一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器的製作方法
2024-03-07 01:44:15 1
本發明涉及一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器，屬於電力電子變換器技術領域，尤其屬於隔離型直流-直流電能變換技術領域。
背景技術：
隨著環境汙染和能源匱乏問題的日益嚴重，可再生能源越來越受到人們的重視。可再生能源發電形式主要有光伏發電、風力發電、水利發電和燃料電池供電等，它們都具有輸出電壓範圍寬的特點。因此，為了能夠高效地利用可再生能源，減少能源浪費，需要一種能夠在寬輸入電壓範圍內工作的DC/DC變換器。
近年來，傳統LLC諧振變換器因效率高、功率密度高、成本低而得到了廣泛使用。它可以實現所有功率半導體器件的軟開關，降低電磁幹擾，實現高頻化。附圖1所示的傳統全橋LLC諧振變換器的電壓增益表達式如式(1)所示。文獻中的實驗結果表明，輸入電壓範圍Mrange在1.5倍左右時，傳統LLC諧振變換器整個工作範圍效率相對均衡。輸入電壓範圍越寬，變換器的激磁電感(Lm)越小，造成的環流越大，整個工作範圍的效率也就越低。因此，傳統LLC諧振變換器並不適合輸入電壓範圍過寬的場合。
式中，電感比值k＝Lm/Lr，開關頻率(fs)標一化值fn＝2πfs(LrCr)0.5，負載(Ro)標一化值Q＝π2(Lr/Cr)0.5/(8n2Ro)。
為了拓展傳統LLC諧振變換器的輸入電壓範圍，文獻「Z.Liang，R.Guo，G.Wang，A.Huang.A new wide input range high efficiency photovoltaic inverter[C].IEEE Energy Conversion Congr.and Expos.，Atlanta，USA：IEEE，2010：2937-2943」在附圖1的基礎上提出了動態調節拓撲結構的方式。當附圖1中傳統全橋LLC諧振變換器的開關管SP3處於常關、開關管SP4處於常開時，變換器將等效為圖2中的傳統半橋LLC諧振變換器。半橋LLC諧振變換器因諧振電容Cr存在直流偏置電壓0.5Uin，電壓增益只有全橋LLC諧振變換器的一半，如式(2)所示。採用這兩種工作模式(此處分別記為高增益工作模式和低增益工作模式)聯合控制後，圖1中傳統全橋LLC諧振變換器拓展後的變換器增益如圖3所示。由式(1)、式(2)和附圖3可知，該變換器在單個工作模式下的輸入電壓範圍Mrange≥2倍，才能保證兩種工作模式的增益銜接。雖然兩個工作模式的總輸入電壓範圍達到4倍以上(2Mrange)，但在單個工作模式輸入電壓範圍要至少2倍的情況下，變換器在整個工作範圍的效率並不均衡，表現並不出色。
為了進一步提升各工作點的效率，文獻「Haibing Hu，Xiang Fang，Frank Chen，Z.John Shen，Issa Batarseh.A Modified High-Efficiency LLC Converter With Two Transformers for Wide Input-Voltage Range Applications[J].IEEE Trans.Power Electron.，Apr.2013，28(4)：1946-1960」提出了如附圖4所示的雙變壓器型寬輸入範圍LLC諧振變換器。在原有的高增益或低增益工作模式的基礎上，通過第二變壓器(T2)的切入與否，雙變壓器型LLC諧振變換器總共有四種工作模式。每種工作模式輸入電壓範圍在1.5倍左右，明顯提升了整個工作範圍內的效率。但在其中兩種工作模式下，變壓器(T2)被短路，不傳輸能量，降低了磁芯利用率。在硬體構成上，副邊整流管數目較多，原邊多了短路變壓器(T2)的兩個開關管(SP5和SP6)，對應的驅動電路(如隔離光耦驅動)與主管(SP1、SP2、SP3和SP4)驅動電路(如電荷泵半橋驅動晶片)不一致，增加了硬體的複雜程度。
在諸如燃料電池供電等場合，變換器的輸入電壓範圍在2～3倍。上述兩種方案的總輸入電壓範圍設計值達到4倍，顯得過寬，又會帶來變換器的器件成本增加和效率犧牲。
技術實現要素：
本發明的目的是針對現有技術的不足，為寬輸入電壓範圍場合提供一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器。
本發明的目的是通過以下技術方案來實現的：
所述一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器由輸入源(Uin)、原邊開關網絡(10)、共用諧振電感(Lr)、第一諧振電容(Cr1)、第二諧振電容(Cr2)、第一變壓器(T1)、第二變壓器(T2)、副邊整流電路(20)、輸出濾波電容(Co)和輸出負載(Ro)構成，其中第一變壓器(T1)的原邊激磁電感值為Lm1，第二變壓器(T2)的原邊激磁電感值為Lm2；所述原邊開關網絡(10)的輸入兩端分別與輸入源(Uin)的兩端相連，原邊開關網絡(10)的輸出端b與第一諧振電容(Cr1)的一端相連，第一諧振電容(Cr1)另一端與第一變壓器(T1)原邊繞組的異名端相連，第一變壓器(T1)原邊繞組的同名端與第二變壓器(T2)原邊繞組的同名端、共用諧振電感(Lr)的一端相連，共用諧振電感(Lr)的另一端與原邊開關網絡(10)的輸出端a相連，第二變壓器(T2)原邊繞組的異名端和第二諧振電容(Cr2)的一端相連，第二諧振電容(Cr2)的另一端和原邊開關網絡(10)的輸出端c相連，第一變壓器(T1)的副邊繞組同名端和副邊整流電路(20)的輸入端d相連，副邊整流電路(20)的輸入端e和第二變壓器(T2)的副邊繞組異名端相連，第二變壓器(T2)的副邊繞組同名端和第一變壓器(T1)的副邊繞組異名端相連，副邊整流電路(20)的輸出兩端分別和輸出濾波電容(Co)兩端、輸出負載(Ro)兩端相連。
所述原邊開關網絡(10)輸出正脈衝幅值為Uin、負脈衝幅值為-Uin或0、正負脈衝寬度為50％的矩形波電壓uab和uac，且這兩個矩形波電壓的相位一致。
所述原邊開關網絡(10)為兩橋臂開關網絡，它由第一開關管(SP1)、第二開關管(SP2)、第三開關管(SP3)和第四開關管(SP4)構成，第一開關管(SP1)的漏極和第三開關管(SP3)的漏極、輸入源(Uin)的正極相連，第一開關管(SP1)的源極和第二開關管(SP2)的漏極、原邊開關網絡(10)輸出端a相連，第二開關管(SP2)的源極和第四開關管(SP4)的源極、輸入源(Uin)的負極、原邊開關網絡(10)輸出端c相連，第四開關管(SP4)的漏極和第三開關管(SP3)的源極、原邊開關網絡(10)輸出端b相連。
所述原邊開關網絡(10)為三橋臂開關網絡，它由第一開關管(SP1)、第二開關管(SP2)、第三開關管(SP3)、第四開關管(SP4)、第五開關管(SP5)和第六開關管(SP6)構成，第一開關管(SP1)的漏極和第三開關管(SP3)的漏極、第五開關管(SP5)的漏極、輸入源(Uin)的正極相連，第一開關管(SP1)的源極和第二開關管(SP2)的漏極、原邊開關網絡(10)輸出端a相連，第二開關管(SP2)的源極和第四開關管(SP4)的源極、第六開關管(SP6)的源極、輸入源(Uin)的負極相連，第四開關管(SP4)的漏極和第三開關管(SP3)的源極、原邊開關網絡(10)輸出端b相連，第六開關管(SP6)的漏極和第五開關管(SP5)的源極、原邊開關網絡(10)輸出端c相連。
所述副邊整流電路(20)為全橋整流電路，它由第一整流二極體(D1)、第二整流二極體(D2)、第三整流二極體(D3)和第四整流二極體(D4)構成，第一整流二極體(D1)的陽極和副邊整流電路(20)的輸入端d、第二整流二極體(D2)的陰極相連，第二整流二極體(D2)的陽極和第四整流二極體(D4)的陽極、輸出濾波電容(Co)的負極、輸出負載(Ro)的負極相連，第四整流二極體(D4)的陰極和副邊整流電路(20)的輸入端e、第三整流二極體(D3)的陽極相連，第三整流二極體(D3)的陰極和第一整流二極體(D1)的陰極、輸出濾波電容(Co)的正極、輸出負載(Ro)的正極相連。
所述副邊整流電路(20)為一種倍壓整流電路，它由第一整流二極體(D1)、第二整流二極體(D2)、第一倍壓整流電容(Co1)和第二倍壓整流電容(Co2)構成，第一整流二極體(D1)的陽極和副邊整流電路(20)的輸入端d、第二整流二極體(D2)的陰極相連，第二整流二極體(D2)的陽極和第二倍壓整流電容(Co2)的負極、輸出濾波電容(Co)的負極、輸出負載(Ro)的負極相連，第二倍壓整流電容(Co2)的正極和副邊整流電路(20)的輸入端e、第一倍壓整流電容(Co1)的負極相連，第一倍壓整流電容(Co1)的正極和第一整流二極體(D1)的陰極、輸出濾波電容(Co)的正極、輸出負載(Ro)的正極相連。
所述副邊整流電路(20)為另一種倍壓整流電路，它由第一整流二極體(D1)、第二整流二極體(D2)、輔助倍壓整流電容(Caux)構成，輔助倍壓整流電容(Caux)的負極和副邊整流電路(20)的輸入端d相連，輔助倍壓整流電容(Caux)的正極和第一整流二極體(D1)的陽極、第二整流二極體(D2)的陰極相連，第一整流二極體(D1)的陰極和輸出濾波電容(Co)的正極、輸出負載(Ro)的正極相連，第二整流二極體(D2)的陽極和副邊整流電路(20)的輸入端e、輸出濾波電容(Co)的負極、輸出負載(Ro)的負極相連。
本發明技術方案與既有技術方案的本質區別在於，將傳統LLC諧振腔分裂成兩條支路，兩條支路共用諧振電感，各自含有一個諧振電容和一個變壓器，兩變壓器副邊串聯，兩個變壓器一直同時工作，當其中一條支路中諧振電容直流偏置電壓為0，而另一條支路中諧振電容直流偏置電壓為0.5Uin時，變換器出現了本發明所特有的工作模式，如式(3)所示的電壓增益，是式(1)傳統全橋LLC變換器的0.75倍、式(2)傳統半橋LLC變換器的1.5倍，這可以明顯減小單個工作模式的輸入電壓範圍，優化諧振腔參數，提高變壓器利用率，降低器件成本，提升變換器的效率和功率密度，滿足寬輸入電壓範圍場合高效率和高功率密度的需求。
本發明具有如下有益效果：
(1)單個工作模式下的輸入電壓範圍明顯減小，LLC諧振腔參數得到優化，提升整個工作範圍的效率；
(2)兩個變壓器一直同時工作，利用率提高，減小體積，提升功率密度；
(3)功率半導體器件數目明顯減小，降低成本，提升功率密度；
(4)原邊開關管的驅動電路保持一致，降低成本。
附圖說明
附圖1是傳統全橋LLC諧振變換器原理圖；
附圖2是傳統半橋LLC諧振變換器原理圖；
附圖3是傳統全橋LLC諧振變換器採用高增益和低增益兩種工作模式聯合控制後的電壓增益示意圖；
附圖4是傳統雙變壓器型寬輸入範圍LLC諧振變換器原理圖；
附圖5是本發明的一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器原理圖；
附圖6是本發明原邊開關網絡(10)採用兩橋臂開關網絡、副邊整流電路(20)採用全橋整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器原理圖；
附圖7是本發明原邊開關網絡(10)採用兩橋臂開關網絡、副邊整流電路(20)採用一種倍壓整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器原理圖；
附圖8是本發明原邊開關網絡(10)採用兩橋臂開關網絡、副邊整流電路(20)採用另一種倍壓整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器原理圖；
附圖9是本發明原邊開關網絡(10)採用三橋臂開關網絡、副邊整流電路(20)採用全橋整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器原理圖；
附圖10是本發明原邊開關網絡(10)採用三橋臂開關網絡、副邊整流電路(20)採用一種倍壓整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器原理圖；
附圖11是本發明原邊開關網絡(10)採用三橋臂開關網絡、副邊整流電路(20)採用另一種倍壓整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器原理圖；
附圖12是附圖6所示變換器在低增益工作模式時原邊開關管控制策略示意圖；
附圖13是附圖6所示變換器在中增益工作模式時典型工作波形示意圖；
附圖14～16是附圖6所示變換器在附圖13中t0～t1、t1～t2、t2～t3時間段內的各模態等效電路(圖中電流方向標記為正方向)；
附圖17是附圖6所示變換器在中增益工作模式時的基波等效電路原理圖；
附圖18是附圖6所示變換器採用中增益和低增益兩種工作模式聯合控制後的電壓增益示意圖；
附圖19是附圖9所示變換器在高增益工作模式時原邊開關管控制策略示意圖；
附圖20是附圖9所示變換器採用高增益、中增益和低增益三種工作模式聯合控制後的電壓增益示意圖；
以上附圖中的符號名稱：Uin為輸入源；10為原邊開關網絡；a、b、c為原邊開關網絡(10)的三個輸出埠；20為副邊整流電路；d、e為副邊整流電路(20)的兩個輸入埠；Lr為共用諧振電感；Cr為諧振電容；Cr1為第一諧振電容；Cr2為第二諧振電容；T1為第一變壓器；T2為第二變壓器；Lm為變壓器的原邊激磁電感；Lm1為第一變壓器(T1)的原邊激磁電感；Lm2為第二變壓器(T2)的原邊激磁電感；n∶1為變壓器匝比；n1∶1或n1∶1∶1為第一變壓器(T1)的原副邊匝比；n2∶1或n2∶1∶1為第二變壓器(T2)的原副邊匝比；SP1、SP2、SP3、SP4、SP5和SP6分別為原邊第一、第二、第三、第四、第五和第六開關管；D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8分別為第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七和第八整流二極體；Co為輸出濾波電容；Co1和Co2為第一、第二倍壓整流電容；Caux為輔助倍壓整流電容；Ro為輸出負載；Uo為輸出電壓；Io為輸出電流；M為電壓增益；fn為標一化開關頻率；fnmin為最低開關頻率的標一化值；fnmax為最高開關頻率的標一化值；iLr、iLr1、iLr2分別為流過Lr、Cr1、Cr2的電流；im1、im2分別為流過Lm1、Lm2的電流；is為流過兩個變壓器副邊的電流；uLr、uCr1、uCr2分別為Lr、Cr1、Cr2兩端的電壓；uGSP1、uGSP2、uGSP3、uGSP4、uGSP5和uGSP6分別為開關管SP1、SP2、SP3、SP4、SP5和SP6的驅動電壓；uab為原邊開關網絡(10)兩個埠a、b之間的電壓，uac為兩個埠a、c之間的電壓；Uiac為正負脈衝幅值±Uin、脈衝寬度50％的方波電壓的基波分量；ILr、ILr1、ILr2、Im1、Im2、Is分別為iLr、iLr1、iLr2、im1、im2、is的基波分量；ULr、UCr1、UCr2分別為uLr、uCr1、uCr2的基波分量；t0、t1、t2、t3和t4為時間。
具體實施方式
結合附圖對本發明的技術方案進行詳細說明。
如附圖5所示，所述一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器由輸入源(Uin)、原邊開關網絡(10)、共用諧振電感(Lr)、第一諧振電容(Cr1)、第二諧振電容(Cr2)、第一變壓器(T1)、第二變壓器(T2)、副邊整流電路(20)、輸出濾波電容(Co)和輸出負載(Ro)構成，其中第一變壓器(T1)的原邊激磁電感值為Lm1，第二變壓器(T2)的原邊激磁電感值為Lm2；所述原邊開關網絡(10)的輸入兩端分別與輸入源(Uin)的兩端相連，原邊開關網絡(10)的輸出端b與第一諧振電容(Cr1)的一端相連，第一諧振電容(Cr1)另一端與第一變壓器(T1)原邊繞組的異名端相連，第一變壓器(T1)原邊繞組的同名端與第二變壓器(T2)原邊繞組的同名端、共用諧振電感(Lr)的一端相連，共用諧振電感(Lr)的另一端與原邊開關網絡(10)的輸出端a相連，第二變壓器(T2)原邊繞組的異名端和第二諧振電容(Cr2)的一端相連，第二諧振電容(Cr2)的另一端和原邊開關網絡(10)的輸出端c相連，第一變壓器(T1)的副邊繞組同名端和副邊整流電路(20)的輸入端d相連，副邊整流電路(20)的輸入端e和第二變壓器(T2)的副邊繞組異名端相連，第二變壓器(T2)的副邊繞組同名端和第一變壓器(T1)的副邊繞組異名端相連，副邊整流電路(20)的輸出兩端分別和輸出濾波電容(Co)兩端、輸出負載(Ro)兩端相連。
在本發明中，所述原邊開關網絡(10)輸出正脈衝幅值為Uin、負脈衝幅值為-Uin或0、正負脈衝寬度為50％的矩形波電壓uab和uac，且這兩個矩形波電壓的相位一致。為了實現這個目的，所述原邊開關網絡(10)可以為兩橋臂開關網絡或三橋臂開關網絡。
如附圖6、附圖7或附圖8所示，所述原邊開關網絡(10)為兩橋臂開關網絡，它由第一開關管(SP1)、第二開關管(SP2)、第三開關管(SP3)和第四開關管(SP4)構成，第一開關管(SP1)的漏極和第三開關管(SP3)的漏極、輸入源(Uin)的正極相連，第一開關管(SP1)的源極和第二開關管(SP2)的漏極、原邊開關網絡(10)輸出端a相連，第二開關管(SP2)的源極和第四開關管(SP4)的源極、輸入源(Uin)的負極、原邊開關網絡(10)輸出端c相連，第四開關管(SP4)的漏極和第三開關管(SP3)的源極、原邊開關網絡(10)輸出端b相連。
如附圖9、附圖10或附圖11所示，所述原邊開關網絡(10)為三橋臂開關網絡，它由第一開關管(SP1)、第二開關管(SP2)、第三開關管(SP3)、第四開關管(SP4)、第五開關管(SP5)和第六開關管(SP6)構成，第一開關管(SP1)的漏極和第三開關管(SP3)的漏極、第五開關管(SP5)的漏極、輸入源(Uin)的正極相連，第一開關管(SP1)的源極和第二開關管(SP2)的漏極、原邊開關網絡(10)輸出端a相連，第二開關管(SP2)的源極和第四開關管(SP4)的源極、第六開關管(SP6)的源極、輸入源(Uin)的負極相連，第四開關管(SP4)的漏極和第三開關管(SP3)的源極、原邊開關網絡(10)輸出端b相連，第六開關管(SP6)的漏極和第五開關管(SP5)的源極、原邊開關網絡(10)輸出端c相連。
如附圖6或附圖9所示，所述副邊整流電路(20)為全橋整流電路，它由第一整流二極體(D1)、第二整流二極體(D2)、第三整流二極體(D3)和第四整流二極體(D4)構成，第一整流二極體(D1)的陽極和副邊整流電路(20)的輸入端d、第二整流二極體(D2)的陰極相連，第二整流二極體(D2)的陽極和第四整流二極體(D4)的陽極、輸出濾波電容(Co)的負極、輸出負載(Ro)的負極相連，第四整流二極體(D4)的陰極和副邊整流電路(20)的輸入端e、第三整流二極體(D3)的陽極相連，第三整流二極體(D3)的陰極和第一整流二極體(D1)的陰極、輸出濾波電容(Co)的正極、輸出負載(Ro)的正極相連。
如附圖7或附圖10所示，所述副邊整流電路(20)為一種倍壓整流電路，它由第一整流二極體(D1)、第二整流二極體(D2)、第一倍壓整流電容(Co1)和第二倍壓整流電容(Co2)構成，第一整流二極體(D1)的陽極和副邊整流電路(20)的輸入端d、第二整流二極體(D2)的陰極相連，第二整流二極體(D2)的陽極和第二倍壓整流電容(Co2)的負極、輸出濾波電容(Co)的負極、輸出負載(Ro)的負極相連，第二倍壓整流電容(Co2)的正極和副邊整流電路(20)的輸入端e、第一倍壓整流電容(Co1)的負極相連，第一倍壓整流電容(Co1)的正極和第一整流二極體(D1)的陰極、輸出濾波電容(Co)的正極、輸出負載(Ro)的正極相連。
如附圖8或附圖11所示，所述副邊整流電路(20)為另一種倍壓整流電路，它由第一整流二極體(D1)、第二整流二極體(D2)、輔助倍壓整流電容(Caux)構成，輔助倍壓整流電容(Caux)的負極和副邊整流電路(20)的輸入端d相連，輔助倍壓整流電容(Caux)的正極和第一整流二極體(D1)的陽極、第二整流二極體(D2)的陰極相連，第一整流二極體(D1)的陰極和輸出濾波電容(Co)的正極、輸出負載(Ro)的正極相連，第二整流二極體(D2)的陽極和副邊整流電路(20)的輸入端e、輸出濾波電容(Co)的負極、輸出負載(Ro)的負極相連。
本發明的目的是針對寬輸入電壓範圍場合實現高效率和高功率密度的隔離直流變換，為了實現該目的，本發明採用動態調節拓撲結構的方式拓寬變換器的輸入電壓範圍。本發明將傳統LLC諧振腔分裂成兩條支路，兩條支路共用諧振電感，各自含有一個諧振電容和一個變壓器，兩變壓器副邊串聯，兩個變壓器一直同時工作，當其中一條支路中諧振電容直流偏置電壓為0，而另一條支路中諧振電容直流偏置電壓為0.5Uin時，變換器出現了本發明所特有的工作模式，如式(3)所示的電壓增益，是式(1)傳統全橋LLC變換器的0.75倍、式(2)傳統半橋LLC變換器的1.5倍，這可以明顯減小單個工作模式的輸入電壓範圍，優化諧振腔參數，提高變壓器利用率，降低器件成本，提升變換器的效率和功率密度，滿足寬輸入電壓範圍場合高效率和高功率密度的需求。
下面以附圖6所示的原邊開關網絡(10)採用兩橋臂開關網絡、副邊整流電路(20)採用全橋整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器為例，說明本發明的工作原理。附圖6中，Lm1＝Lm2＝2Lm，Cr1＝Cr2＝0.5Cr，n1＝n2＝2n。在現有文獻中，為了滿足功率需求，變換器諧振電容Cr常需多個薄膜電容並聯。因此，與現有文獻中變換器相比，附圖6中的變換器諧振電容體積不會增加。該變換器採用變頻控制，低增益工作模式和中增益工作模式下的原邊開關管控制策略分別如附圖12和附圖13所示。
在附圖12的低增益工作模式中，附圖6所示變換器原邊第三開關管(SP3)驅動uGSP3保持常關，第四開關管(SP4)驅動uGSP4保持常開，第一開關管(SP1)驅動uGSP1和第二開關管(SP2)驅動uGSP2為佔空比50％互補導通。開關網絡(10)輸出的矩形波電壓uab、uac的正脈衝幅值都為Uin、負脈衝幅值都為0、正負脈衝寬度都為50％，兩者相位一致。低增益工作模式下，該變換器可以等效為圖2中的傳統半橋LLC變換器，電壓增益如式(2)所示，此處不再作詳細描述。
附圖13給出了附圖6所示的原邊開關網絡(10)採用兩橋臂開關網絡、副邊整流電路(20)採用全橋整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器在中增益工作模式時的典型工作波形。在附圖13中，該變換器原邊第一開關管(SP1)驅動uGSP1和第四開關管(SP4)驅動uGSP4保持一致，第二開關管(SP2)驅動uGSP2和第三開關管(SP3)驅動uGSP3保持一致，uGSP1和uGSP2為佔空比50％互補導通。開關網絡(10)輸出的矩形波電壓uab正負脈衝幅值為±Uin，矩形波電壓uac正脈衝幅值為Uin、負脈衝幅值為0，uab、uac正負脈衝寬度都為50％，兩者相位一致。
t0時刻，原邊第一開關管(SP1)和原邊第四開關管(SP4)同時關斷，原邊四個開關管(SP1、SP2、SP3和SP4)都處於關斷狀態，副邊電流is為0，副邊四個整流管(D1、D2、D3和D4)都不導通，第一變壓器的激磁電感(Lm1)、第二變壓器的激磁電感(Lm2)與共用諧振電感(Lr)、第一諧振電容(Cr1)、第二諧振電容(Cr2)共同諧振，在此過程中，原邊第二開關管(SP2)和第三開關管(SP3)漏源極電壓降為0，為零電壓開通作好準備，輸出濾波電容(Co)向輸出負載(Ro)供電，t0～t1時間段內的模態等效電路如附圖14所示。
t1時刻，原邊第二開關管(SP2)和第三開關管(SP3)實現零電壓開通，第一變壓器的激磁電感(Lm1)、第二變壓器的激磁電感(Lm2)被輸出(Uo)折射到原邊的電壓反向箝位，im1、im2電流線性下降，共用諧振電感(Lr)、第一諧振電容(Cr1)、第二諧振電容(Cr2)共同諧振，輸入源(Uin)向諧振腔和負載提供能量，iLr1與im1的差值與副邊的折射電流is/n1相等，iLr2與im2的差值與副邊的折射電流is/n2相等，副邊第二整流二極體(D2)和第三整流二極體(D3)中流過電流is，與輸出濾波電容(Co)共同向輸出負載(Ro)供電，t1～t2時間段內的模態等效電路如附圖15所示。
t2時刻，諧振電流與激磁電流相等(iLr1＝im1，iLr2＝im2)，第二整流二極體(D2)和第三整流二極體(D3)實現零電流關斷，第一變壓器的激磁電感(Lm1)、第二變壓器的激磁電感(Lm2)和副邊脫開，與共用諧振電感(Lr)、第一諧振電容(Cr1)、第二諧振電容(Cr2)共同諧振，輸入源(Uin)向諧振腔存儲能量，輸出濾波電容(Co)向輸出負載(Ro)供電，t2～t3時間段內的模態等效電路如附圖16所示。
t3時刻，原邊第二開關管(SP2)和第三開關管(SP3)同時關斷，下半個開關周期開始，工作過程類似，不再重複敘述。
在附圖13的整個工作過程中，第一諧振電容(Cr1)的直流偏置電壓為0，第二諧振電容(Cr2)的直流偏置電壓為0.5Uin。附圖17是變換器在中增益工作模式下的基波等效電路，使用基波分析法推導此時的變換器電壓增益，如式(3)所示。中增益工作模式下的電壓增益是式(1)傳統全橋LLC變換器的0.75倍、式(2)傳統半橋LLC變換器的1.5倍。中增益工作模式是本發明所特有的工作模式。
採用低增益和中增益兩種工作模式聯合控制後，附圖6所示變換器的電壓增益範圍得到了明顯的擴展，如附圖18所示。由式(2)、式(3)和附圖21可知，該變換器在單個工作模式下的輸入電壓範圍Mrange≥1.5倍時，就能保證工作模式低增益工作模式和中增益工作模式的增益銜接。因此，兩個工作模式下的總輸入電壓範圍可以達到2.25倍以上(1.5Mrange)。與現有文獻中的變換器相比，附圖6所示變換器的總輸入電壓範圍在2.25倍附近時(如某些燃料電池供電場合的2.5倍輸入電壓範圍)，因單個工作模式下的輸入電壓範圍明顯變窄，效率表現較佳。
下面以附圖9所示的原邊開關網絡(10)採用三橋臂開關網絡、副邊整流電路(20)採用全橋整流電路的一種共用諧振電感型寬輸入範圍LLC諧振變換器為例，進一步說明本發明的工作原理。附圖9中，Lm1＝Lm2＝2Lm，Cr1＝Cr2＝0.5Cr，n1＝n2＝2n。該變換器採用變頻控制。與附圖6所示變換器相比，附圖9所示變換器有三種工作模式，多了一種高增益工作模式，其原邊開關管控制策略如附圖19所示。圖中，該變換器原邊第一開關管(SP1)驅動uGSP1和第四開關管(SP4)驅動uGSP4、第六開關管(SP6)驅動uGSP6保持一致，第二開關管(SP2)驅動uGSP2和第三開關管(SP3)驅動uGSP3、第五開關管(SP5)驅動uGSP5保持一致，uGSP1和uGSP2為佔空比50％互補導通。開關網絡(10)輸出的矩形波電壓uab、uac的正負脈衝幅值都為±Uin、正負脈衝寬度都為50％，兩者相位一致。高增益工作模式下，該變換器可以等效為圖1中的傳統全橋LLC變換器，電壓增益如式(1)所示，此處不再作詳細描述。
在中增益工作模式時，該變換器原邊第五開關管(SP5)驅動uGSP5保持常關，第六開關管(SP6)驅動uGSP6保持常開，第一開關管(SP1)驅動uGSP1和第四開關管(SP4)驅動uGSP4保持一致，第二開關管(SP2)驅動uGSP2和第三開關管(SP3)驅動uGSP3保持一致，uGSP1和uGSP2為佔空比50％互補導通。開關網絡(10)輸出的矩形波電壓uab正負脈衝幅值為±Uin，矩形波電壓uac正脈衝幅值為Uin、負脈衝幅值為0，uab、uac正負脈衝寬度都為50％，兩者相位一致。在中增益工作模式下，該變換器可以等效為附圖6所示的變換器，電壓增益如式(3)所示，此處不再作詳細描述。
在低增益工作模式時，該變換器原邊第三開關管(SP3)驅動uGSP3和第五開關管(SP5)驅動uGSP5保持常關，第四開關管(SP4)驅動uGSP4和第六開關管(SP6)驅動uGSP6保持常開，第一開關管(SP1)驅動uGSP1和第二開關管(SP2)驅動uGSP2為佔空比50％互補導通。開關網絡(10)輸出的矩形波電壓uab、uac的正脈衝幅值都為Uin、負脈衝幅值都為0、正負脈衝寬度都為50％，兩者相位一致。低增益工作模式下，該變換器可以等效為圖2中的傳統半橋LLC變換器，電壓增益如式(2)所示，此處不再作詳細描述。
採用三種工作模式聯合控制後，附圖9所示變換器的電壓增益範圍得到了明顯的擴展，如附圖20所示。由式(1)、式(2)、式(3)和附圖20可知，該變換器在單個工作模式下的輸入電壓範圍Mrange≥1.5倍，就能保證低增益工作模式和中增益工作模式的增益銜接。因此，三個工作模式下的輸入電壓範圍可以達到3倍以上(2Mrange)。與現有文獻中的變換器相比，附圖9所示的變換器的總輸入電壓範圍在3倍時，因單個工作模式下的輸入電壓範圍明顯變窄，效率表現較佳。
根據上述兩個實施例的描述可知，與現有文獻中的變換器相比，本發明功率半導體器件數目較少，原邊開關管的驅動電路保持一致，降低了成本；可以明顯減小單個工作模式下的輸入電壓範圍，優化諧振腔參數，提升了效率；兩個變壓器一直同時工作，提高了器件利用率，減小了體積，提升了功率密度，滿足了寬輸入電壓範圍場合高效率和高功率密度的需求。
本說明書中所描述的以上內容僅僅是對本發明所作的舉例說明。本發明所屬技術領域的技術人員可以對所描述的具體實施例做各種修改或補充或採用類似的方式替代，只要不偏離本發明說明書的內容或者超越本權利要求書所定義的範圍，均應屬於本發明的保護範圍。