成諧振。

3)RCD電平移位電路4利用分壓原理來實現次級輸出驅動信號的電平移位，降低偽觸發脈衝誤導通SiC MOSFET管和自震蕩的概率。提高柵驅動的可靠性。

4)初級驅動電路採用兩部分，並分別配置一個隔離變壓器的原因主要是為了降低次級側功率管S9和S10驅動信號發生重疊最終導致直通的概率，提高整個柵驅動電路的可靠性。

本發明工作過程如下：

本發明中，次級側的兩個SiC MOSFET管分立開來驅動，採用了兩路控制電路，這樣可以避免次級側的兩個功率管發生直通的現象。提高了該柵驅動電路的穩定性。

下面以圖3為例，描述本發明：

參數及說明如下：

Vc1＝10V，Vc2＝20V，Lr1＝Lr2＝53nH，R1＝R2＝R3＝R4＝180kΩ，R5＝R6＝2.2Ω,，Cr1＝Cr2＝C3＝C4＝C5＝C6＝0.1uF，實例中用BUCK同步電路來仿真測試應證。

如圖4所示為驅動開關的開關信號波形圖，由圖可見通過相應的控制策略可在死區時間使得驅動開關實現ZVS開通和ZVS關斷。

如圖5所示為本發明圖2電路中耦合隔離變壓器初級電路未分開時的原理圖(圖5a)以及次級驅動信號波形圖(圖5b)，發現其驅動信號存在比較嚴重的交疊現象。

如圖6所示為本發明柵驅動電路次級驅動信號的波形圖，其驅動信號交疊現象減弱。

如圖7所示為RCD電平移位電路兩側的波形圖，加入RCD電平移位電路後驅動信號有明顯的電平移位，其驅動波形由對稱的波形變為不對稱的波形。

如圖8所示為本發明和傳統的柵驅動電路的驅動開關管損耗隨開關頻率變化的一個對比折線圖，本發明的驅動開關的損耗明顯比傳統的柵驅動開關損耗要低的多，大大提高柵驅動電路的效率。

如圖9所示為本發明和傳統的柵驅動電路的驅動開關管損耗隨柵極電荷變化的一個對比，同樣，本發明的驅動開關管的損耗明顯比傳統柵驅動開關損耗要低的多，大大提高了柵驅動電路的效率。