Cfo和dco的失真量估計方法、以及使用此方法的接收信號校正方法和接收裝置的製作方法

2023-06-06 05:04:16

專利名稱：Cfo和dco的失真量估計方法、以及使用此方法的接收信號校正方法和接收裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及接收機的載頻偏移(CFO)和DC (直流)偏移(DCO)的估計方法、以及 使用估計值的接收信號校正方法和實現此方法的接收裝置。
背景技術：
近年來，例如DAB、DVB、以及IEEE 802. Ila WLAN各種無線通信標準採用正交頻分 多路復用(OFDM)。OFDM制式由於副載波的頻譜有一部分重疊，所以對載頻偏移(CFO)非常 脆弱。因此，需要估計並校正CFO (非專利文獻1)。另一方面，為了應對最近對價廉終端的 需求，採用直接變頻制式接收機(DCR)。然而，DCR會引發DC偏移(DCO)、I/Q失衡閃爍噪聲 等附加模擬信號損耗。本說明書中，僅考慮最嚴重的損耗(即DC0)，設想可忽略其它損耗因常研究OFDM系統的CFO估計，因為它對維持副載波的正交性很重要。這些文獻中 也有考慮在CFO和DCO並存的情況下下校正的研究。這些研究可分為兩種。一種是使用導 頻信號的方法(非專利文獻3和非專利文獻4))。另一種是基於盲尋的方法。基於盲尋法 的途徑需要利用計算到處查找檢索的頻帶來進行CFO估計，其複雜度和計算量在安裝中是 不能容許的。另一方面，使用去除最優度估計法(ML)的導頻信號的途徑通常利用特殊的導 頻信號結構，因而具有減小複雜度的優點。所以，我們關注普通的周期性導頻信號(PP)。PP 的相互關係能提供在沒有DCO的狀態下估計CFO的簡單方法(非專利文獻1和非專利文獻 2)。另一方面，在文獻(非專利文獻3和非專利文獻4)中研究了 CFO和DCO存在時的導頻 信號。非 專利 文獻 1 :P. H. Moose, "A technique for orthogonal frequency divisionmultiplexing frequency offset correction noise,，，IEEE Trans.Commun. Vol. 42，pp. 2908-2914，Oct. 1994. (P. H. Moose, 「一種正交頻分復用頻率偏移校正噪聲的技 術」，IEEE通訊彙刊，第42卷，第2908-2914頁，1994年10月)非 專禾丨J 文獻 2 :M. Morelli and U. Mengali, "An improved frequency offsetestimator for OFDM applications,，，IEEE Communi. Lett. Vol. 3, pp. 75-77, Mar. 1999. (M. Morelli and U. Mengali，「用於OFDM的改進頻率偏移估計法」，IEEE通信快 報，第3卷，第75-77頁，1999年3月)非專禾Ij 文獻 3 :C. K. Ho，S. Sun, and P. He, "Low complexity frequency offsetestimation in the presence of DC offset," in Proc. IEEEICC' 03, pp. 2051-2055，May2003. (C. K. Ho, S. Sun, and P. He, 「存在 DC 偏移的低複雜度頻率偏移估 計」,出版中，IEEEICC' 03，第 2051-2055 頁，2003 年 5 月)非專禾Ij文獻 4 :S.Marsili，「DC offset estimation in OFDM based WLANapp Ii cat ion, "in Proc. IEEE GL0BEC0M，04，Dec. 2004. (S. Marsi Ii，「基於 OFDM 的 WLAN 應用中的DC偏移估計」，出版中，IEEE GL0BEC0M，04，2004年12月)

發明內容
非專利文獻3中，首先粗略估計DCO的量，並從導頻信號間的相關值減去DCO量的 估計值後，得到CFO估計值。已知此CFO估計值處於存在偏移的狀態(統計上不能使誤差 為零的狀態)，僅在CFO小時有效。為了估計DC0，非專利文獻4中使用最佳線性非偏移估 計法(The best linear unbiased estimator :BLUE)。其中，將 CFO 當作隨機值建立模型。 然而，CFO—般在估計過程中並不是隨機值(非專利文獻3)，此估計模型的不完整性導致估 計模型的準確度差。即，以往沒有準確度良好地求出DCO值和CFO值的方法。本發明是為解決上述課題而想出的，其中利用的是在多個碼元連續地發送周期 性導頻信號(下文也記為「PP」)的條件下，對於第2個及其後的PP碼元，連續的碼元之間 偏離載頻偏移的份額。S卩，本發明提供一種失真量估計方法，包括接收發送信號從而得到接收信號的工序、解調所述接收信號的工序、將所述解調後的信號轉換成數位訊號的工序、將所述接收信號中的導頻信號的1個碼元所包含的採樣數取為K並將預定的整數 值取為D且將DK取為L從而由所述數位訊號的相當於導頻信號的部分取得K+L個數據的 工序、以及從所述取得的數據的始端開始將L個數據取為矢量巧並從所述取得的數據的始
端開始將第K+1個起的L個數據取為矢量r2從而根據式(100)求出CFO估計值的工序。 f 其中，Rp由式(13)取得，fs是採樣頻率。 矢量1是元素全為1的LXl的矢量。又，本發明提供一種失真量估計方法，包括接收發送信號從而得到接收信號的工序、解調所述接收信號的工序、將所述解調後的信號轉換成數位訊號的工序、將所述接收信號中的導頻信號的1個碼元所包含的採樣數取為K並將預定的整數 值取為D且將DK取為L從而由所述數位訊號的相當於導頻信號的部分取得K+L個數據的 工序、以及從所述取得的數據的始端開始將L個數據取為矢量^並從所述取得的數據的始 端開始將第K+1個起的L個數據取為矢量r2從而根據式(14)求出DCO估計值的工序。 矢量1是元素全為1的LX 1的矢量。
又，本發明提供一種接收方法，包括接收發送信號從而得到接收信號的工序、解調所述接收信號的工序、將所述解調後的信號轉換成復接收數據的工序、
校正由權利要求2求出的DCO估計值的工序、以及校正由權利要求1求出的CFO估計值的工序。
又，本發明提供一種接收機，包括接收含有導頻信號部分的發送信號從而得到接收信號的天線、連接所述天線並輸出所述接收信號的放大器、連接所述放大器並解調所述接收信號的復解調器、連接所述復解調器並對所述解調後的接收信號採樣從而輸出復接收數據的開關、 以及連接所述開關並輸入所述復接收數據從而輸出從所述復接收數據去除CFO和DCO 後的校正接收數據的控制器，所述控制器將導頻信號的第K+1個數據起的L個數據當作矢量T1獲取，將所述導 頻信號的第2Κ+1個數據起的L個數據當作矢量r2獲取，根據式(100)求出CFO校正值，根據式(14)求出DCO校正值，利用所述DCO校正值校正所述復輸入數據，利用所述CFO校正值校正所述校正後
的復輸入數據，從而求出所述校正接收數據。 / 其中，Rp由式(13)取得，fs是採樣頻率，K是1個碼元中的採樣數。
1 1 矢量1是元素全為1的LX 1的矢量。本發明示出根據所接收PP的潛在關係，能完全消除CFO估計中DCO的影響。作為 結果，我們提出在無DCO的狀態下無偏移的CFO估計方法，能達到與無DCO的狀態相同的性 能。還能同時獲得DCO的估計。


圖1是表示導頻信號的圖。圖2是示出本發明的發射機、接收機的組成的圖。圖3示出本發明求出校正值的數據結構。圖4是示出與已有方法比較CFO的最小平方誤差(匪SE)值的曲線圖。圖5是示出CFO的匪SE的曲線圖。圖6是示出有效SNR的結果的曲線圖。
圖7是示出誤碼率(BER)的結果的曲線圖。標號說明1發射機2信號源3導頻信號發生器4合成器
5調頻器6發送放大器7發送天線10接收機11接收天線12接收放大器13、14 乘法器15本機振蕩器16相位變換器17、18低通濾波器19、20 開關22加法器23減法器24乘法器25虛數單位28校正值計算部30控制部
具體實施例方式本說明書中，在矩陣(行矢量)中使用粗字。上標字符H、T、*、十字號分別表示艾 爾米特矩陣、轉置矩陣、共軛矩陣、偽逆矩陣。公式中用粗字符表示的矩陣在文中示為「矩陣 r」，行矢量表為「矢量r」。具有N個副載波的OFDM系統中，將帶寬B分給具有頻率間隔f； = Β/Ν的N個副 載波。而且，通常用&將CFO(Af)歸一化。圖1示出P個碼元組成的所發送的PP(導頻信號)。其中，各碼元具有K個採樣。 將PP看作在傳輸空間等間隔配置副載波的OFDM碼元。通常，N = MK, M為正整數。再者，本實施方式中，設想OFDM信號來進行說明，但本發明不限於OFDM信號。非 OFDM信號的情況下，也有不存在副載波的場合。然而，只要存在具有K個採樣的導頻信號， 就能應用本發明。該情況下，可將M設定為正整數，最好設定為不小於2的正整數，並設想 具有Ν( = ΜΚ)個副載波。後文將說明，用Af(Hz)求出CFO估計值時，無M或N。因此，M 值的設定只要是正整數就可以。由於PP的各碼元其相鄰碼元用的是循環前綴，所以接收的導頻信號仍為周期性 信號。疊入信道後，將ε定義為未知的歸一化CF0，從而我們得到所接收的第η個導頻信號的採樣(如下所示)。r (n) = s (η)+Z (η)，(1)這裡，s (η)是僅受CFO影響的接收信號，如下所示。 Φ是CFO的相位表現，如下所示。φ = 2 π ε Κ/Ν而且，Z(η)是具有Q2z方差並附加零平均的白高斯噪聲(後文稱為「AWGN」)的採樣。於是，通過求出由下面的式(2)求出的所接收導頻信號的相關性，能如下所示地 得到CFO估計值。這裡，L = DK, D是設計參數。
這裡，可估計的ε在以下所示的範圍內。ε e (-M/2, Μ/2)設存在作為未知的DCO的d，則接收的第η個導頻信號採樣如下。r(n) = s (η) +d+z (η)，(3)由此式導出下面的公式。
，(4)其中，A、Rs,d、Rz, d、Rz 如下所示。 1 L 所以Rz如下所示。
這裡，S1, SyZ^Z2如下所示。
非專利文獻3中，指明基於公式(4)的CFO估計存在偏移，所以提出將R替換成公 式(6)的解決辦法。然而，d的絕對值的平方的估計是基於時間平均(TDA)進行的，不能很 好地應用於CFO大的情況。而且，即使存在d的絕對值平方的完整信息，也因Rs,d而使估計 結果偏移。3、CFO和DCO同時估計實際使用的狀況下，在接收開始的時間點上也許存在大的CF0。當然希望開發在 DCO存在的情況下也能進行估計的強CFO估計方法。本節中，我們提出無偏移的CFO估計方 法。該估計方法能完全消除DCO的影響。3 算法公式(2)的L+K個採樣能整理成如下的兩個LXl矢量。Γι = [r(K+l), ···, r(K+L)]T,(7)
(8)根據公式(3)，在無AWGN的狀況下，我們得到下式。r2-d · 1 = eJ (rfd · 1)，(9)其中，矩陣1是元素全為1的LXl矢量。不言而喻，公式(9)能改寫為公式(10)。 這提醒線性最小平方的問題。因為L > 1，分析解為公式(11)、公式(12)。 其中，c如下所示。 此c是與φ的估計無關的正實數標量。公式(11)的右邊第1項的上標為十字號， 表示偽逆矩陣。從公式(12)能與表示DCO的帽d獨立地求出表示CFO的帽Φ。結果，我們得到CFO的估計值帽ε ρ，如下所示。 在將副載波的數量取為N個、將1個碼元中的採樣數量取為K個時，M是滿足N = MK的正整數。帽ε ρ是歸一化的CFO估計值，以包含能任意設定的整數M的形式表示。將 其改為頻率單位(Hz)時，帽％為Δ ΤΧ，考慮Nftl是帶寬B (較準確而言，是採樣頻率fs)，
則如式(100)所示。 f厶/=AarSiiiPl
2πΚ (100)S卩，能由採樣頻率fs、碼元中的採樣數K和根據式(13)求出的複數Rp的主角(實 數部分與虛數部分形成的角度)求出。由此，在ε非零時，能按照公式(14)那樣估計DC0。 j r^r!lTr2 - ^r2IrP1 由於矩陣Γι的最後L-K元素列與矩陣r2的最前L-K元素列相同，公式(13)的計 算量與公式(6)的計算量具有相同的計算量。使公式(13)的二次形式表示如下。
其中，所有包含作為未知DCO的d的項均被消除。換句話說，此CFO估計方法獨立於DC0。使用噪聲為零平均的AWGN，則得到在L足 夠大時Rz拔大致為零的結果。知道A和A拔為正實數標量，就能將公式(18)改寫為公式 (19)。通過作為OFDM碼元處理ΡΡ，得知A拔與因DC副載波的點上存在的CFO而造成的載波間幹擾成正比。DC和2X (M-I)個相鄰副載波中沒有承載信號，所以設想A比A拔要大 得多是妥當的。與信噪比(SNR)比1要大得多的非專利文獻2相同，exp (_j Φ) *Rz的實數和複數 元素(高概率地)比A要小得多。這裡，「*」意指乘法。因此，SNR高且公式(101)成立時，能近似為公式(20)。
最後，得到下式。Ε( ρ - ε) = 0因此，所提出的CFO估計方法無偏移，並且能由公式(21)得到其方差。
這與非專利文獻2的DCO為零時的方差相同。因為消除了含公式(10)的d的項，公式(14)的DCO估計方法在無CFO的狀態下 估計失敗。好在OFDM系統的DC副載波通常不承載信號。因此，CFO為零的情況下的DCO本 質上無害；如果需要，通過在PP或通常承載信息的OFDM碼元上執行TDA，能容易估計DC0。又，若對CFO進行一次估計，則也能用其它方法求出DC0。具體而言，能用下面的 方法。將矩陣Fn取為NXN的反傅立葉變換矩陣。矩陣Fn的一列對應於具有N個副載波的 OFDM信號的一個副載波。現將列的編號取為i。1 ^ i ^N0如果作為對象的信號不是OFDM信號，也能將具有M個碼元的周期性導頻信號(由 K個採樣構成1個碼元)看作具有N = MK個副載波的OFDM信號。r = [r(K+l), . . . , r(K+N)]T當作此OFDM信號使用i個副載波。具體而言，是如下的副載波。i = M+L2M+1, . . . , (K-I) M+1就是說，將i個以外的副載波看作傳輸空(null)的空副載波。把與零副載波對應 的矩陣Fn的列匯集成一個矩陣V。即，矩陣V集中與零副載波對應的列矢量。不存在CF0、 DC0、噪聲的情況下，作為接收信號的矢量r建立下式的關係。VHr = 0這是因為從左邊乘矩陣Vh的操作對應於再現作為接收信號的來自矢量r的零副 載波的信號的操作。因此，僅存在CFO的情況下，下式的關係成立。νΗΓΗΗ( ε )r = 0其中，矩陣ΓΗ(ε)是NXN對角矩陣，如下所示。ΓΗ(ε) = diag(l, θ^2πε1/Ν, · · ·，e-化 ε _)矩陣ΓΗ( ε )(=矩陣Γ (- ε ))進行使相位僅移動歸一化的CF0(即ε )的操作。 就是說，上面的公式意味著對存在CFO的接收信號進行消除CFO的操作後，進行再現零副載 波的操作，則變為零。接著，在CFO和DCO存在的情況下，下面的關係成立。矢量In是全部元素為1的 DCO即使在矩陣ΓΗ(ε)的操作中也不為零，所以右邊僅留下DCO分量。這裡，矢 量1可如上文那樣預先計算，Vh是Fn的一部分，也能預先算出。又，CFO能從本發明的式 (100)求出，所以上式的未知數僅僅是作為DCO的d。因此，能估計CF0，就能根據上式估計 DCO0具體而言，用下面的公式求出DC0。
d = xty (102)其中，矢量χ和矢量y是下式所示的NXl的列矢量。 在將矢量χ簡記為「X」時，χ的偽逆矩陣為(XhX)―1/，(XhX)是標量，所以能求出 DC0，而不是求偽逆矩陣。接著，詳細說明本發明的實際情況。圖2示出本發明的組成。發射信號的發射機 1可以是廣播站，也可以是個人所有的發射機。本發明中，發射機1包含信號源2、導頻信號 發生器3、合成器4和變頻器5。還可包含輸出放大器6和天線7。這裡，導頻信號發送不少 於L個的採樣數為K的碼元。將導頻信號與信號源發出的元信號在時間上復接。這是因為 本發明的接收方進行的接收需要全部是導頻信號的期間。合成器4的輸出g(n)經變頻器 5發送。變頻器5可包含編碼用的功能。另一方面，接收機10包含天線11、放大器12、變頻器和濾波器(17、18)、開關元件 (19,20)以及控制器30。變頻器是復變頻器。通常包含本機振蕩器LO (15)、乘法器(13、14) 以及相位變換器16。接收機10接收信道響應和發送信號g(n)卷積後的信號受CFO影響的信號。把放 大器12的輸出分成I分支(I軸)和Q分支(Q軸)。用乘法器13將I分支方的信號與來 自本機振蕩器LO 15的載波信號相乘。用乘法器14將Q分支方的信號與使來自本機振蕩 器LO的載波信號的相位偏移π /2後的信號。I分支和Q分支的信號分別通過低通濾波器(17、18)，濾除不需要的高頻分量。然 後，利用具有足夠採樣頻率的AD轉換器(19、20)，將其轉換成數位訊號。將I分支和Q分支 的信號分別輸入到控制器30。接著，說明控制器30的處理。圖2記載了控制器30中具有與處理相應的處理部 的情況，但主要是軟體進行的處理。當然，也可製作專用硬體來使其執行。後文將I分支方 中數位化的信號和Q分支方中數位化的信號分別稱為I數據和Q數據。將輸入到控制器30 的I數據和Q數據合在一起稱為復接收數據。復接收數據在本機振蕩器的解調過程中受到 自解調的影響，疊加DC0。如果輸入Q數據和I數據，則控制器30在校正值計算部28根據 各數據算出校正值。將算出的校正值分別通知濾波器部21、倍數部22、CFO校正信號發生 部27。控制器30根據公式(100)和公式(14)估算依據I數據和Q數據包含在復接收數 據中的CFO值的帽ε ρ和⑶0值的帽d。然後，輸出消除估計的CFO和DCO的校正值。CFO校正值對第k個復接收信號為eXp(-j2Jik帽ε p/N)。DCO校正值為(_帽d)。帽ε P是歸 一化的角度，帽d是複數。另一方面，將I數據和Q數據相加後，減去DCO估計值，使頻率偏移CFO估計值。 圖2中，以硬體方式示出利用加法器22進行相加、利用減法器23減去DCO估計值、利用乘 法器24偏移CFO的份額。然而，也可當作軟體的處理進行。再者，偏移頻率以消除CFO估 計值是將第k個復接收數據與exp&jZJik帽ε ρ/Ν)相乘。帽ε Ρ/Ν的具體頻率為Δ f/f0， 其中將副載波頻率的頻帶取為fo。將發送數據g(n)和信道響應疊加而取得校正後的復接 收數據。接著，進一步詳細說明校正值計算部的處理。圖3中示出數位化的I數據和Q數 據中接收的導頻信號的排列。導頻信號是存在多個碼元50的信號。設1個碼元有K個採 樣。校正值計算部28從導頻信號的任意位置取得數據後啟動。這裡，數據是指各個採樣。取得數據後啟動的定時不專門加以限定。然而，需要能至少取得不少於(D+1)K個 導頻碼元。數據的獲取方式如下1數據和Q數據雙方都是從導頻信號的數據獲取點55起第 K個數據56取得L個數據，從第2K個數據57同樣取得L個數據。這裡，L為DK個導頻碼 元中的採樣數。D為設計值，是不小於2的整數。通常用2或3就足夠。換句話說，使用從 數據獲取點55起的2K+L個復接收數據，並從中取得K+L個復接收數據。接著，將取得的復接收數據(第一個數據為獲取點55起第K+1個)的最前L個取 為矢量Α (公式(7))，第K個起的L個取為矢量r2 (公式(8))。這些矢量巧和矢量巧是 ri(k)為實數部且rQ(n)為虛數部組成的複數。因此，每當進行復接收信號的運算處理時，將 rQ(n)的數據等同為乘上了虛數單位j而進行處理。再者，為了表示對復接收數據進行複數 運算處理，圖2的控制部30中示出了對rQ(η)乘以虛數單位j的乘法器25。取得矢量和矢量，則能立即根據公式(100)從這兩個數據群求出CFO估計值帽ε。 同樣，也能根據公式(14)求出DCO估計值帽d。也可從公式(102)求出DCO估計值。能求出CFO和DCO的估計值，則能得到從復接收數據消除CFO和DCO後的數據。具 體而言，設接收的η個數據的復接收數據為r (η)，則通過從r (η)的全部元素減去帽d，能校 正 DC0。又，通過對r(n)從左邊乘以下式的矩陣，能校正CF0。 該式中，diag表示對角矩陣。說明利用公式(102)求出DCO的情況。設反傅立葉變換矩陣為矩陣Fn，則矩陣Fn
表示如下。
此矩陣的各列矢量對應於副載波。於是，將傳輸空的副載波取為抽選矩陣V。矩陣V在縱向排列N個元素，在橫向僅排列空副載波的數量。從上文的公式(104)得到矩陣 ΓΗ(ε)(=矩陣 Γ (-ε))。利用變換矩陣元素的配置能容易得到公式(103)的矢量X、矢量y，而不必求出逆 矩陣。能得到帽εΡ當作CF0。因此，通過元素重排和矩陣乘法能容易地求出矢量χ和矢量又，如以示出的那樣，若將矢量χ僅簡記為「X」，則χ的偽逆矩陣為(Λ) W (xHx) 是標量，所以能當作標量和矢量X的艾爾米特矩陣求出矢量X的偽逆矩陣。因此，僅利用矢 量乘法就能得到基於公式(102)的DC0。 4、仿真本節中進行仿真，以示出所提出的CFO和DCO同時估計方法的性能。仿真OFDM系 統具有N = 64個副載波，並使用52個副載波，以傳輸格雷編碼的64QAM信號。將循環前綴 的長度取為Ncp = 16。作為PP，我們使用IEEE 802. IlaffLAN的前置碼中的短修整序列。但，P (導頻信號數)=10，K = 16，而且M = 4。頻率選擇性衰落信道具有5個以 自然對數方式減小功率的路徑。使所接收的無失真信號的功率與對應於SNR = 1/ σ 2ζ的1 相符，而DCO的功率其d絕對值的平方固定為0. 25。使用PP的相同的最後L+K = 64個採樣，將提出的估計方法與非專利文獻3的 Ho估計方法和非專利文獻4的Marsili估計方法進行比較。Marsili的估計方法中，在 (-ε BLUE, ε BLUE)的區間中CFO同樣地離散且SNR為20dB的假設條件下，進行估計DCO用 的線性估計。然後，從導頻信號減去DCO估計值後，進行基於相關性的CFO估計。圖4示出按 Ε[( ε -帽ε)2]定義的歸一化CFO的最小平方誤差(匪SE)值的比較。可知Ho和Marsili 的估計方法都不能完全消除DCO的影響，因而誤差的估計性能存在差錯處。另一方面，提出 的CFO估計方法呈現與無DCO的狀態相同的優秀估計性能。圖5示出CFO的匪SE。可知Ho和Marsili估計方法的性能隨CFO的值劇烈變化， 但提出的估計方法在整個CFO估計範圍內都保持最佳性能。最後，能用圖6的有效SNR的 結果和圖7的誤碼率(BER)測定綜合接收性能。這裡，基於TDA的DCO估計使用Ho的估計 方法。如預想的那樣，本發明中提出的估計方法可實現能滿足CFO和DCO的估計，優於已有 的2種途徑。至此，本發明考察CFO和DCO並存情況下的PP的潛在特性，提出新的CFO與DCO 同時估計方法。與已有的方法比較，所提估計方法的CFO估計無偏移，能達到與無DCO的狀 態相同的性能。仿真結果證明所提估計方法的準確性和優異性。產業上的可用性本發明能用於電子通信設備，尤其能用於以OFDM制式進行收發的接收機。
權利要求
一種失真量估計方法，其特徵在於，包括接收發送信號以得到接收信號的工序；解調所述接收信號的工序；將所述解調後的信號轉換成數位訊號的工序；將所述接收信號中的導頻信號的1個碼元所包含的採樣數取為K、並將預定的整數值取為D、且將DK取為L，從而由所述數位訊號的相當於導頻信號的部分取得K+L個數據的工序；以及從所述取得的數據的始端開始將L個數據取為矢量r1、並從所述取得的數據的始端開始將第K+1個起的L個數據取為矢量r2、從而根據式(100)求出CFO估計值的工序， f= fs 2K arg{ R p}--- ( 100 ) 其中，Rp由式(13)取得，fs是採樣頻率， R p= 1 L r 1 H r 2- 1 L2 r 1 H1 1 T r 2.--- ( 13 ) 矢量l是元素全為1的L×l的矢量，
2.一種失真量估計方法，其特徵在於，包括 接收發送信號以得到接收信號的工序； 解調所述接收信號的工序；將所述解調後的信號轉換成數位訊號的工序；將所述接收信號中的導頻信號的1個碼元所包含的採樣數取為K、並將預定的整數值 取為D、且將DK取為L，從而由所述數位訊號的相當於導頻信號的部分取得K+L個數據的工 序；以及從所述取得的數據的始端開始將L個數據取為矢量Γι、並從所述取得的數據的始端開 始將第Κ+1個起的L個數據取為矢量r2，從而根據式(14)求出DCO估計值的工序 矢量1是元素全為1的LX 1的矢量。
3.一種接收方法，其特徵在於，包括 接收發送信號以得到接收信號的工序； 解調所述接收信號的工序；將所述解調後的信號轉換成復接收數據的工序； 校正由權利要求2求出的DCO估計值的工序；以及 校正由權利要求1求出的CFO估計值的工序。
4.一種接收機，其特徵在於，包括接收含有導頻信號部分的發送信號以得到接收信號的天線； 與所述天線連接並輸出所述接收信號的放大器； 與所述放大器連接並解調所述接收信號的復解調器；與所述復解調器連接並對所述解調後的接收信號進行採樣以輸出復接收數據的開關；以及與所述開關連接並輸入所述復接收數據，從而輸出從所述復接收數據去除CFO和DCO 後的校正接收數據的控制器，所述控制器將導頻信號的第K+1個數據起的L個數據當作矢量Γι來獲取，將所述導頻 信號的第2Κ+1個數據起的L個數據當作矢量r2來獲取， 根據式(100)求出CFO校正值， 根據式(14)求出DCO校正值，利用所述DCO校正值校正所述復輸入數據，利用所述CFO校正值來校正所述校正後的 復輸入數據，從而求出所述校正接收數據， 其中，Rp由式(13)取得，fs是採樣頻率，K是1個碼元中的採樣數， 矢量1是元素全為1的LX 1的矢量。
全文摘要
從傳輸系統接收的接收信號中，CFO和DCO校正使接收信號的SNR提高，從而最終有效地改善差錯率。因此，研究以用導頻信號的方法或盲尋法等方法來估計與校正CFO和DCO，但在DCO存在的情況下估計CFO，其方法如ML法那樣，計算量龐大或不能在根本上從估計值消除誤差。接收信號受到傳輸系統的影響，在頻率軸觀察周期性導頻信號的連續碼元時，恰好相位偏移CFO的份額。因此，能以分析的方式從周期性導頻信號的連續碼元求出CFO，並能據此估計DCO且校正CFO和DCO。
文檔編號H04J11/00GK101843018SQ20088011459
公開日2010年9月22日 申請日期2008年11月5日 優先權日2007年11月5日
發明者山下勝己, 林海 申請人:公立大學法人大阪府立大學