雙流準恆包絡正交頻分復用系統中基於空閒子載波的頻偏估計及補償方法與流程

2023-12-10 07:11:37 1

本發明屬於無線通信領域，具體地說，是指一種應用於寬帶無線通信的，雙流準恆包絡正交頻分復用系統的基於空閒子載波的頻偏估計及補償技術。

背景技術：

在寬帶無線通信系統中，信息通過被調製的電磁波在空間傳輸到達接收機。由於複雜的通信環境使電磁波在空間傳輸時受到反射、漫射和散射等影響，會在接收機處產生多路不同時延和信號強度的接收信號，使通信信道具有時變的頻率選擇性衰落特性。為了有效消除寬帶通信信道的頻率選擇性衰落，多載波調製技術將寬帶信道分成多個子信道，在每個子信道上使用一個子載波進行調製，並且各子載波並行傳輸。這樣，儘管總的信道是非平坦並具有頻率選擇性的，但是每個子信道是相對平坦的。正交頻分復用(OFDM)是多載波調製技術的一種，其子載波間相互正交，具有很高的頻譜利用率；並且可以利用離散傅立葉反變換/離散傅立葉變換(IDFT/DFT)代替多載波調製和解調，並可以高效實現。但OFDM系統中發送數據的離散傅立葉逆變換(IFFT)處理，使合成信號有可能產生比較大的峰值功率，使得OFDM信號的功率峰值與均值比(PAPR)大，導致射頻放大器的功率效率較低，因此需要研究低PAPR的多載波技術，如恆包絡正交頻分復用(CE-OFDM)技術。

CE-OFDM技術可以降低PAPR，其信號具有恆定的包絡，有利於發射機採用非線性大功率功放。目前這種調製方法可通過將發送信號構建成中心共軛對稱數據後進行IDFT處理，得到純實數序列，用該序列進行相位調製得到恆包絡發送信號。但是由於共軛對稱步驟的存在，CE-OFDM系統中傳輸N個複數符號，如正交幅度調製(QAM)需要2N+2個子載波，因此其頻譜效率低於OFDM系統的50％，難以滿足寬帶通信的數據傳輸速率需求。雙流準恆包絡OFDM系統通過移相疊加的方法在發送端利用2N+2個子載波傳輸2N個複數數據符號，接收端通過泰勒級數展開的方法恢復出雙流符號，使得頻譜效率相比於CE-OFDM系統提高1倍。但由於相位調製步驟的存在，雙流準恆包絡系統中有用信息被調製在相位上，當信道存在頻偏時，頻偏與有用信息的關係是加法關係而不是OFDM中的乘法關係，引起解調信噪比的降低，導致誤碼率的提高。

技術實現要素：

本發明的目的是提供一種適合於雙流準恆包絡OFDM系統的基於空閒子載波的頻偏估計及補償方法。本發明方法利用雙流準恆包絡OFDM系統在發送端構建中心共軛對稱數據時需要預留空閒子載波的特點，以及DFT的數學原理，在接收端估計頻偏並補償。

本發明提供的雙流準恆包絡正交頻分復用系統中基於空閒子載波的頻偏估計及補償方法，在接收端進行頻偏估計及補償。設發送端的兩路發送信號依次經過QAM符號映射、共軛序列構造、IFFT和相位調製後，表示為及將信號及構造成復用信號xn後，再轉換成模擬信號發送出去，接收端接收信號經過A/D轉換後得到信號yn。yn表示如下：

其中，Δf為頻偏除以子載波間隔後的歸一化值，z為高斯白噪聲，Nifft為發送端IFFT的長度，接收端的FFT(快速傅立葉變換)長度與IFFT長度相等；A1,A2分別為兩路CE-OFDM信號的幅度，h1,h2分別為兩路CE-OFDM信號的相位調製因子；j為虛部符號。

對頻偏進行估計的過程是：

(1.1)求取信號yn的實部yR和虛部yI；

(1.2)標記時為情況1，標記時為情況2；n＝0,1,...,Nifft-1；

在情況1時，將每個樣值的虛部除以實部，求取yI/yR，再利用三角函數和差化積公式進行變換和化簡，當信噪比較高時，得到：

在情況2時，將每個樣值的實部除以虛部，求取yR/yI，再利用三角函數和差化積公式進行變換和化簡，當信噪比較高時，得到：

(1.3)對得到的yI/yR或yR/yI求角度，得到角度anglen；

情形1下，再對anglen加後做FFT，得到信號Anglek，

k＝0,1,...,Nifft-1；

情形2下，對anglen減後做FFT，得到信號Anglek：

k＝0,1,...,Nifft-1；

(1.4)根據及的值為零，得到Angle0；

在情形1下，Angle0＝π(Nifft-1)Δf；進一步估計得到頻偏

在情形2下，Angle0＝-π(Nifft-1)Δf；進一步估計得到頻偏

將得到的頻偏補償給信號yn。

本發明的雙流準恆包絡正交頻分復用系統中基於空閒子載波的頻偏估計及補償方法，相對於現有技術，其優點與積極效果在於：本方法首先通過在接收端對相位解調後的信號做FFT運算，得到包含有用信號及頻偏信息的序列；其次利用有用信號中含有空閒子載波的特性，對頻偏進行估計；最後對接收信號進行頻偏補償，再進行相位解調、FFT以及相關後續處理流程。本發明解決了由於頻偏引起的誤碼率提升問題，並且不需要引入額外的模塊，具有較低的複雜度。

附圖說明

圖1是本發明的雙流準恆包絡OFDM系統中基於空閒子載波的頻偏估計及補償方法的在發送端和接收端的處理流程圖。

具體實施方式

下面將結合附圖和實施例對本發明作進一步的詳細說明。

本發明為了解決頻偏估計及補償問題，有效抑制頻偏對系統性能的影響，提供了一種雙流準恆包絡正交頻分復用系統中基於空閒子載波的頻偏估計及補償技術(Carrier Frequency Offset Estimation and Compensation Scheme for Dual Stream Quasi-Constant Envelope OFDM System Using Null Subcarrier)。

首先說明雙流準恆包絡OFDM系統的發送流程。如圖1所示，發送的雙流比特信號依次經過QAM符號映射、共軛序列構造、IFFT和相位調製，相位調製後的第二路信號乘以相位變化因子±j，做移相處理，再與相位調製後的第一路信號疊加構成復用信號，再通過D/A轉換後輸出。標記QAM符號映射的輸入處為A處，共軛序列構造的輸入處為B處，IFFT的輸出處為C處，相位調製的輸出處為D處，進行D/A轉換的輸入處為E處。D/A表示數位訊號轉模擬信號。

雙流比特信息在A處的形式為及假設每路採用16QAM調製方式，經過QAM符號映射後，兩路信號在B處的符號形式為及k＝0,1,...,N-1，每路調製為N個QAM符號，N為正整數。每路符號按式(1)的方式構造共軛序列，其中是長度為Nifft-2-N的0序列，Nifft為IFFT的長度。在高頻子載波上補零相當於對時域序列做過採樣，不影響頻譜效率及符號持續時間。因此由式(1)可以看出，每路信號在頻域上佔用2N+2個子載波發送N個QAM符號，因此單路的頻譜效率低於OFDM技術的50％。

其中，為補零構造後的兩路共軛對稱序列，分別為的共軛信號。

假設過採樣倍數為1，則IFFT後C處的兩路信號及可由式(2)表示，此處及為時域OFDM符號。

經相位調製後D處的兩路信號及可由式(3)表示，其中A1,A2及h1,h2分別為兩路CE-OFDM信號的幅度及相位調製因子。

在雙流準恆包絡OFDM系統中，以式(4)或式(5)的方式構造E點處的復用信號xn。

可見發送信號為兩路信號的移相疊加，在頻域上佔用2N+2個子載波，發送2N個QAM符號，頻譜效率相比於單路信號提高了1倍，與OFDM的頻譜效率基本相同。由於發送信號為兩路CE-OFDM信號的疊加且每路信號的PAPR為0dB，則雙流準恆包絡OFDM系統發送信號的PAPR最高為3dB。

下面闡述本發明提出的雙流準恆包絡OFDM系統中基於子載波的頻偏估計及補償方法。如圖1所示，本發明中假設信號傳播環境為高斯白噪聲(AWGN)加頻偏(CFO)的環境。接收到的模擬信號經過A/D轉換為數位訊號，標記A/D轉換的輸出處為F處。首先對F處信號進行頻偏估計。頻偏估計中首先對信號求取反正切，標記反正切輸出處為G處，然後通過unwrap模塊進行相位解卷繞操作和FFT，標記FFT的輸出處為H處。接收端的FFT長度與發送端的IFFT長度相等。對F處的信號在進行頻偏補償，再將補償後的信號分別取實部和虛部兩路信號，依次對兩路信號進行相位解調、FFT、共軛序列反變換和QAM符號反映射，輸出最終的兩路接收比特。標記對頻偏補償後的信號取實部和虛部的輸出處為I處。A/D轉換表示模擬信號轉數位訊號。

假設發送信號經歷高斯白噪聲(AWGN)信道，並且受頻偏影響，則F處的接收信號yn可由式(6)表示。下面以式(4)中信號形式為例說明。

其中，Δf為頻偏除以子載波間隔後的歸一化值，z為高斯白噪聲。可見式(6)中信號的實部及虛部分別可由式(7)及式(8)表示。

其中，yR代表式(6)中信號的實部，yI代表式(6)中信號的虛部，zR及zI分別代表式(6)中噪聲z的實部及虛部。公式(7)和(8)中，n＝0,1,...,Nifft-1。將每個樣值的虛部除以實部，可得式(9)。

公式(9)中，n＝0,1,...,Nifft-1。

利用三角函數和差化積公式對式(9)進行變換及化簡，可得式(10)。

公式(10)中，n＝0,1,...,Nifft-1。

當信噪比較高時，式(10)可近似為式(11)。

公式(11)中，n＝0,1,...,Nifft-1。

因此，對公式(11)所示序列求角度可得G處信號anglen，如式(12)所示。

式(12)加後做FFT可得H處信號，如式(13)所示。

其中，Anglek表示FFT後的信號，k＝0,1,...,Nifft-1。由式(1)可知及的值為零，因此Angle0的值可由式(14)表示。

由此可得頻偏的估計值如式(15)所示。同理可推導式(5)中信號形式的頻偏估計過程。

由於式(10)到式(11)的近似條件為高信噪比，因此當信噪比較低時頻偏估計精度會有所下降。利用估計得到的頻偏可對接收到的原始信號進行補償，對F處經頻偏補償後的信號yn′可由式(16)表示。

假設頻偏被完美補償，即對頻偏補償後的接收信號取實部和虛部，在I處得到的兩路信號可由式(17)表示。

其中，表示取實部操作，表示取虛部操作。

對式(17)中的兩路信號分別做泰勒級數展開，可得式(18)及式(19)，如下：

可見雙流準恆包絡OFDM系統接收信號的虛部及實部中分別含有及的冪次項，可據此得到及然後完成後續相位解調、FFT、共軛序列反變換及QAM符號反映射，得到兩路比特信息。

當發送信號採用公式(5)時，則在F處的接收信號yn表示如公式(20)所示。

公式(20)所示信號的實部yR及虛部yI分別可由式(21)及式(22)表示如下：

將每個樣值的實部除以虛部(和情況1相反)可得下式：

利用三角函數和差化積公式進行變換及化簡，可得：

當信噪比較高時，可近似為

因此，對公式(25)所示序列求角度可得G處信號anglen為：

將anglen減去後做FFT可得H處信號：

其中，Anglek表示FFT後的信號，k＝0,1,...,Nifft-1。由式(1)可知及的值為零，因此Angle0的值可由式(14)表示。

由此可得頻偏的估計值如式(29)所示。

再利用頻偏對如公式(20)所示的信號yn補償，對頻偏補償後的接收信號取實部和虛部，得到兩路信號，然後，對這兩路信號繼續進行相位解調、FFT、共軛序列反變換及QAM符號反映射，得到最終兩路比特信息。