基於相位的感測的製作方法

2023-05-27 09:09:06

專利名稱：基於相位的感測的製作方法
基於相位的感測
本發明涉及利用查詢信號的相位改變來確定所感測的參數的傳感 器，並且特別(而不是專有地)涉及光纖幹涉測量。本發明發現在地震 勘測領域內的特殊應用。
光纖傳感器採用一定長度的光纖，其被設置成使得所感測的參數導 致將被施加在所述光纖上的應變。通常來說，所述光纖被設置成線圏， 但是其他設置也是可能的。這樣應變導致在所述光纖中的光學信號傳播
的相位改變，所述相位改變可以通過幹涉測量技術^r測到。之前已經提 出了對於此類換能器的多種不同設置，其中的許多設置把所述光纖線圈 纏繞在可變形的核心或心軸上，其響應於所感測的參數(比如所感測的 振動)經歷徑向膨脹或收縮。
這樣光纖傳感器可以表現出極高的靈敏度並且具有完全無源的優 點，其在所述感測換能器處不採用功率。這種傳感器還被證明非常適用 於其中需要大傳感器陣列的應用，這是因為可以相對容易地多路復用所
述傳感器。
這種應用的一個例子是石油和氣體勘探工業中的地震勘測，其中包 括數百個或甚至數千個振動傳感器和/或水聽器的時間多路復用的大陣 列可以被用來感測來自海床以下的地質組成的入射脈衝的反射。在規則 周期下對這樣的陣列進行採樣提供關於現有的或潛在的新儲量的3D時 間推移數據。
這種感測方法所遇到的一個問題在於，對於給定的採樣率，高於特 定幅度閾值的信號導致基於相位的感測信息變得失真，並且可能導致解 調處理失敗。這種通常被稱作過載或過縮放的效應與所測量的信號的頻 率相關。這在地震系統中可能導致入射脈衝的直接到達的特定問題，特 別當靠近所述傳感器生成所述脈沖時尤其如此(所述脈沖通常由水面船 只所拖曳的氣槍在其經過所述陣列上方時生成)。期望能夠在沒有由所 述過縮放所產生的失真的情況下記錄該入射脈衝。
因此，本發明的一個目的是提供改進的感測方法和設備。根據本發明的第一方面，提供一種查詢基於相位的換能器的方法， 所述換能器響應於所感測的參數提供信號傳播的相位改變，所述方法包括以下步驟接收傳播經過所述換能器的信號；把處於代表所述換能器 在第 一 時間的狀態的點的與處於代表所述換能器在第二時間的狀態的 點的信號進行比較；以及從所述比較確定所述信號隨時間的相位改變速率的度量。所述改變的速率或者所述相位改變的導數的幅度通常比所述信號 本身小很多，這是因為測量所述信號的兩個時間之間的差異通常比被測 量的信號的周期小很多。因此，即使所述換能器經歷導致正常信號發生 過縮放的刺激，所述導數信號也可能不受影響。因此，所述導數信號或 測量可以被視為低靈敏度測量，其可以各自地並且獨立地被獲得，以便 代替具有更高靈敏度的正常信號測量使用或者與之相組合地使用。例如 對於其大部分能量集中在近似800Hz處的信號來說，關於兩個測量時間 之間的周期為200ns,該信號的導數通常將被衰減60dB。在一個實施例中，比較所述信號包括優選地利用輸出幹涉儀把所接 收的信號的延遲版本與未延遲版本相組合。替換地，可以在多個不同時 間處對所述信號進行採樣，並且採用一種算法或信號處理方法來確定所 感測的參數的導數。可以通過對所測量的導數值進行積分來重建所感測的參數的實際 值。但是如果噪聲基底由系統噪聲確定，則所述噪聲基底對於所述相位 信息及其導數來說基本上相同，所述導數信號遭受較低的SNR。再考慮 到過採樣可能只響應於特定的高幅度輸入(比如在地球物理勘測中所使 用的氣槍的第一次噴發)而以低頻度發生，在某些實施例中有益的是既 測量所述導數又直接測量所感測的參數的實際值。下面將描述這種實施 例的例子，應當認識到，可以採用自適應系統，其在默認狀態下直接測 量所述信號，並且在檢測到過採樣狀況時回復到從導數測量積分的信 號。舉例來說，將有可能使用對於所述導數信號的幅度的閾值來識別出 其中所述正常信號過載的周期。但是通過認真考慮過縮放及其對由所述換能器所產生的相位信息 的影響已經發現，在過縮放期間，雖然代表所感測的參數的相位值的直 接測量可能失真，但是可以把這種相位值與所述導數信號相結合使用來 產生重建值。因此在某些實施例中，除了所述相位改變速率的度量之外還從所述接收到的信號導出相位的度量。在特定實施例中各別地獲得所 述兩個度量(相位和相位改變速率)，其中可以在不藉助於另一個度量 的情況下獲得每一個度量，並且可以基本上同時獲得所述兩個度量。正如下面將更加詳細地描述的那樣，當所述換能器的輸出的瞬時頻 率(其取決於所述相位改變速率)落在由採樣該信號的速率所確定的Nyquist頻率範圍之外時發生過載。落在所述Nyquist範圍之外的任何瞬 時頻率都將圍繞所述範圍的極限被摺疊回到其內。取決於所感測的信號 的幅度和頻率，該信息可以被圍繞所述Nyquist頻率極限摺疊或巻繞多 次。本發明的發明人已經發現，在本信息的實施例中測量的所述導數信 息可以被用來確定所述信息已被巻繞多少次，或者確定所述信息超出所 述Nyquist極限的因數。這又允許校正所述直接測量的參數值，以便提 供與通過對所測量的導數信號進行積分所提供的SNR相比具有改進的 SNR的信號。。本發明擴展到基本上如在這裡參照附圖所描述的方法、設備和/或用途。可以按照任何適當組合把本發明的 一個方面內的任何特徵應用於 本發明的其他方面。特別地，方法方面可以被應用於設備方面，反之亦然。下面將純粹按照舉例的方式參照附圖來描述本發明的優選特徵，其中

圖1示出了一種已知類型的光纖傳感器組件(package);圖2是適用於圖1的組件的查詢波形；圖3示出了來自圖1中示出的該類組件的典型響應；圖4示出了根據本發明的一個方面的用於查詢光纖組件的系統；圖5示出了能夠從圖4的系統獲得的輸出；圖6示出了能夠從圖4的系統獲得的另一個輸出；圖7示出了其中使用兩個輸出幹涉儀的設置；圖8示出了能夠從圖7中的系統獲得的輸出；圖9示出了圖3中示出的該類脈衝上的多個採樣點；圖10示出了相同的和不同的脈沖上的樣本之間的時間間隔。參照圖1,其中示意性地示出了總體上被標記為102的一種已知類 型的光纖傳感器組件，其包括從單一長度的光纖13形成並且被串聯設 置的四個單獨的光纖感測線圈104、 106、 108、 110。所迷光纖的一部分 112充當組件輸入/輸出(i/o)光纖。光纖耦合反射鏡114、 116、 118、 120、 122在沿著所述光纖13的對應位置處被耦合到該光纖13， v^人而使 得每一個所述線圈具有耦合在其每一端處的光纖耦合反射鏡。可以使用反射來自每一個傳感器之前和之後的一部分光的其他措施(比如在光纖 Bragg光柵中)來替換所述光纖耦合反射鏡。在實踐中，例如可以把其 中三個所述線圏設置形成三個正交光纖加速計，把第四個線圏形成水聽 器的一部分，從而形成適用於地震勘測應用的四組件組件。每一個換能 器中的線圏的物理設置對於本發明來說並不重要，因此在這裡不作討 論，但是本領域技術人員將知曉多種可能的設置。可以把這種組件的大 尺度陣列耦合在一起並且利用多路復用對其進行周期性查詢，以便例如 提供時間推移地震成像。參照圖2，可以通過在所述組件i/o光纖112中引入一對查詢光學脈 沖202、 204來實施對圖1的組件102的查詢。脈沖202、 204具有對應 的頻率co2,並且脈沖202關於脈沖20被延遲t=2L/c,其中L是所 述傳感器中的線圏長度，c是光學脈沖在所述光纖中的速度。圖3示出了所述組件的光學輸出響應，其中考慮了由每一對輸入脈 衝所形成的輸出。在圖3a中，將到達所述組件的第一脈衝202在所述5 個光纖耦合反射鏡當中的每一個處被反射，從而產生相對於任意時間參 考測量的五個輸出脈衝301、 302、 303、 304和305。類似地參照圖3b, 脈沖204產生相對於相同的任意時間參考的五個時間延遲的輸出脈衝 322、 323、 324、 325和326。由於所述輸入脈衝^皮延遲通過單一線圏的輸出一皮疊加，從而產生在圖3c中示出了六個脈衝331、 332、 333、 334、 335和336。脈沖331和336代表單一脈衝的僅僅單次反射，但是應當 理解的是，(用陰影示出的)脈沖332到335分別對應於由相鄰的光纖 耦合反射鏡所反射的兩個脈衝的組合。因此應當理解的是，這些脈衝代 表(兩次)經過所述兩個相鄰反射鏡之間的線圏的脈沖與尚未經過所述 線圏的脈沖的組合。因此可以使用相位檢測來確定由該線圈所施加的相 位改變，從而如本領域中已知的那樣獲得所感測的參數的度量。如果是所感測的參數，則從被用來測量從上述類型的傳感器返回的 一 系列脈沖的光電檢測器所獲得的信號可以;故寫成cos(a, + 一))，也 就是說，所感測的信息被表示為疊加在頻率為^的載波信號上的相位改 變。隨後可以使用本領域技術人員所公知的技術從所述載波解調所述相 位信號。所述載波頻率通常被選擇為所述Nyquist頻率的一半，而所述 Nyquist頻率又是所述採樣頻率的一半。通常在每一個返回光學脈衝中 得到一個樣本，因此所述採樣頻率是把各脈衝對發送到所述陣列中的速 率。舉例來說，所述採樣頻率可以是近似320KHz,從而給出近似為 160KHz的Nyquist頻率和近似為80KHz的載波頻率。所述採樣頻率通 常將具有實際的上限，其除了其他因素之外特別取決於(一個或多個) 傳感器的類型和設置。當經過相位調製的載波的瞬時頻率落在所述Nyquist頻帶之外時就會發生過縮放狀況，也就是說當，> -&時或者當，《時就會發生過縮放狀況，其中 和^分別是Nyquist頻率和載波頻率。這在實踐中會導致把瞬時頻率混疊回到所述Nyquist頻帶中，這是通過圍繞其 中一個極限在頻率空間中發生摺疊或巻繞而實現的。取決於所感測的參 數的量值和頻率，所述瞬時頻率可能被多次巻回。如果所感測的參數被 近似建才莫為p(O =伊。cos^v ,則使得過縮放不會發生的條件對於 =的通常情況有時被表示為^。s，。氣現在參照圖4，其中示出了基本上如圖1中所示出的傳感器組件 402。通過由聲-光調製器404所產生的一對脈衝來查詢所述組件。輸出脈沖系列在結點406處被抽出，經過隔離器408並且到達被標 記為410的輸出幹涉儀。在圖4的方案中，輸入脈衝之間的所述延遲不 需要是光經過組件402的感測線圏的行程時間的兩倍，其被替換地設置 成是光經過所述輸出幹涉儀的延遲線圈412的行程時間的兩倍。雖然所 描述的實施例採用了 Michelson幹涉儀，但是本領域技術人員將認識到 同樣可以使用在其中一條臂中具有延遲線圈的Mach-Zehnder類型幹涉 儀。在這種情況下，通過把輸入脈沖之間的間隔設置成恰好為經過所述 幹涉儀的 一條臂中的所述延遲線圈的行程時間將允許進行等效測量。圖5示出了來自幹涉儀410的分量脈衝串輸出。脈衝串502代表從反射鏡B到E的前導輸入脈衝的輸出(由下標1標記)，其是從所述幹 涉儀的延遲臂得到的(由Y標記)。脈沖串504代表從反射鏡B到E 的滯後輸入脈沖的輸出(由下標2標記)，其是從所述幹涉儀的未延遲 臂得到的(由X標記)。這樣就可以看出，幹涉儀410令各脈衝對在時 間上對準並幹涉，全部二者都經過了組件402的相同的(多個)感測線 圈，但是其是在不同的時間經過的(由時間上對準的脈沖的不同下標指 示)。換句話說，把從光纖耦合反射鏡B到E反射(從反射鏡A反射 的脈沖不經過感測線圏)並且收集關於相關聯的感測線圈的信息的每一 個脈沖與在稍後時間上經歷相同光徑並且收集相同信息的脈衝相組合。 因此，所述幹涉儀的輸出代表所述相位值的導數，與通常將在圖1到3 的現有技術設置中直接測量的實際相位值形成對比。因此，利用上面的 術語，如果從所述換能器返回的信號是cos(w + 一))，其中p(0是所感測的參數的度量，則圖5中所描繪的系統將導出代表，的值，或者所返回信號的瞬時頻率。通過考慮以t-l為中心的組合輸出脈衝，可以理解其代表在兩個不 同時間處從反射鏡B反射(即經過感測環路AB )的兩個脈沖的組合。 因此，由線圈AB所感測的參數的導數被包含在該脈衝內，並且可以從 該脈沖確定。按照類似的方式，在t-2處來自所述幹涉儀的脈衝輸出將 是脈沖的組合，其二者兩次經過感測環路AB和BC。 一旦從該脈沖中提 取出所述導數值，然後通過減去(前面獲得的)感測環路AB的導數值 而得到感測環路BC的導數值。這樣就可以獲得對於組件402中的每一 個所述感測環路的導數值。應當注意到，來自光纖耦合反射鏡A的反射不受上面關於圖4和5 所解釋的設置的任何感測環路的所述導數或相位改變速率的影響。但是 從反射鏡B (t=l )反射的脈衝實際上包含作為線圏AB與任何引下線光 纖(即耦合器406與AOM 404之間的光纖、耦合器406與反射器A之 間的光纖以及耦合器406與幹涉儀410的輸出端上的光電檢測器之間的 光纖)中的相位調製的導數的組合的信號。在一些應用中，所述引下線 光纖的長度可以是很多千米，因此其由於環境噪聲而拾取的信號可能非 常顯著。如果測量來自反射器A的導數信號並且隨後從來自反射器B的 信號減去該導數的信號，則將從對於線圈AB所獲得的信號中去除來自所述引下線的任何信號。
參照圖6，其中示出了代表一種特別優選的傳感器查詢設置的各輸
出分量的分量脈衝串。所述傳感器設置與圖4的傳感器設置基本上相同， 但是其中每一個傳感器線圈被設置成所述幹涉儀的延遲線圈的兩倍長。 在一個實例中，每一個傳感器線圈的長度為40m,所述千涉儀延遲線圈 的長度為20m，並且所述輸入脈衝對之間的延遲為近似200ns。
可以看出，脈沖串604和606基本上與圖5的串502和504相同， 也就是說它們代表對於每一個傳感器線圏的(累積的)所述導數或"低 靈敏度信息"。由610所標記的時間點處的輸出脈衝是由反射鏡A處的 反射所導致的，並且不攜帶所感測的導數信息(除了由所述引下線所拾 取的之外)並且為了改進清楚性被從圖5中省略。等效於在圖6的614 處所指示的輸出的輸出是圖5的第一個考慮的脈沖。但是通過考慮脈沖 串602和608可以看出反射鏡A的另一個好處，其中所述脈衝串602和 608分別是從經由所述輸出幹涉儀(圖4, 410)中的反射鏡X的第一脈 沖的反射和來自所述幹涉儀中的反射鏡Y的第二脈沖的反射得到的。這 些脈衝串基本上具有與圖3中所示出的相同形式，並且組合形成攜帶所 述直接參數值的輸出脈沖，其中每一對脈沖代表來自相鄰反射鏡的反 射。舉例來說，時間612處的輸出脈衝將是來自反射鏡B的前導輸入脈 沖反射與來自反射鏡A的滯後輸入脈衝反射的組合，並且因此包含由線 圈AB感測到的直接或"高靈敏度"信息，其可以按照已知的方式被直 接提取出來。所述兩個脈沖經過了幹涉儀410的不同臂這一事實對於被 包含在所述脈沖內的信息基本上沒有影響。
因此，在所描述的設置中，可以從由相同輸入脈衝對所導致的各組 交織的輸出脈沖中獨立地獲得直接感測的(高靈敏度)值和導數(低靈 敏度)值。在圖6的例子中可以看出，這是通過把輸入脈沖間隔設置成 被用於按照參照圖3所描述的方式對給定傳感器組件進行查詢的輸入脈 沖間隔的近似一半而實現的。
圖7示出了對於圖4的輸出或讀出幹涉儀的一種替換設置。由查詢 信號所生成的來自傳感器組件的響應702被分離並傳遞到兩個幹涉儀 704和706。在使用中，所述查詢信號具有類似於圖2的查詢信號的形 式，但是在這裡的兩個脈沖具有等於經過所述傳感器組件的總行程時間 的延遲，從而使得從每一個所述查詢脈衝所得到的輸出脈衝串不交織。在組件中有四個感測線圏並且每一個線圈的長度為40m的情況下，例如 可以使用查詢脈沖之間的2ps延遲。幹涉儀704的延遲環路714的值等 於所述查詢脈衝的延遲，而幹涉4義706中的延遲環^各716的值則比714 的延遲少兩次經過一個傳感器的時間。
現在將參照圖8描述圖7的設置的操作。作為第一輸入脈沖的結果 從所述組件返回的脈衝系列在802處示出。從第二輸入脈沖得到的等效 系列在804處示出。由於輸入脈沖之間的延遲為2(N+l)L/c (其中N二組 件中的傳感器數目，L二單一傳感器的長度，c-行經傳感器的速度)，因 此所述系列802與804不交織，並且如806所示在所述傳感器組件的i/o 光纖中組合，並且它是在圖7的702處被接收到的這個信號。圖7的第 一幹涉儀704的延遲等於所述輸入脈沖延遲，並且因此從該幹涉儀的延 遲臂返回的信號在808處被示出。應當理解的是，圖7的信號708將是 信號806與808的組合，其中的每一個脈沖由兩個脈衝構成，所述兩個 脈沖在由圖8中的下標1和2所示的不同時間點處從所述傳感器組件中 的相同反射鏡被反射，並且其分別對應於第一和第二脈衝。因此，接收 信號708的檢測器可以如上面所解釋的那樣導出導數相位或瞬時頻率度 量。
圖7的幹涉儀706的延遲為2NL/c,並且因此/人該幹涉儀的延遲臂 返回的信號在810處^C示出。因此，圖7的信號710是信號806與810 的組合，其中的每一個脈衝由從所述傳感器組件的相鄰反射鏡反射的兩 個脈沖構成。因此，接收信號710的檢測器可以如上面所解釋的那樣獲 得對於由所述傳感器線圏所施加的相位的直接測量。
應當注意到，構成信號708和710的分量脈衝將以長於前面描述的 實施例中的時間間隔經過所述傳感器組件。這導致所述導數信號比更短 輸入脈衝間隔的情況更為靈敏。對於2ps的輸入脈衝延遲，與採用200ns 延遲的情況相比，在所述導數採樣時間上累積近似IO倍的更多相位。 考慮對相位的"直接"測量，由於在幹涉儀706中組合的兩個樣本代表 所述傳感器處的具有相對較大時間間隔的事例，因此從幹涉儀704獲得 的所述相位導數的度量在必要時可以被用來提供校正。
在圖4的實施例中，由於只採用了一個幹涉儀輸出，因此"導數" 和"直接相位，，信號出現在相同脈衝串上，由此用盡兩倍於在圖1-3 的現有4支術中所描述的時隙。通過利用兩個幹涉一f義獨立地導出所述兩組測量(相位和導數)，實現對基本上完全的時域帶寬的恢復。
用來實現增大生成所述導數信號的脈衝之間的時間間隔的 一 種替
換方法是把脈沖間隔保持在200ns,但是隨後混合來自不同的發送脈沖 對的反射。在這一實施例中，對應的脈衝對之間的時間間隔由所述陣列 的一個分段中的各傳感器中的光纖長度確定，但是大約5fis的值將是典 型的。圖9示出了將利用與圖4中相同的設置所實現的脈衝模式，但是 其中線圈412導致5.2jus的延遲。脈衝序列902、 904分別是從第一和第 二發送脈衝的反射所得到的，而序列906和908則分別來自經過了所述 幹涉儀的延遲線圈的所述第一和第二脈衝。序列906和908中的反射與 來自後繼脈沖對的序列902和904中的反射重疊。
因為由所述延遲線圈所施加的延遲(5.2jLis )比脈沖對之間的時間間 隔長200ns,因此所述脈衝組合具有相同的一般形式，就好像由所述線 圏所施加的延遲是200ns—樣(按照圖6),並且因此正常信號和導數 信號都可以從交織的輸出脈沖獲得。但是在這種情況下，組合形成所述 導數信號的脈衝相隔5.2|lis經過每一個傳感器，並且因此所生成的信號 將是使用200ns延遲線圈的情況的26倍長。
可以示出(在上面描述的實施例中)有可能使用具有 [5A^+2(A^+1)0.2]的形式的任何延遲時間，其中5|lis是各脈衝對之間的 時間，？Vr是正整數。數字0.2對應於一對中的脈衝之間的以ins計的時 間，並且由傳感器長度表示。A^也是正整數。時變信號的導數將趨向於 與該信號的頻率成比例。實際的幹涉儀響應，在低頻下觀察這種關係， 但是在高頻下略微減少。在(可用於地震應用的)近似0- 250Hz的低 頻範圍內，所述導數信號的幅度因此相應地較低，並且遭受低SNR。但 是使用更長的延遲將會大大提高幹涉儀靈敏度，並且產生相應地增大的 輸出幅度。
雖然圖9中所示的設置確實給出了正常信號，但是較大的脈衝延遲 可能導致不同傳感器之間的串擾增大，並且可能提高系統噪聲級。可以 通過使用圖7中示出的具有分別導致200ns和5.2|lis的延遲的兩個幹涉 儀704和706的設置來克服這些問題。因此，幹涉儀704可以;故用來產 生所述正常信號並且在需要時產生短間隔導數信號，而幹涉儀706則可 以被用來產生較長間隔導數信號。
參照圖10，其中更加詳細地示出了在圖3c中示出的該類脈衝的輪
13廓，即代表從傳感器組件的相鄰反射鏡反射的兩個脈衝的幹涉的脈衝， 其包含關於由位於所述兩個反射鏡之間的線圏所感測的參數的相位信 息(與其導數相反)。如上面所提到的那樣，在發生過縮放時，該信息 可能易受"丟失"。但是本發明的發明人已經認識到，雖然之前這種脈 衝的光學信號的樣本僅僅被取得一次，但是在每一個脈沖內有可能進行 兩次或更多次這種測量。利用所採樣的值，例如可以採用一種兩點相位 算法來獲得所述相位信息的導數的度量。
用虛線示出的理想方波輪廓所代表的圖10的脈衝的標稱持續時間
為100ns。但是如實線所示，所述脈沖的實際形式包括非零的上升和下 落時間，並且通常可能得到持續時間為60ns的90%最大強度值的穩定 期，從其中可以取得樣本。於是為了以例如50ns的時間間距取得兩個樣 本，則需要20MHz的採樣率。更為實際的情況是，為了能夠從這樣一 個脈沖取得例如在1006、 1008和IOIO處示出的多個樣本，期望使用高 於或等於50MHz、 80MHz或者甚至lOOMHz的採樣率。當前利用商業 上可得到的技術可以達到這樣的採樣率。
考慮圖10;每一個脈沖之間的時間間隔是^，並且所述脈沖內的採
樣間距是r,。假設載波頻率是^，則可以通過下式來對在速率印(=1〃，)
下在位置1006處獲得的單一採樣信號S,進行建模
& = AC0S(必c +^)
其中A是到所述解調系統中的信號幅度，n是在某一任意起點之後的笫 n個樣本，cpi是與所述第一採樣位置S!處的樣本相關聯的相位。可以通 過下式簡單地對第二樣本S2進行建模
S2 = /4cos( yc ("rp + " + p2)
其中(P2是與所述第二採樣位置處的信號相關聯的相位。
有可能採用一種利用所述兩個樣本S!和S2的算法來提取出瞬時相
位改變A(p氣(p2-cp!),其可以採取下面的形式
厶p:tan 1 - v -;
- W/i2 - s22
這是在脈沖內的所述採樣周期L上所獲取的差分相位。假設顯著小於所述載波周期 ，則所述相位改變Acp較小，但是其對應於所述採
樣時間上的非常大的瞬時頻率。
上面對所述脈衝上的兩個採樣位置進行操作的算法在某些應用中 可以提供適當的解決方案，但是已經發現其在某些條件下會遭受一定程 度的數據遺失。雖然有限數量的數據遺失可能是可以接受的，但是也有
可能使用來自所述脈衝的第三樣本S3 (其^皮標記為1010)來改進對Acp
的估計。
通過取得笫三樣本，獲得第二相位改變值Aq)2 (其對應於S2與S3
之間的時間r《上的相位改變)。假設所述兩個相位改變Acpi與A(p2之間
的差與任一個值相比都較小，通過取得所述兩個相位測量之間的最大絕
對值(即max(IAq)丄IA(p2卩),可以按照高達Fs/Fp ( Fs=1/ts )的最大比率 基本上消除數據遺失，從而允許精確地重建經過巻繞的瞬時頻率信號。 通常在採樣率Fp下實施所述重建處理，但是在重建之後可以抽取到其他速率。
利用這種技術，對於160kHz的典型採樣頻率，可以在很寬的頻率 範圍內重建具有比"正常"過縮放極限大高達500倍的瞬時頻率值的信
在所述相位改變Acp本身被巻繞情況下，這通常將發生在Fp/2與dc 之間，應當記住的是所述瞬時頻率改變的中心處於所述載波頻率處。
一種用以展開所述瞬時頻率的頻率解繞算法通過如下操作找到所 述瞬時頻率達到零的時間位置，並且在每兩對過零之間改變所述信號的 符號。所述瞬時頻率最後被積分或者被用來重建所述正常靈敏信號中的 丟失的相位信息。
應當理解的是，上面純粹通過舉例的方式來描述本發明，並且在本 發明的範圍內可以做出細節修改。
雖然描述了適用於地震勘測的光纖傳感器組件，但是本領域技術人 員將認識到，本發明同樣適用於被採用在替換應用中的其他類型的基於 相位的換能器。實例包括在有源聲納系統中使用光纖水聽器，以及利用 自由空間光學千涉儀來測量表面振動。
可以獨立地或者以任意適當組合提供在說明書中以及在適當情況 下還有在權利要求書和附圖中所公開的每一項特徵。
權利要求
1、一種查詢基於相位的換能器的方法，所述換能器響應於所感測的參數提供信號傳播的相位改變，所述方法包括接收傳播經過所述換能器的信號；把處於代表所述換能器在第一時間的狀態的點的與處於代表所述換能器在第二時間的狀態的點的所述信號進行比較；以及從所述比較確定所述信號隨時間的相位改變速率的度量。
2、 根據權利要求1所述的方法，其中，比較所述信號包括把所 接收的信號的延遲版本與未延遲版本相組合。
3、 根據權利要求2所述的方法，其中，所述方法包括令所述信 號經過輸出幹涉儀。
4、 根據權利要求1所述的方法，其中，比較所述信號包括在多 個不同時間處對所述信號進行採樣；以及對所述採樣值進行比較。
5、 根據任一條在前權利要求所述的方法，其還包括基於所述測 量的相位改變速率獲得相位值。
6、 根據權利要求5所述的方法，其中，獲得相位值包括對所述 測量的相位改變速率進行積分。
7、 根據任一條在前權利要求所述的方法，其還包括從所述接收 的信號確定相位的度量。
8、 根據權利要求7所述的方法，其中，基本上同時確定所述相位 的度量和所述相位改變速率的度量。
9、 根據權利要求7或權利要求8所述的方法，其包括通過把來 自所述接收的信號的所述相位的度量與所述相位改變速率的度量相組合來獲得相位值。
10、 根據任一條在前權利要求所述的方法，其中，傳播經過所述換 能器的所述信號是脈沖信號。
11、 根據權利要求10所述的方法，其中，所迷信號包括至少兩個 具有不同頻率的脈沖。
12、 根據任一條在前權利要求所述的方法，其中，所述換能器包括 至少一個固有光纖傳感器。
13、 根據權利要求12所述的方法，其中，所述換能器包括傳感器 組件，所述傳感器組件包括多於一個傳感器。
14、 根據權利要求13所述的方法，其中，所述組件包括單一輸入/輸出光纖。
15、 一種用於查詢基於相位的換能器的系統，所述換能器響應於所 感測的參數提供信號傳播的相位改變，所述系統包括接收器，其用於響應於輸入信號接收從所述換能器輸出的信號； 以及包括用於產生所述輸出信號的延遲版本的延遲的相位檢測器，並且其被適配成把所述輸出信號與所述延遲輸出信號相組合，以便確定所述輸出信號的相位改變速率的度量。
16、 根據權利要求15所述的系統，其還包括用於向所述換能器提 供輸入信號的信號源。
17、 根據權利要求16所述的系統，其中，所述輸入信號包括至少 兩個脈衝。
18、 根據權利要求17所述的系統，其中，所述兩個輸入脈衝之間 的延遲等於所述相位檢測器的延遲。
19、 一種用於查詢基於相位的換能器的方法，所述換能器響應於所 感測的參數提供信號傳播的相位改變，所述方法包括響應於所述輸入信號接收來自所述換能器的輸出信號；以及 在多個不同時間處對所述接收的輸出信號進行採樣，並且使用所述 樣本來確定相位改變速率的度量。
20、 根據權利要求19所述的方法，其中，所述輸出信號是脈衝信 號，並且其中從每一個脈沖取得多個樣本。
21、 根據權利要求20所述的方法，其中，從每一個脈沖取得至少 三個樣本。
22、 根據權利要求20或權利要求21所述的方法，其中，所採樣的 脈沖的持續時間小於或等於200ns 。
23、 根據權利要求22所述的方法，其中，所採樣的脈衝的持續時 間小於或等於100ns。
24、 根據權利要求19到23當中的任一條所述的方法，其中，所述 採樣率大於或等於50MHz、 80MHz或100MHz。
25、 根據任一條在前權利要求所述的系統或方法，其中，從所述換 能器接收的所述信號具有載波頻率，並且其中所述信號的峰值瞬時頻率 的量值大於或等於所述載波頻率的量值。
26、 根據任一條在前權利要求所述的系統或方法，其中，所述基於相位的換能器是水聽器、地音探聽器或加速計的其中之一。
27、 根據任一條在前權利要求所述的系統或方法，其用於查詢光纖 地震陣列。
28、 根據權利要求27所述的系統或方法，其用於恢復從所述陣列 返回的過縮放的地震信號。
29、 一種用於恢復從基於相位的光纖傳感器返回的過縮放的信號的 方法，所述方法包括測量所述過縮放的信號的相位改變速率；以及 使用所述度量來重建所述過縮放的信號。
30、 根據權利要求29所述的方法，其還包括測量所述過縮放的 信號的相位。
31、 根據權利要求30所述的方法，其中，基本上同時執行所述相 位的測量和所述相位改變速率的測量。
32、 根據權利要求30或權利要求31所述的方法，其中，重建所述 過縮放的信號包括把所述相位的度量與所述相位改變速率的度量相組合。
33、 根據權利要求29到32當中的任一條所述的方法，其中，所述 基於相位的光纖傳感器形成多路復用的光纖地震陣列的一部分。
全文摘要
通過比較換能器在兩個時間點處的狀態以便確定被表示為相位改變的所述被測物理量隨時間的改變速率來執行對基於相位的換能器的查詢。所述改變速率或者所述相位改變的導數的幅度通常比所述信號本身小很多，因此所述導數測量可以被視為低靈敏度測量，其將被使用來代替具有更高靈敏度的正常信號測量或者與之相組合地使用。這樣就可以更加有效地測量另外可能受到過縮放效應的影響的大幅度信號。例如對於其大部分能量集中在近似800Hz處的信號來說，關於兩個測量時間之間的周期為200ns，該信號的導數通常將被衰減60dB。
文檔編號G01D5/353GK101636639SQ200880008164
公開日2010年1月27日 申請日期2008年3月10日 優先權日2007年3月14日
發明者J·德弗雷塔斯, R·I·克裡克莫爾 申請人:秦內蒂克有限公司