一種毫米波自零差接收機
2024-04-15 06:42:05
1.本發明涉及通信技術領域，尤其涉及一種毫米波自零差接收機。
背景技術：
2.sub-6ghz頻譜資源逐漸枯竭，而毫米波通信技術因其超寬的連續可用頻譜，成為實現萬物智能與深度互聯互通、構建空天地海一體化網絡的關鍵技術之一。然而毫米波放大器較低的增益以及毫米波頻段較高的空氣中傳播路徑損耗限制了通信距離，採用多級級聯放大器的接收機或發射機能達到額定增益，這使得毫米波通信系統變得複雜且低效，尤其在需要大帶寬的高速通信系統中，這一問題更加嚴重。相控陣技術是另一種解決方案，但大規模的陣列也將帶來許多問題，如對外差接收機尤為關鍵的本振分布網絡在如此大規模的陣列中變得低效且難以設計。此外，在大規模高速互聯應用中，各終端時鐘的同步需求顯著增加了系統的複雜度。
技術實現要素：
3.為至少一定程度上解決現有技術中存在的技術問題之一，本發明的目的在於提供一種毫米波自零差接收機。
4.本發明所採用的技術方案是：
5.一種毫米波自零差接收機，包括：
6.可變增益低噪聲放大器，用於根據輸入的射頻信號的功率調節增益，以使可變增益低噪聲放大器的輸出功率維持在預設功率上；
7.波特時鐘鎖定環路，用於從射頻信號中恢復波特時鐘，產生各個超再生放大器的淬滅信號，以及提供採樣時鐘；所述波特時鐘鎖定環路包括第一超再生放大器，可變增益低噪聲放大器輸出的射頻信號經過第一超再生放大器後，輸出到超再生延遲移相電路；
8.超再生延遲移相電路，用於通過超再生放大器實現長延遲與移相，輸出延遲了一碼元時間的iq兩路輸出信號；其中，i路輸出信號與波特時鐘鎖定環路輸出的射頻信號經過第一混頻器進行混頻，q路輸出信號與波特時鐘鎖定環路輸出的射頻信號經過第二混頻器進行混頻；
9.中頻採樣放大電路，用於對兩路混頻信號進行採樣並放大。
10.進一步地，所述波特時鐘鎖定環路還包括第三混頻器、低通濾波器、減法器、壓控振蕩器和波形整形器；
11.可變增益低噪聲放大器的輸出端分別連接至第一超再生放大器的輸入端和第三混頻器射頻的輸入端，第三混頻器的輸出端連接至低通濾波器的輸入端，低通濾波器的輸出端連接至減法器的負輸入端，減法器的正輸入端連接至參考電壓，減法器的輸出連接至壓控振蕩器的調諧控制端，壓控振蕩器的輸出端連接至波形整形器的輸入端，波形整形器的輸出端輸出各個超再生放大器的淬滅信號。
12.進一步地，所述毫米波自零差接收機為正交的自零差接收機或非正交的自零差接
收機。
13.進一步地，採用比較器替換所述減法器。
14.進一步地，所述波特時鐘鎖定環路的工作原理為：
15.射頻信號通過第三混頻器與經第一超再生放大器採樣放大的射頻信號進行混頻，而第一超再生放大器採樣放大產生延遲，混頻輸出由前一碼元的自混頻量與前後兩碼元的混頻量組成，而對於數字調製方案前後兩碼元的混頻量dc分量為0；其中，一碼元的自混頻量則隨採樣位置向後移動而減小；
16.環路完成鎖定的原理為：壓控振蕩器的輸出信號滯後時，第一超再生放大器的輸出延遲增大，第三混頻器輸出的dc分量減小，控制壓控振蕩器的振蕩頻率增大，壓控振蕩器的輸出信號滯後減小；反之，壓控振蕩器的輸出信號超前時，第一超再生放大器的輸出延遲減小，第三混頻器輸出的dc分量增大，控制壓控振蕩器的振蕩頻率較小，壓控振蕩器的輸出信號超前減小。
17.進一步地，所述超再生延遲移相電路包括可調諧超再生放大器、驅動放大器、多相位濾波器和正交超再生放大器；
18.所述第一再生放大器滯的輸出端連接至所述可調諧超再生放大器的輸入端，可調諧超再生放大器的輸出端連接至驅動放大器的輸入端，驅動放大器的輸入端連接至多相位濾波器的輸入端，多相位濾波器的i路、q路輸出分別連接至正交超再生放大器的i路、q路的注入端；
19.其中，可調諧超再生放大器的淬滅信號較第一再生放大器滯後，正交超再生放大器的淬滅信號較可調諧超再生放大器滯後，且可調諧超再生放大器的淬滅信號的佔空比高於第一再生放大器的淬滅信號的佔空比，可調諧超再生放大器產生的延遲與正交超再生放大器產生的延遲之和為一碼元時間。
20.進一步地，所述可調諧超再生放大器的控制端上連接有控制電壓v
phs
；
21.當可調諧超再生放大器的輸出相位超前時，降低控制電壓v
phs
，當可調諧超再生放大器的輸出相位滯後時，提高控制電壓v
phs
。
22.進一步地，採用正交信號產生電路替換所述多相位濾波器。
23.進一步地，在可調諧超再生放大器和所述正交超再生放大器之間增加再生放大器級數。
24.進一步地，所述中頻採樣放大電路包括i路、q路採樣保持放大器以及採樣時鐘生成器，採樣保持放大器的採樣時鐘是通過波特時鐘鎖定環路與採樣時鐘生成器共同產生的；
25.i路、q路混頻器輸出端分別連接至i路、q路採樣保持放大器的輸入端，i路、q路採樣保持放大器的輸出端作為毫米波自零差接收機的輸出端；
26.波特時鐘鎖定環路提供的採樣時鐘連接至採樣時鐘生成器的輸入端，採樣時鐘生成器的差分時鐘輸出端連接至i路、q路採樣保持放大器的差分時鐘輸入端。
27.進一步地，所述採樣時鐘生成器包括反相器延遲電路、邊緣檢測器、帶輸入緩衝的施密特觸發器；時鐘輸入端連接至反相器延遲電路的輸入端和邊緣檢測器第一輸入端，反相器延遲電路的輸出端連接至邊緣檢測器的第二輸入端，反相器延遲電路的輸出端連接至施密特觸發器的輸入端，施密特觸發器的輸出端輸出差分時鐘；
28.採樣保持放大器包括輸入隔離放大器、採樣開關和有源電流鏡；輸入隔離放大器的輸入端作為採樣保持放大器的輸入端，輸入隔離放大器的輸出端連接至採樣開關的輸入端，差分時鐘連接至採樣開關的時鐘輸入端，採樣開關的輸出端連接至有源電流鏡的輸入端，有源電流鏡的輸出端作為毫米波自零差接收機的輸出端。
29.本發明的有益效果是：本發明通過本發明超再生延遲移相電路代替難以集成的無源延遲線，實現全集成的自零差接收機前端；另外，通過可變增益低噪聲放大器調節增益，以保證接收機穩定工作、提高動態範圍。
附圖說明
30.為了更清楚地說明本發明實施例或者現有技術中的技術方案，下面對本發明實施例或者現有技術中的相關技術方案附圖作以下介紹，應當理解的是，下面介紹中的附圖僅僅為了方便清晰表述本發明的技術方案中的部分實施例，對於本領域的技術人員而言，在無需付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲取到其他附圖。
31.圖1是本發明實施例中超再生放大器實現長延遲與移相原理框圖；
32.圖2是本發明實施例中超再生放大器實現長延遲與移相示意圖；
33.圖3是本發明實施例中超再生延遲與移相電路的示意圖；
34.圖4是本發明實施例中波特時鐘鎖定環路的示意圖；
35.圖5是本發明實施例中延遲自混頻實現採樣位置檢測的原理示意圖；
36.圖6是本發明實施例中採樣與放大電路的示意圖；
37.圖7是本發明實施例中一種自零差接收機的結構框圖；
38.圖8是本發明實施例中自零差接收機的第一瞬態仿真結果圖；
39.圖9是本發明實施例中自零差接收機的第二瞬態仿真結果圖；
40.圖10是本發明實施例中自零差接收機的第三瞬態仿真結果圖；
具體實施方式
41.下面詳細描述本發明的實施例，所述實施例的示例在附圖中示出，其中自始至終相同或類似的標號表示相同或類似的元件或具有相同或類似功能的元件。下面通過參考附圖描述的實施例是示例性的，僅用於解釋本發明，而不能理解為對本發明的限制。對於以下實施例中的步驟編號，其僅為了便於闡述說明而設置，對步驟之間的順序不做任何限定，實施例中的各步驟的執行順序均可根據本領域技術人員的理解來進行適應性調整。
42.在本發明的描述中，需要理解的是，涉及到方位描述，例如上、下、前、後、左、右等指示的方位或位置關係為基於附圖所示的方位或位置關係，僅是為了便於描述本發明和簡化描述，而不是指示或暗示所指的裝置或元件必須具有特定的方位、以特定的方位構造和操作，因此不能理解為對本發明的限制。
43.在本發明的描述中，若干的含義是一個或者多個，多個的含義是兩個以上，大於、小於、超過等理解為不包括本數，以上、以下、以內等理解為包括本數。如果有描述到第一、第二隻是用於區分技術特徵為目的，而不能理解為指示或暗示相對重要性或者隱含指明所指示的技術特徵的數量或者隱含指明所指示的技術特徵的先後關係。
44.本發明的描述中，除非另有明確的限定，設置、安裝、連接等詞語應做廣義理解，所
屬技術領域技術人員可以結合技術方案的具體內容合理確定上述詞語在本發明中的具體含義。
45.為避免時鐘同步的需求，一些毫米波收發機採用ook調製解調方案以實現非相干通信。這種方案也避免了本振產生與分布的難題，並使得收發機的面積與複雜度、功耗均降低。然而，ook收發機存在一些缺點：1)毫米波ook解調器的增益較低，要提高接收機的靈敏度，常需要在前級加入需要較大功耗的低噪聲放大器；2)發射機具有較大的峰值平均功率比(papr)，降低了發射機的能效比；3)非常低的頻譜效率，使得實現相同的通信速率需要更大的帶寬，不僅在射頻頻率，寬帶的基帶放大器設計也十分困難；4)為滿足高速通信需求，ook收發機需要高採樣率、高功耗的數模/模數轉換器。這些原因導致ook調製解調方案目前主要瞄準片上或片間的有線或短距離無線通信。
46.超再生接收機因其能以低功耗實現較大增益收到人們的關注，現有技術方案也顯示了超再生接收機實現16qam甚至64qam解調進行高速通信的能力，並可實現低功耗與高靈敏度。現有超再生接收機的缺陷主要由以下兩點：1)相干解調的超再生接收機需要額外的淬滅信號進行控制，淬滅信號需要與射頻輸入信號的波特率時鐘同步且具有確定的相對相位，這使得系統總體的時鐘方案變得複雜；2)超再生放大器因起周期起振與滅振的工作特徵，超再生接收機的中頻信號也表現出周期擺動與歸零，類似於一種歸零碼，在高速通信系統中，這給adc採樣帶來難度，adc需要在中頻信號擺幅較大的位置對信號進行採樣，準確的時鐘生成有難度。
47.上面已經提到通信系統的頻率源與其分布系統，這裡更詳細的說明：現有的微波毫米波通信系統多採用鎖相環作為頻率源，其消耗較大的面積與功耗，毫米波鎖相環的相位噪聲也難以令人滿意，此外鎖相環的參考時鐘常由晶體振蕩器產生，其消耗至少數十毫瓦功耗，難以集成，是收發機最昂貴、大尺寸的片外元件之一。一些研究者提出了採用無晶體振蕩器的接收機，主要有以下兩種類型：1)用lc或鬆弛振蕩器等可集成的振蕩器代替晶體振蕩器，這些方案的主要缺陷是依然具有較大功耗且pvt過於敏感；2)採用載波恢復技術，這類技術使得收發機不在需要晶體振蕩器，其往往採用載波恢復迴路代替鎖相環，需要注意的是，由於不同晶體振蕩器的頻率存在偏差，在採用晶體振蕩器與鎖相環的頻率綜合方案中，數字基帶需要對晶體振蕩器頻率偏差進行補償。載波恢復技術避免了晶體振蕩器的諸多問題，其不再需要複雜本振分布網絡，但現有技術仍存在這些問題：1)鎖定時間過長導致易收到幹擾；2)鎖定範圍較小；3)具有與pll相當的複雜度與功耗。
48.自零差檢測是相干光通信領域一種的信號接收技術，其具有消除相位噪聲的特點，即使接收到的信號來自於自由振蕩的振蕩器，接收機的誤碼率也不會出現明顯惡化。自零差接收機由於無需本振信號進行解調，理論上非常適合用於設計無晶體振蕩器或無參考時鐘的通信系統，然而其存在的兩個關鍵問題使其難以應用在微波/毫米波通信系統中：1)自零差接收所需的1碼元延遲線難以集成，即使採用先進工藝集成至片上，其巨大的面積與損耗也是不可接收的，並且不同碼元速率下一碼元周期不相同，即使採用片外元件來實現也十分困難；2)自零差混頻表現出平方律混頻的特徵，難以應用在同時調幅調相的調製場景下。
49.為了解決上述技術問題，本發明實施例提供一種可集成的毫米波自零差接收機方案以及一種時鐘恢復方法及其電路以實現自同步的自零差解調，基於以上的方法與電路，
本實施例還提供了一種無需本徵輸入或鎖相環進行時鐘同步的自同步接收機方案。
50.本發明實施例提供的技術方案包括：一種由超再生放大器(sra)實現的長延遲與移相電路(srdps)，一種波特率鎖定環路(bll)，一種採樣位置自對準的採樣保持放大器，一種採用這些方法或電路的自零差接收機。
51.(1)本發明實施例提供一種由超再生放大器實現的長延遲與移相的方法及其電路
52.如圖1所示，兩級或更多級超再生放大器產生較大延遲，並通過調諧前級超再生放大器實現移相，其延遲與移相原理如圖2所示：sra1輸出較輸入rfin延遲，sra2輸出rfout較sra1輸出延遲，rfout較rfin延遲是兩級超再生放大器延遲的總和；sra1調諧控制電壓v
phs
高時，其振蕩頻率高，超再生放大器靈敏度函數決定了其具有採樣放大的特點，sra2輸出rfout因此在v
phs
高時提前，反之，rfout在v
phs
低時滯後。此方法利用工作在飽和狀態的超再生放大器實現放大與延遲解決延遲線與平方律混頻的難題。通過調節延遲電路中前級超再生放大器振蕩頻率實現相位調節，降低系統複雜度並提高系統的pvt魯棒性。區別於現有的技術，該方案採用兩級或以上超再生放大器實現較大相位移動；該方案通過調諧前級超再生放大器實現連續相位調節。
53.基於圖1的，自同步接收機中採用的超再生放大器實現的長延遲與移相電路如圖3所示，其由可調諧超再生放大器(tsra)、驅動放大器、多相位濾波器(ppf)、正交超再生放大器(qsra)組成。該結構是圖1所示方法的一種實例，其採用qsra來產生正交的輸出信號，為驅動qsra，在qsra與tsra間加入了驅動放大器以及多相位濾波器，其中多相位濾波器可用產生正交信號注入qsra。其中的多相位濾波器可由正交耦合器等其它類型的正交信號產生電路代替，或增加超再生放大器級數，增加或去除驅動放大器，或採用正交耦合器輸出正交信號代替qsra這些電路的變種及其它基於圖1所示原理框圖衍生的用於進行長延遲與移相的電路仍採用了本發明提供的由圖1、圖2所示的超再生放大器實現的長延遲與移相的方法。
54.(2)本發明實施例提供一種從射頻信號恢復時鐘的方法及其電路
55.如圖4所示，自同步接收機中採用的射頻信號恢復時鐘電路由超再生放大器(sra1)、混頻器、比較器、低通濾波器、壓控振蕩器、淬滅信號整形電路組成。其工作原理如圖5所示：射頻信號通過混頻器與經sra採樣放大的射頻信號混頻，而sra採樣放大帶來一定延遲，混頻輸出由前一碼元的自混頻量與前後兩碼元的混頻量組成，而對於大多數數字調製方案前後兩碼元的混頻量dc分量為0，一碼元的自混頻量則隨採樣位置向後移動而減小。上述原理可由下面的式(14)至式(17)導出。
56.sra採樣位置由淬滅信號決定，混頻器輸出經低通濾波器進行濾波，再經過減法器(有源巴倫)進行比較、放大，用於控制產生淬滅信號的壓控振蕩器，壓控振蕩器可採用lc振蕩器、環形振蕩器等。環路完成鎖定的原理是：vco輸出信號滯後時，sra輸出延遲增大，混頻器輸出的dc分量減小，控制vco振蕩頻率增大，vco輸出信號滯後減小，反之vco輸出信號超前時，sra輸出延遲減小，混頻器輸出的dc分量增大，控制vco振蕩頻率較小，vco輸出信號超前減小。
57.需要注意的是，依據本發明的方法及其構思，對圖4所示電路做出其它各種改變都應該輸出本發明權力要求的保護範圍內，例如：比較器可由各類具有減法功能的電路(模擬或數字的)電路或僅僅由反相器實現、脈衝整形電路可由各種簡單的(反相器)或複雜的信
號整形與產生電路實現，亦或直接以未整形的信號作為時鐘輸出。
58.(3)本發明實施例提供一種中頻信號採樣放大電路，用於解決超再生接收機中中頻信號也表現出周期擺動與歸零給adc採樣帶來困難的問題
59.如圖6所示的，該採樣放大電路由自對準採樣時鐘發生電路、採樣保持放大器組成。其中自對準採樣時鐘發生電路的輸入來自波特時鐘鎖定環路的輸出，通過兩路不同延遲的路徑產生脈衝寬度一定，周期與波特率時鐘相同的採樣時鐘信號，通過合理的電路設計，無需額外的校準電路，可以實現在中頻峰值處的採樣。基於與淬滅信號同步是時鐘直接產生採樣保持電路時鐘是實現自對準採樣的關鍵。採樣保持放大器由驅動放大器、採樣開關、輸出驅動放大器組成，起到對混頻器輸出信號進行採樣和放大、轉單端信號輸出的作用。該電路解決了超再生接收機的中頻信號也表現出周期擺動與歸零的問題，相比於使用高採樣率adc進行過採樣的方案在系統複雜度、功耗等方面有較大優勢。
60.基於前述方法與電路，本發明提供一種自零差接收機，如圖7所示，其由可變增益放大器(vglna)、波特率鎖定環路、超再生延遲與移相電路、混頻器、採樣時鐘生成電路、採樣保持放大器組成。該結構是一種正交解調的自零差(self-homodyne)接收機，接收機工作時射頻信號經vglna放大，通過調節vglna的增益，可以在不同的輸入功率下保持穩定的vglna輸出功率，保證接收機的正常運行。vglna輸出信號經sra採樣放大，並由bll還原出波特時鐘並產生sra、tsra、qsra的淬滅信號，通過調節bll的參考電壓，可以移動淬滅信號與採樣時鐘與輸入射頻信號碼元的相對位置。sra輸出信號輸入srdps，srdps的輸出信號相對輸入延遲了一碼元時間，通過調節srdps中調相控制電壓v
phs
可實現延遲後信號與延遲前信號相對相位的調節。sra輸出信號分別與srdps的iq兩路輸出信號混頻，iq兩路混頻器中頻輸出再由採樣放大電路進行採樣保持、放大，採樣保持放大電路的輸入時鐘也是bll產生的。
61.上述自零差接收機採用的是一種新的接收機架構，其將超再生接收機與自零差接收機結合，與現有技術的主要不同點有：該結構由超再生放大器產生延遲進行延遲自零差；該結構的自零差接收是正交的；該結構在射頻頻率進行時鐘還原。基於此技術可產生上述自零差接收機的變形，如由sra輸出產生正交信號，再與同相的延遲一碼元的信號進行延遲自零差。
62.如圖7所示，本發明實施例提供一種自同步的毫米波自零差接收機，包括：
63.可變增益低噪聲放大器(vglna)：起調節增益以保證接收機穩定工作、提高動態範圍的作用。
64.波特時鐘鎖定環路(bll)：起到從射頻信號中恢復波特時鐘、產生各個超再生放大器淬滅信號、為採樣時鐘產生器提供參考時鐘的作用，其中的超再生放大器也是射頻鏈路上的放大器。其包括：混頻器、sra、低通濾波器、減法器、vco、波形整形器。
65.超再生延遲移相電路(srdps)：起產生正交自零差解調所需的一碼原時間延遲的正交的射頻信號的作用。其包括：tsra、驅動放大器、多相位濾波器、qsra。
66.混頻器：作為正交自零差接收機的混頻器使用。
67.中頻採樣放大電路：對中頻信號進行採樣、放大。其包括：採樣時鐘生成器、採樣保持放大器。
68.接收機中各部分連接關係如下：射頻信號rfin連接至vglna輸入端，vglna輸出端
連接至bll的射頻輸入端，bll射頻輸出端分別連接至srdps中tsra的射頻輸入端、i路與q路混頻器射頻輸入端，bll參考電壓連接至bll參考電壓輸入端，bll淬滅信號輸出1、2、3分別連接至sra淬滅信號輸入端、srdps中tsra淬滅信號輸入端、srdps中qsra的淬滅信號輸入端，bll採樣參考時鐘輸出端連接至採樣時鐘生成器輸入端。採樣時鐘生成器的差分時鐘輸出端連接至i路、q路採樣保持放大器的差分時鐘輸入端。相位調節電壓v
phs
連接至srdps中tsra的調諧控制端，srdps中qsra的i路、q路輸出端分別連接至i路與q路混頻器本振輸入端。i路、q路混頻器輸出端分別連接至i路、q路採樣保持放大器的輸入端，i路、q路採樣保持放大器的輸出端連接至接收機i路、q路中頻輸出端。
69.接收機工作時，射頻信號經vglna、sra放大輸入iq兩路混頻是射頻輸入端，射頻信號經vglna、sra放大，再通過srdps產生延遲一碼元時間的正交射頻信號，輸入iq兩路混頻器的本振輸入端，混頻器中頻輸入通過中頻採樣放大電路進行處理，接收機中sra、tsra、qsra的淬滅信號、採樣放大電路的參考時鐘都是由bll產生的。
70.srdps內部連接關係是：tsra輸出端連接至驅動放大器輸入端，驅動放大器輸入端連接至多相位濾波器輸入端，多相位濾波器的i路、q路輸出分別連接至qsra的i路、q路注入端。tsra的淬滅信號較sra滯後，qsra的淬滅信號較tsra滯後，且tsra淬滅信號的佔空比高於sra，tsra產生的延遲與qsra產生的延遲之和為一碼元時間。srdps相位調節方法是：qsra輸出相位超前時，降低v
phs
，qsra輸出相位滯後時，提高v
phs
。
71.bll內部連接關係是：射頻輸入端連接至sra輸入端、混頻器射頻輸入端，sra輸出端連接至混頻器本振輸入端，混頻器輸出端連接至低通濾波器(一階rc低通濾波器)輸入端，低通濾波器輸出端連接至減法器負輸入端，參考電壓輸入連接至減法器正輸入端，減法器(有源電流鏡放大器)輸出連接至vco調諧控制端,vco輸出端連接至波形整形器輸入端，波形整形器輸出端1、2、3連接至淬滅信號輸出端1、2、3(輸出端1連接至sra),波形整形器輸出端4連接至採樣參考時鐘輸出端。波形整形器由4組具有不同級數的級聯反相器實現，通過調節反相器的偏置可以調節輸出信號的佔空比，通過調節級數可產生不同的延遲。
72.採樣時鐘生成器包括：反相器延遲電路、邊緣檢測器(與非門)、帶輸入緩衝(反相器、傳輸門)的施密特觸發器，其連接關係是：時鐘輸入端連接至反相器延遲電路輸入端、邊緣檢測器輸入端2，反相器延遲電路輸出端連接至邊緣檢測器輸入端1，其輸出端連接至施密特觸發器的反相器輸入端以及傳輸門輸入端，這兩者的輸出端連接至施密特觸發器的輸入端1與輸入端2，施密特觸發器的輸出端1與輸出端2作為差分時鐘輸出。
73.採樣保持放大器包括：輸入隔離放大器(差分共源放大器)、採樣開關、有源電流鏡。其連接關係是：採樣保持放大器的輸入端連接至輸入隔離放大器差分輸入端，輸入隔離放大器輸出端連接至採樣開關輸入端，採樣時鐘輸入端連接至採樣開關時鐘輸入端，採樣開關輸出端連接至有源電流鏡輸入端，有源電流鏡輸出端連接至中頻輸出端。
74.有上述可知，本發明將vglna應用於自零差接收機。具體的，當輸入功率較低時，將vglna增益提高，當輸入功率較大時，將vglna增益降低，可將vglna輸出功率維持在穩定功率上(平均功率穩定而非實時功率恆定)。穩定的功率輸出保證了bll、srdps的正常工作。此外vglna可起到提高隔離度，防止sra向射頻輸入端洩露。
75.上述接收機是一種正交延遲自零差接收機結構，其採用本發明提出的srdps實現一碼元延遲，進行自零差混頻，下面給出簡化的理論分析：
76.射頻輸入信號為調幅調相的調製信號，載波頻率為ω
rf
，碼元周期為t
symbol
，其幅度信息：
[0077][0078]
其相位信息：
[0079][0080]
可將射頻信號表示為以下形式：
[0081][0082]
經vglna、sra放大後的信號為：
[0083][0084]
其中g
lna
為vglna增益，g
sra1
為sra增益，ω
sra1
為sra自由振蕩頻率，env
sra1
(t)為sra的歸一化包絡函數，在通常的應用中sra的歸一化包絡函數在下一次超再生採樣放大時應當足夠小以至於不產生拖尾現象。
[0085]
sra的自由振蕩頻率與射頻信號載波頻率一致：
[0086]
ω
sra1
＝ω
rf
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0087]
tsra的輸出信號為：
[0088][0089]
其中τsra1為tsra採樣時間較sra的延遲，ωsra2為tsra自由振蕩頻率，env
sra2
(t)為tsra的歸一化包絡函數。需要注意tsra的工作模式可能接近飽和模式，其增益與a[k]相關。
[0090]
qsra的i路與q路輸出分別為：
[0091][0092][0093]
其中τsra2為qsra採樣時間較tsra的延遲，ωsra3為tsra自由振蕩頻率，env
sra3
(t)為qsra的歸一化包絡函數。
[0094]
qsra的自由振蕩頻率與射頻信號載波頻率一致：
[0095]
ω
sra3
＝ω
rf
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0096]
通過調諧tsra的振蕩頻率可滿足下式給出的條件：
[0097]
ω
rf
τ
sra1
+ω
sra2
τ
sra2
＝ω
rf
t
symbol
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0098]
上式也闡明了srdps產生延遲與進行相位調節的原理。
[0099]
另tsra振蕩頻率仍與載波頻率接近：
[0100]
ω
sra2
≈ω
rf
(11)
[0101]
i路中頻輸出由sra輸出信號與qsra的i路輸出信號混頻得到，需要注意qsra輸出
飽和：
[0102][0103]
類似的q路中頻輸出由sra輸出信號與qsra的q路輸出信號混頻得到：
[0104][0105]
本發明提出波特率鎖定環路(bll)，其原理與技術方案已經在前面描述，這裡補充一些電路實現與理論分析，以便技術人員更好的理解本發明:
[0106]
射頻信號由式3給出，vglna輸出為：
[0107][0108]
本發明提出的bll通過vglna輸出與sro輸出混頻來檢測淬滅信號超前還是滯後：
[0109]
假設淬滅信號產生偏差δ：
[0110][0111]
vglna輸出與sro輸出混頻輸出為：
[0112][0113]
混頻器輸出經過低通濾波後，輸出為：
[0114][0115]
上式假設了此條件在qpsk、qam、8psk等常規的調製方法中均是滿足的。在觀察的範圍內，s
lp
(δ)是關於δ的單調函數。假設vco與波特時鐘同步時的控制電壓為v0，則δ＝0時，減法器輸出為v
ref-s
lp
(0)＝v0，bll工作在鎖定狀態；δ》0時，vco相位超前，此時減法器輸出為v
ref-s
lp
(δ)《v0，vco振蕩頻率降低直至相位鎖定；δ《0時，vco相位滯後，此時減法器輸出為v
ref-s
lp
(δ)》v0，vco振蕩頻率增大直至相位鎖定。
[0116]
圖8、圖9、圖10為上述自零差接收機幾個關鍵的仿真驗證結果：圖8為上電後bll中vco控制電壓(上)與vco輸出波形(下)波形，可以看到vco起振需要約20ns，bll追蹤時間約40ns,上電60ns後bll即可完成鎖定。圖9為qpsk調製下q路中頻輸出波形眼圖。
[0117]
圖10為接收機工作過程中的(1)vglna輸出,(2)sra淬滅信號,(3)sra輸出,(4)tsra淬滅信號,(5)tsra輸出,(6)qsra淬滅信號,(7)qsra輸出,(8)q路混頻器輸出,(9)採樣時鐘,(10)q路中頻輸出。
[0118]
綜上所述，本實施例相對於現有技術，具有如下優點及有益效果：
[0119]
(1)易於集成
[0120]
本發明提供了一種全集成的自零差接收機前端，這是通過本發明提出的超再生延遲移相方法及其電路代替難以集成的無源延遲線實現的。
[0121]
(2)具有較大的動態範圍
[0122]
本發明實施例中的低噪聲放大器可實現增益調節，以保證接收機中的各個部分在不同輸入功率下能夠穩定運行，且接收機本身具有較高靈敏度，接收機具有較大的動態範圍。
[0123]
(3)無需參考時鐘輸入
[0124]
本發明實施例採用自零差架構，且本發明實施例提出的波特時鐘鎖定環路可從射頻信號中恢復波特時鐘，並由此產生接收機所需要的淬滅信號、採樣時鐘，提供了無需參考時鐘輸入的自同步時鐘方案。
[0125]
(4)對高速adc的需求降低
[0126]
本發明實施例提出的適用於超再生接收機的具有自對準特點的中頻信號採樣放大電路解決了超再生接收機中中頻信號也表現出周期擺動與歸零給adc採樣帶來困難的問題，降低了對高速adc的需求。
[0127]
在本說明書的上述描述中，參考術語「一個實施方式/實施例」、「另一實施方式/實施例」或「某些實施方式/實施例」等的描述意指結合實施方式或示例描述的具體特徵、結構、材料或者特點包含於本發明的至少一個實施方式或示例中。在本說明書中，對上述術語的示意性表述不一定指的是相同的實施方式或示例。而且，描述的具體特徵、結構、材料或者特點可以在任何的一個或多個實施方式或示例中以合適的方式結合。
[0128]
儘管已經示出和描述了本發明的實施方式，本領域的普通技術人員可以理解：在不脫離本發明的原理和宗旨的情況下可以對這些實施方式進行多種變化、修改、替換和變型，本發明的範圍由權利要求及其等同物限定。
[0129]
以上是對本發明的較佳實施進行了具體說明，但本發明並不限於上述實施例，熟悉本領域的技術人員在不違背本發明精神的前提下還可做作出種種的等同變形或替換，這些等同的變形或替換均包含在本技術權利要求所限定的範圍內。