射頻可變增益放大器的製作方法

2023-11-11 05:32:47

專利名稱：射頻可變增益放大器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一种放大器，特別是涉及一種可變增益放大器。
背景技術：
寬帶碼分多址(wideband code division multiple access，WCDMA)技術的挑戰在於需要一個超過74分貝(dB)增益調整範圍的準確的線性對分貝(linear-to-dB)增益控制。圖1a、1b所示為一般寬帶碼分多址發射機常用的兩種系統架構直接轉換模式100，兩階轉換模式150。相對於兩階轉換模式150，直接轉換模式100對於旁帶抑制(sideband rejection)和省電的觀點提供較好的解決方法。混波器的輸出包括欲獲得的信號和不欲獲得的旁帶信號。然而，對於提高準確性和拓寬調整範圍的增益控制需求，阻礙了直接轉換模式的普及性。考慮圖1a中的直接轉換模式100，其可提供一90分貝的增益控制範圍。由基頻可變增益低通濾波器102來接收IQ基頻輸入，藉由局部振蕩器(Local Oscillator，LO)所產生的射頻信號在射頻調製混波器104、106進行調製後，通過射頻可變增益放大器(RF variable gainamplifier，RF VGA)108。通常由IQ基頻低通濾波器102和射頻可變增益放大器108兩者來共同分攤增益控制。由於受限於組件隔離效應(isolation)，射頻可變增益放大器108的最大增益控制範圍約為30分貝。因此，至少有60分貝的增益控制必須被分配給低通濾波器102。為了在最小增益設定達到-20dBc(相對於載波的分貝)載波電平，IQ混波器106需要非常精確的局部振蕩器的信號洩漏(leakage)要求，即局部振蕩器必須擁有至少80分貝的局部振蕩器抑制。可使用載波洩漏校準技術以達到所述的要求，然而大多數的載波洩漏校準技術需要非常精準且靈敏的射頻檢測器(detector)和複雜的數位訊號處理器(digital signal processor，DSP)，使得直接轉換模式較不被大眾接受。
圖1b示出了傳統的中頻可變增益放大器(intermediate frequencyvariable gain amplifier，IF VGA)，其可提供額外的增益控制和較精準的增益調控，來減少IQ低通濾波器的高增益控制。此外，藉由外部的濾波也可解決局部振蕩器信號洩漏的問題。如圖1b所示，由基頻可變增益低通濾波器154來接收IQ基頻輸入，藉由局部振蕩器所產生的中頻信號在IF調製混波器156、158進行調製，然後通過中頻可變增益放大器160。接著，負責上轉換射頻信號的混波器162開始對混有射頻的第一階信號進行第二階的轉換，然後第二階轉換信號通過射頻可變增益放大器164。圖2示出了IQ基頻輸入信號分別在射頻混波器162之前後的節點X與節點Y的示意圖，其中，標號202所指示的箭頭代表載波，標號204所指示的三角形代表信號，而標號206所指示的梯形代表表面聲波放大器(SAW filter)。在中頻可變增益放大器之後的X節點，信號204和載波202的比例取決於放大器的增益，而且在通過中頻混波器162之後，局部振蕩器的中頻信號的抑制維持相同的衰減量。由於局部振蕩器的信號抑制代表信號和載波洩漏的差異，而射頻混波器162之後的射頻可變增益放大器對信號和載波洩漏均衰減相同的量，所以會維持相同的局部振蕩器的信號抑制。例如可變增益放大器增益＝-10dB，信號＝10dBm，載波＝-10dBm；無可變增益放大器 局部振蕩器的信號抑制＝10dBm-(-10dBm，載波)＝20dB可變增益放大器置 局部振蕩器的信號抑制＝10dBm-10dB(受到可變增益放於混波器之前 大器影響)-(-10dBm，載波)＝10dBm可變增益放大器置 局部振蕩器的信號抑制＝10dBm-10dB(受到可變增益放於混波器之後 大器影響)-[(-10dBm，載波)-10dB(受到可變增益放大器影響)]＝20dB因為信號和載波都被可變增益放大器衰減，可變增益放大器置於混波器之後的結果與無可變增益放大器的情況相同。
射頻混波器162採用一用以分離中頻信號IF的局部振蕩器產生的射頻LO信號，假如混波器的頻率為中頻信號IF的頻率，則射頻混波器162輸出將為LO+IF和LO-IF。選用足夠頻寬的中頻信號IF(例如400MHz)，可在功率放大器之前使用外部的表面聲波放大器移除射頻LO信號。所有的增益控制可分配給中頻可變增益放大器，但是需要射頻驅動器來得到低噪聲性能。因此，在實際應用上，要調整橫跨3級(低通濾波器、中頻可變增益放大器和射頻可變增益放大器)的可變增益分配是相當困難的。
另外兩種常用的可變增益拓樸結構(topologies)為跨導線性(translinear)單元(圖3)和電流引導(current steering)電路(圖4)。然而，這兩種拓樸結構在高頻隔離方面的性能較差。當放大器的可變增益調整範圍為90分貝時，隔離是一個重要的考慮。因此，至少90分貝的隔離對於發射機整體電路而言是必要的。典型高頻裝置的反向隔離(reverse isolation)約30分貝，由於所述隔離條件的限制，使得在高頻電路中應用圖3、4電路的機會不大。
因此，本發明主要針對射頻可變增益放大器，在不增加隔離問題之下，能得到精準的線性增益調整範圍。

發明內容
有鑑於此，本發明提供一種互補式金屬氧化物半導體的射頻可變增益放大器，其具有擴大的線性調整範圍。可變增益放大器使用由兩串迭電晶體和兩增益電晶體所組成的寬振幅串迭鏡，且所述增益電晶體工作在飽和區。所述兩串迭電晶體的電流彼此追隨，且所述兩增益電晶體的電流彼此追隨。
在本發明一實施例中，提供具有一線性調整增益的放大器電路。放大器包括一第一增益電晶體、一第二增益電晶體、一電流鏡電路、一第一串迭電晶體，和一第二串迭電晶體。所述第一增益電晶體包括一柵極端、一第一端以及一第二端。所述第二增益電晶體包括一柵極端、一第一端以及一第二端。所述電流鏡電路用以接收一控制電流當作輸入，且輸出一第一參考電流至所述第一增益電晶體，以控制所述第一增益電晶體的所述柵極端與所述第一增益電晶體的所述第一端之間的電壓差。所述電流鏡電路還用以輸出一第二參考電流至所述第二增益電晶體，以控制所述第二增益電晶體的所述柵極端與所述第二增益電晶體的所述第一端之間的電壓差。所述第一串迭電晶體包括一第一端和一第二端。所述第一串迭電晶體在所述第二端產生一第一輸出電流，所述第一串迭電晶體的所述第一端耦接於所述第一增益電晶體的所述第二端。所述第二串迭電晶體包括一第一端和一第二端。所述第二串迭電晶體在所述第二端產生一第二輸出電流，所述第二串迭電晶體的所述第一端耦接於所述第二增益電晶體的所述第二端。所述第一輸出電流和所述第二輸出電流為依據所述線性調整增益的控制電流的函數。
在本發明另一實施例中，提供一種射頻可變增益放大器電路，能線性控制一輸出增益電流。所述射頻可變增益放大器包括一線性電壓對電流轉換器，用以線性轉換一控制電壓成一分貝電流；一電流控制電路，用以分割所述分貝電流成一第一控制電流以及一第二控制電流；以及一放大器電路，用以根據所述第一控制電流以及所述第二控制電流輸出所述輸出增益電流。所述分貝電流以及所述控制電壓為線性比例，且所述分貝電流等於所述第一控制電流以及所述第二控制電流的一差異。
再者，在本發明另一實施例中提供一種方法，用以線性控制一輸出增益電流。所述方法的步驟包括線性轉換一控制電壓成一分貝電流、轉變所述分貝電流成一第一控制電流以及一第二控制電流，以及根據所述差異，輸出所述輸出增益電流。所述分貝電流以及所述控制電壓為線性比例，且所述分貝電流等於所述第一控制電流以及所述第二控制電流的一差異。


圖1a示出了一階寬帶碼分多址發射機架構。
圖1b示出了兩階寬帶碼分多址發射機架構。
圖2示出了兩階寬帶碼分多址發射機中不同節點的信號。
圖3示出了跨導線性架構。
圖4示出了電流引導架構。
圖5示出了射頻信號可變增益控制方塊圖。
圖6示出了增益和控制電流的關係圖。
圖7示出了理想增益控制和非理想增益控制的增益控制比較圖。
圖8示出了根據本發明一實施例的射頻可變增益放大器架構。
圖9示出了在不同溫度和製造過程下，射頻可變增益放大器的gm對Ictrl關係圖。
圖10示出了根據本發明另一實施例的射頻可變增益放大器架構。
圖11示出了本發明兩實施例的gm對Ictrl關係圖。
圖12示出了線性對分貝的電壓對電流轉換器。
圖13示出了使用電流倍增和與絕對溫度成比例的電路的溫度補償電路。
圖14示出了具有溫度補償的線性對分貝的電壓對電流轉換器。
附圖符號說明100～直接轉換模式架構
102～基頻可變增益低通濾波器104、106～射頻調製混波器108～射頻可變增益放大器150～兩階轉換模式架構154～基頻可變增益低通濾波器156、158～中頻調製混波器160～中頻可變增益放大器162～射頻上轉換混波器164～射頻可變增益放大器202～載波204～信號502～第一放大器504～第二放大器506～線性電壓對電流轉換器C1、C2～電容Ictrlp～第一控制電流Ictrlm～第二控制電流IdB～分貝電流Ioutm～第一輸出電流Ioutp～第二輸出電流Iref、IREF～參考電流M1、M2～增益電晶體M3、M4～串迭電晶體M5～第一鏡射(mirror)電晶體M6～第二鏡射電晶體M7～第三鏡射電晶體M8～參考電晶體M11、M22～PMOSOP1、OP2、OP3～運算放大器Q1、Q2～VNPN電晶體R1、R2、R11、R22～電阻
RREF～參考電阻Vctrl～控制電壓Vinp～第一輸入電壓Vinm～第二輸入電壓具體實施方式
為使本發明的所述和其它目的、特徵、和優點能更明顯易懂，下文特舉出較佳實施例，並結合附圖詳細說明如下。
實施例本發明介紹一種互補式金屬氧化物半導體的射頻可變增益放大器，可在2GHz提供精準的線性增益控制範圍，且不受溫度變化影響。射頻可變增益放大器主要由三種電路組成操作在2GHz且提供超過65分貝增益調整範圍(允許15分貝工藝範圍(process margin))的核心可變增益放大器電路單元、提供控制電流來調整核心可變增益放大器單元的線性電流控制電路，和具有線性對分貝特性的電壓對電流轉換器(liner-in-dB voltage-to-currentconverter，LDB)。互補式金屬氧化物半導體的射頻可變增益放大器電路可使用垂直雙極性電晶體(vertical bipolar transistor)作為寬帶碼分多址技術的應用，而輕易實現線性對分貝函數的功能，再者，由於射頻可變增益放大器位於混波器階段之後，因此可直接使用直接轉換架構。
圖5示出了射頻可變增益放大器的總方塊圖，其中線性轉換器506接收一控制電壓和一參考電流，並輸出一分貝電流(decibel current)。通過線性函數的轉換特性，將控制電壓線性地變換成分貝電流。分貝電流輸入至電流控制電路，且電流控制電路產生兩控制電流。轉換分貝電流並分割成兩控制電流；分貝電流是參考電流和控制電壓的一函數。兩控制電流分別被輸入至兩放大器502、504。放大器502、504分別接收兩輸入電壓和一控制電流，並輸出兩輸出電流。圖8及圖10示出了放大器502、504的詳細說明。藉由並聯兩相同放大器502、504，射頻可變增益放大器不需依靠裝置反向隔離即可提供必要的隔離。在射頻應用上，使用負差動對應(negative differentialcounterpart)，讓任一前饋(feed-forward)信號在輸出被抵消是可實行的。根據此拓撲，射頻可變增益放大器的輸出為iout＝(gm1-gm2)Vin(1)
兩放大器502、504的跨導分別為gm1和gm2，gm為電流函數。
就隔離而言，圖5示出了本發明的電路拓撲優於跨導線性單元(圖3)和電流引導電路(圖4)。無論如何，本發明所提及的射頻可變增益放大器不需依靠裝置反向隔離即可提供必要的隔離。有人認為任一前饋信號可在輸出被負差動對應大量地抵消，然而基於(a)輸入信號並非絕對完美地差動，以及(b)電路裝置的反向隔絕取決於偏壓(bias)的兩個理由，差動洩漏信號無法完全被抵消。然而，相對於其它兩種電路拓撲(圖3、圖4)，本發明所披露的電路拓撲能提供較佳的隔離性能。
由方程式(1)得知，射頻可變增益放大器根據兩放大器之間的gm差異執行增益控制。然而，與雙極性電晶體不同，金屬氧化物半導體場效應電晶體(metal-oxide semiconductor field-effect transistor，MOSFET)的gm是由平方律(square law)決定gm=2KpIctrl---(2)]]>其中，kp為一常數kp=nCoxWL---(3)]]>其中，μn為移動率，Cox為每單位面積的柵極氧化(gate oxide)電容，而W/L為MOSFET的寬長比。控制電流Ictrlp和Ictrlm為Ictrlp-Ictrlm＝IdB(4)最大及最小增益發生在Ictrlp＝IdB；Ictrlm＝0 (最大增益)Ictrlp＝Ictrlm＝0.5IdB(最小增益)圖6示出了增益與控制電流的關係曲線。為了達到線性增益，gm對I必須是線性關係以控制增益。假如可變增益放大器是由方程式(1)、(2)所構成，而非使用gm與電流為線性比例的雙極性電晶體，將導致其平方根關係具有如圖7所示的增益控制偏差。在圖7中，可用線性控制範圍約為對應於50％增益處的70％。因此，可用線性控制範圍減少30％，且浪費一半的增益。然而，由於在射頻信號放大部份浪費許多增益而造成不被接受的高耗電量，其不適合使用於移動式射頻電路。
使用電流鏡(current mirror)偏壓架構可解決可用增益和調整範圍減少的問題。圖8示出了串迭放大器，其中M1、M2為增益電晶體，M3、M4為串迭電晶體，M5為接成二極體形式的金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)且提供鏡射參考電流給電晶體M1、M2。電晶體M3、M4分別與電晶體M1、M2構成串迭架構。電晶體M1和M2的柵極分別經由電阻R2及R1連接到電晶體M5。電晶體M1和M2也分別經由電容C1及C2連接到Vinp和Vinm。電阻R1和R2為交流電路部分(AC block)，而電容C1和C2為直流電路部分(DC block)。從圖8中的X點經由直流和交流透視看到接成二極體形式的電晶體M5阻抗為Zx=Vgs5Ictrl=1gm5---(5)]]>其中，Vgs5是介於電晶體M5中柵極和源極的電壓，而Ictrl可用Vgs5來表示為Ictrl＝Kp(Vgs5-Vth)2(6)其中，Vth為電晶體M5的臨界電壓(threshold voltage)。由於Ictrl，Vgs5的靈敏度為dVgs5dIctrl=12kp(Vgs5-Vth)---(7)]]>假如kp趨近於無限大，則Vgs5可視為常數。由方程式(5)得到gm對I線性關係為gm5＝k1Ictrl(8)其中，k1為常數1/Vgs5。假如電晶體M1、M2與M5追隨，則增益電晶體M1和M2的gm為gm1＝gm2＝ngm5＝nk1Ictrl(9)其中，n為電晶體M1、M2與M5之間的手指比例(finger ratio)數。手指比例對應尺寸比例，換言之，金屬氧化物半導體場效應電晶體的尺寸可表示為n×(W/L)。當兩電晶體彼此追隨(track)，假如第一電晶體的寬度對長度比為第二電晶體的寬度對長度比的五倍，則第一電晶體的電流為第二電晶體的電流的五倍。為了滿足kp趨近於無限大的假設，可選用具有大寬度對長度比例、最小柵極長度Lmin和薄柵極氧化(大Cox)的電晶體作為組成增益電晶體的電晶體M1及M2以達到射頻信號的增益。以上這些條件使kp增加至最大值，而有效近似於方程式(8)的結果。圖9示出了已證實的模擬結果。
圖8所顯示的電路可增加線性控制範圍，但仍有其限制存在。圖9示出了在溫度和工藝角落(process corners)變化下，量測電晶體M5的gm對I曲線圖。標號902、904、906分別指向各種不同工藝角落變化與溫度的曲線。
方程式(9)假設電晶體M1、M2與M5相互追隨。然而，由於方程式(10)所示的通道調製，使用Lmin組件進行追隨便可能產生問題。
Ictrl＝kp(Vgs-Vth)2(1+λVds) (10)其中，λ為與通道長度成反比的通道調製指數，而Vds為漏極和源極之間的電壓。由方程式(10)明顯得知，對簡訊道組件追隨而言，Vgs與Vds這兩個參數對於準確的電流鏡射具有同樣的重要性。
為了使電晶體M1、M2與M5在Vgs與Vds這兩個參數上彼此追隨，放大器可利用串迭電晶體(M3、M4)組成如圖10所示的寬振幅串迭電流鏡。在圖10電路中，電晶體M1和M3保持相同串迭排列，而電晶體M2和M4也保持相同的串迭排列。另一串迭電晶體M6與電晶體M5組成另一串迭排列。電晶體M3、M4和M6的柵極共同耦接在一起，且電連接到接成二極體形式的電晶體M8。採用電晶體M6來決定電晶體M5的Vds。電晶體M1、M2和M5三者有相同的柵極長度與電流密度。而電晶體M3、M4、M6和M8四者有相同的柵極長度與電流密度。因為追隨的緣故，串迭電晶體M3、M4和M6尺寸是成比例的，為了得到Ictrl，三電晶體的Vgs也將會是相同的。只要電晶體M3、M4、M6和M8在飽和區間工作，則電晶體M1、M2和M5的Vds也會相同。電晶體M7是用來使電晶體M6在飽和區工作，且IREF×RREF定義了電晶體M1、M2和M5的Vds以確保飽和運作。在低電壓操作時，可將電晶體M8、電流IREF和電阻RREF移除，而將VREF直接連接到Vdd。
在圖10所示的電路中接收兩控制電流Ictrlp和Ictrlm以及兩輸入電壓Vinp和Vinm，並且輸出兩輸出電流Ioutm和Ioutp。其中，一直流偏壓電流被鏡射到兩增益電晶體M1和M2。
圖11示出了寬振幅串迭偏壓優於電流鏡偏壓的模擬結果。其中，標號1102所指示為電流鏡偏壓，標號1104所指示為電流鏡偏壓的可用範圍，標號1106所指示為寬振幅串迭偏壓，而標號1108所指示為寬振幅串迭偏壓的可用範圍。串迭偏壓的可用調整範圍至少為電流鏡偏壓的五倍以上。值得注意的是，在低控制電流Ictrl範圍中，因為Vds小(電晶體M5的Vgs＝Vds)，所以串迭偏壓和電流鏡偏壓的特性相同。
在圖5中，線性對分貝的電壓對電流轉換器506接收一外部輸入控制電壓Vctrl和輸出一對數刻度控制電流IdB為IdB=IrefekLDBVctrl---(11)]]>其中，參數kLDB為轉換器的增益斜率(gain slope)。
可使用垂直NPN雙極性電晶體來產生指數函數，因為其組成為Ic=ISeVbe/VT---(12)]]>其中，Ic為集極電流(collector current)，IS為飽和電流，Vbe為基極-射極電壓(base emitter voltage)，而熱電壓(thermal voltage)VT為VT=kTq---(13)]]>其中，k為波次曼常數(Boltzmann’s constant)，T代表溫度而q為單位電荷常數(charge constant)。
圖12示出了由電流鏡拓撲所組成的轉換器。OP1、OP2和OP3為運算放大器(operational amplifier)，Q1和Q2為垂直NPN電晶體，而M11和M22為PMOS。輸出控制電流為IdB=ISe(Vbe1+V)/VT---(14)]]>其中，因為運算放大器OP2的輸出為模擬接地，所以ΔT為Iadd×R22的壓降。使PMOS M11和M22相同，則Iadd可由Vctrl/R11決定，因此V=VctrlR22R1---(15)]]>將方程式(15)代回方程式(14)，可得IdB=ISexp(Vbe1VT+R22R11VctrlVT)]]>(16)=Irefexp(R22R11VctrlVT)]]>對應到方程式(11)IdB=IrefeKLDBVctrl]]>則可得參數kLDB為kLDB=R22VTR11---(17)]]>複製Vctrl至運算放大器OP1的正輸入端，且該正輸入端電連接至電阻R11；運算放大器OP2、OP3為單位增益(unity gain)緩衝器，可補償垂直PNP電晶體的低β值。
必須注意的是，參數kLDB受到溫度影響，但是在寬帶碼分多址系統中，自動增益控制(automatic gain control，AGC)所需的參數kLDB需為不受溫度影響的常數。將參數kLDB、Vctrl代入方程式(16)，重新表示其指數部分為kLDBVctrl=R22R11VctrlVT=IaddR22VT---(18)]]>因此，藉由Iadd與溫度成比例，可補償溫度相依性(temperaturedependency)。將Iadd乘以與絕對溫度成比例(proportional to absolutetemperature，PTAT)的電流(如圖13電路所顯示)即可實現。此溫度補償電流IaddT為IaddT=IaddIPTATIBG---(19)]]>其中，IBG為與溫度無關的能隙電流(band-gap current)。圖13中的IPTAT為IPTAT＝kPTATVT(20)其中，與溫度無關的參數kPTAT為kPTAT=1Rln(Jc2Jc1)---(21)]]>其中，Jc1和Jc2分別為電晶體Q1和Q2的電流密度。置換方程式(18)的IaddT，可得kLDBVctrl=IaddTR22VT=IaddkPTATVTIBGR22VT]]>=IaddkPTATR22IBG]]>此結果表示與溫度無關。最後，溫度補償線性轉換器電路如圖14所示，其參數kLDB為kLDB=R22kPTATR11IBG---(22)]]>溫度補償線性轉換器電路的仿真結果顯示，其目標Vctrl調整範圍由0.4V到1.4V，且目標Ictrl輸出由1μA到100μA。從溫度0℃到120℃，全部的斜率變化(slope variation)只有2分貝(±1分貝)。但是，假如電路操作在40℃以下，則變化會降低到6分貝。這是因為溫度由120℃到40℃時，β下降三倍以上。因此，在末端低溫下，VGA的準確性將降低。
本發明雖以較佳實施例披露如上，然其並非用以限定本發明的範圍，本領域的技術人員在不脫離本發明的精神和範圍之前提下可做若干的更動與潤飾。雖然，本發明是採用金屬氧化物半導體場效應電晶體來說明，但仍可使用其它型式電晶體來實施本發明。本發明所敘述的各個電晶體，可為n型或p型電晶體的任何一種。雖然，本發明的動機在於針對寬帶碼分多址系統計劃的發展上所面對到的問題，本領域的技術人可同樣應用本發明在全域移動通信系統(Global System for Mobile communication，GSM)、無線區域網路(Wireless Local Area Network，WLAN)，和其它方面的應用上，線性對分貝控制對於所述領域為重要的技術。此外，雖然於本發明及其範圍使用特殊術語，這些術語只被用來當作上位化以及觀念性的描述，然其並非用以限定本發明及其範圍。雖然，本發明的要素可能被描述或主張成單數個，除非明確指定單數的限制，否則多數是可預期的。
權利要求
1.一种放大器電路，其具有一線性調整增益，包括一第一增益電晶體，包括一柵極端、一第一端以及一第二端；一第二增益電晶體，包括一柵極端、一第一端以及一第二端；一電流鏡電路，用以接收一控制電流當作輸入，且輸出一第一參考電流至所述第一增益電晶體，以控制所述第一增益電晶體的所述柵極端與所述第一增益電晶體的所述第一端之間的電壓差，以及輸出一第二參考電流至所述第二增益電晶體，以控制所述第二增益電晶體的所述柵極端與所述第二增益電晶體的所述第一端之間的電壓差；一第一串迭電晶體，包括一第一端和一第二端，所述第一串迭電晶體在所述第二端產生一第一輸出電流，所述第一串迭電晶體的所述第一端耦接於所述第一增益電晶體的所述第二端；以及一第二串迭電晶體，包括一第一端和一第二端，所述第二串迭電晶體在所述第二端產生一第二輸出電流，所述第二串迭電晶體的所述第一端耦接於所述第二增益電晶體的所述第二端；其中，所述第一輸出電流和所述第二輸出電流為依據所述線性調整增益的控制電流的函數。
2.如權利要求1所述的放大器電路，其中，所述電流鏡電路還包括一鏡射電晶體，包括一柵極端和一第一端，其中，所述鏡射電晶體的所述柵極端耦接於所述第一增益電晶體的所述柵極端以及所述第二增益電晶體的所述柵極端，所述鏡射電晶體的所述柵極端耦接於所述鏡射電晶體的所述第一端。
3.如權利要求1所述的放大器電路，其中，所述電流鏡電路還包括一第一鏡射電晶體，包括一柵極端、一第一端以及一第二端；一第二鏡射電晶體，包括一柵極端、一第一端以及一第二端；一第三鏡射電晶體，包括一柵極端、一第一端以及一第二端；其中，所述第一鏡射電晶體的所述柵極端耦接於所述第一增益電晶體的所述柵極端、所述第二增益電晶體的所述柵極端，以及所述第三鏡射電晶體的所述第一端，所述第一鏡射電晶體的所述第二端耦接於所述第二鏡射電晶體的所述第一端，以及所述第三鏡射電晶體的所述柵極端耦接於所述第二鏡射電晶體的所述第二端。
4.如權利要求3所述的放大器電路，還包括一參考電晶體，包括一柵極端、一第一端以及一第二端，其中，所述參考電晶體的所述柵極端耦接於所述第二鏡射電晶體的所述柵極端、所述第一串迭電晶體的所述柵極端、所述第二串迭電晶體的所述柵極端，以及所述參考電晶體的所述漏極端，所述參考電晶體的所述第二端用以接收一參考電流；以及一參考電阻，耦接於所述參考電晶體的所述第一端。
5.如權利要求1-4所述的放大器電路，其中，所述各電晶體是選自下列群組之一，包括一n型電晶體，其中，所述各電晶體的所述第一端為所述n型電晶體的源極端，以及所述各電晶體的所述第二端為所述n型電晶體的漏極端；以及一p型電晶體，其中，所述各電晶體的所述第一端為所述p型電晶體的漏極端，以及所述各電晶體的所述第二端為所述p型電晶體的源極端。
6.一種射頻可變增益放大器電路，用以線性控制一輸出增益電流，包括一線性電壓對電流轉換器，用以線性轉換一控制電壓成一分貝電流，其中，所述分貝電流以及所述控制電壓為線性比例；一電流控制電路，用以分割所述分貝電流成一第一控制電流以及一第二控制電流，其中，所述分貝電流等於所述第一控制電流以及所述第二控制電流的一差異；以及一放大器電路，用以根據所述第一控制電流以及所述第二控制電流輸出所述輸出增益電流。
7.如權利要求6所述的射頻可變增益放大器電路，還包括一第一放大器，用以接收所述第一控制電流以及一第一輸入電壓，所述第一放大器用以根據所述差異轉換所述第一輸入電壓成一第一輸出電流；以及一第二放大器，用以接收所述第二控制電流以及一第二輸入電壓，所述第二放大器用以根據所述差異轉換所述第二輸入電壓成一第二輸出電流；其中，所述第一輸出電流以及所述第二輸出電流之間的差異與所述輸出增益電流成比例。
8.如權利要求7所述的射頻可變增益放大器電路，其中，所述第一放大器還包括一第一增益電晶體，包括一柵極端、一第一端以及一第二端，用以接收所述第一輸入電壓，其中，所述第一控制電流用以由所述第一增益電晶體的所述第二端通過至所述第一增益電晶體的所述第一端；以及一第一串迭電晶體，包括一漏極端以及一第一端，用以輸出所述第一輸出電流，其中，所述第一串迭電晶體的所述第一端耦接於所述第一增益電晶體的第二端；以及所述第二放大器還包括一第二增益電晶體，包括一柵極端、一第一端以及一第二端，用以接收所述第二輸入電壓，其中，所述第二控制電流用以由所述第二增益電晶體的所述第二端通過至所述第二增益電晶體的所述第一端；以及一第二串迭電晶體，包括一漏極端以及一第一端，用以輸出所述第二輸出電流，其中，所述第二串迭電晶體的所述第一端耦接於所述第二增益電晶體的第二端。
9.如權利要求8所述的射頻可變增益放大器電路，其中，所述第一增益電晶體以及所述第二增益電晶體形成串迭型式。
10.如權利要求6所述的射頻可變增益放大器電路，其中，所述線性電壓對電流轉換器用以接收一第一參考電流，然後以所述第一參考電流與所述控制電壓的函數，產生所述分貝電流。
11.如權利要求6-10所述的射頻可變增益放大器電路，其中，所述各電晶體是選自下列群組之一，包括一n型電晶體，其中，所述各電晶體的所述第一端為所述n型電晶體的源極端，以及所述各電晶體的所述第二端為所述n型電晶體的漏極端；以及一p型電晶體，其中，所述各電晶體的所述第一端為所述p型電晶體的漏極端，以及所述各電晶體的所述第二端為所述p型電晶體的源極端。
12.一種線性控制方法，適用於一輸出增益電流，包括線性轉換一控制電壓成一分貝電流，其中，所述分貝電流以及所述控制電壓成線性比例；轉變所述分貝電流成一第一控制電流以及一第二控制電流，其中，所述分貝電流等於所述第一控制電流以及所述第二控制電流的一差異；以及根據所述差異輸出所述輸出增益電流。
13.如權利要求12所述的線性控制方法，其中，輸出所述輸出增益電流的步驟還包括接收所述第一控制電流以及所述第二控制電流；接收一第一輸入電壓以及一第二輸入電壓；根據所述差異，轉換所述第一輸入電壓成一第一輸出電流；以及根據所述差異，轉換所述第二輸入電壓成一第二輸出電流；其中，所述第一輸出電流以及所述第二輸出電流之間的差異與所述輸出增益電流成比例。
14.如權利要求12所述的線性控制方法，其中，線性轉換一控制電壓成一分貝電流的步驟還包括接收一第一參考電流的步驟，其中，所述分貝電流為所述第一參考電流以及所述控制電壓的一函數。
15.如權利要求12所述的線性控制方法，其中，輸出所述輸出增益電流的步驟還包括鏡射一直流偏壓電流至一第一增益電晶體以及一第二增益電晶體，其中，所述直流偏壓電流與所述差異成比例；耦接於一第一串迭電晶體的第一端至所述第一增益電晶體的第二端；以及耦接於一第二串迭電晶體的第一端至所述第二增益電晶體的第二端；其中，所述第一增益電晶體的增益以及所述第二增益電晶體的增益是根據所述直流偏壓電流而決定。
16.如權利要求15所述的線性控制方法，其中，輸出所述輸出增益電流的步驟還包括接收一第二參考電流以產生一固定電壓；以及將所述第一串迭電晶體以及第二串迭電晶體工作在飽和區以擴大所述直流偏壓電流的可用調整範圍。
全文摘要
一種互補式金屬氧化物半導體(CMOS)射頻可變增益放大器，具有擴大的線性調整範圍。可變增益放大器使用由兩串迭(cascode)電晶體以及兩增益電晶體所組成的寬振幅串迭鏡(cascode mirror)。兩串迭電晶體的電流彼此追隨，且兩增益電晶體的電流彼此追隨，而增益電晶體工作在飽和區。
文檔編號H03F3/04GK1929316SQ20061014121
公開日2007年3月14日 申請日期2006年9月28日 優先權日2005年11月28日
發明者尼裡克·方, 張欽奇, 施迪民 申請人:威盛電子股份有限公司