用於高頻介質加熱功率的功率控制單元的製作方法

2023-11-02 21:20:12 1

專利名稱：用於高頻介質加熱功率的功率控制單元的製作方法
技術領域：
本發明涉及使用磁控管的高頻介質加熱功率控制，特別是不受磁控管的特性變 化、磁控管類型，或磁控管的陽極溫度等的差異影響的高頻介質加熱。
背景技術：
迄今為止，安裝在高頻加熱設備中的電源變得巨大且笨重，因此，存在對電源進行
小型化和縮減重量的要求。因此，在當前的各種領域中，積極地進行通過切換電源而達到小
型化、縮減重量、成本減少。在用於通過磁控管中產生的微波烹製食物的高頻加熱設備中，
需要對驅動磁控管的電源小型化和縮減重量，且通過可開關逆變器完成。 具體地，本發明所針對的高頻逆變器是橋式諧振型電路，其使用一對或兩對橋臂，
每個橋臂由串聯連接的兩個開關元件組成(例如，參照專利文獻1)。 上面所提到的切換仍舊包含這樣的問題結合圖63中VAK(陽極陰極電壓)-Ib特 性指示的該磁控管是非線性負載的事實，提供給磁控管驅動電源的商用電源的電流波形變 為大量包含諧波成分的波形。 另一方面，隨著磁控管驅動電源的功耗的增加、以滿足減少微波爐的烹製時間的
需要，諧波成分的絕對值變得更高，並且，其使得抑制電源諧波電流變得更加困難。 建議了用於抑制諧波電流的各種控制方法(例如，參考專利文獻2)。 圖62顯示了高頻加熱設備的磁控管驅動電源(逆變器電源)的示例。該高頻加
熱設備包括直流電源601、磁漏變壓器602、第一半導體開關元件603、第二半導體開關元件
604、第一電容器605 (緩衝電容器)、第二電容器606 (諧振電容器)、第三電容器607 (平滑
電容器)、驅動部分613、全波倍壓整流器611和磁控管612。 該直流電源601全波整流商用電源，且向第二電容器606和磁漏變壓器602的初 級繞組608的串聯電路施加直流電壓VDC。該第一半導體開關元件603和第二半導體開關 元件604串聯連接，且將磁漏變壓器602的初級繞組608和第二電容器606的串連電路(諧 振電路)與第二半導體開關元件604並聯連接。 該第一電容器605與第二半導體開關元件604並聯連接，且具有像緩衝器 (s皿bber)那樣的角色，以抑制切換中出現的湧入電流(電壓)。由倍壓整流器611將磁漏 變壓器602的次級繞組609中出現的交流高壓輸出轉換為直流高壓，且將該電壓施加到磁 控管612的陽極與陰極之間。磁漏變壓器602的三級繞組610向磁控管612的陰極提供電 流。 第一半導體開關元件603和第二半導體開關元件604中的每一個由IGBT和與其 並聯連接的飛輪(flyiheeling) 二極體。當然，第一、第二半導體開關元件603、604並不 限於該類型，並且，也可以使用半導體閘流管、GTO開關元件等。
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驅動部分613包含振蕩部分，用於產生第一半導體開關元件603和第二半導體開 關元件604的驅動信號，且該振蕩部分產生預定頻率的方波，並且向第一半導體開關元件 603和第二半導體開關元件604提供DRIVE (驅動)信號。僅在第一半導體開關元件603或 第二半導體開關元件604關斷之後，跨越另一半導體開關元件的電壓才是高的，因此，如果 在該時間點關斷該半導體開關元件，則將流過形狀像長釘一樣的過流，並出現不必要的損 失和噪聲。然而，提供了空載時間(dead time)，因此延遲關斷該半導體開關元件，直到跨越 該半導體開關元件的電壓減小到大約O伏，使得可以防止不必要的損失和噪聲。當然，在相 反的切換操作時，也執行相似的操作。 在專利文獻1中描述了由驅動部分613給出的DRIVE信號的詳細操作、以及在每
個操作模式中的所述兩個半導體開關元件的詳細操作，因此將不再討論。 作為圖62中的電路結構的特徵，施加到第一半導體開關元件603、第二半導體開
關元件604的電壓等於直流電源電壓VDC，也就是說，甚至在家用電源的最高電壓的歐洲
240伏下的240^ = 339伏。因此，如果假設是處於在從間接雷擊、瞬時電力中斷等中恢復 時的異常時間中，則可以使用具有耐受電壓大約為600伏的便宜的元件，作為第一半導體 開關元件603和第二半導體開關元件604。 下面，圖65顯示此種逆變器電源電路中的諧振特性(由電感L和電容C構成的串 聯諧振電路)。 圖65顯示當施加給定電壓時的頻率_電流特性的圖；橫軸對應於開關頻率，而豎 軸對應於流入磁漏變壓器的初級側的電流。 在諧振頻率fO處，串連諧振電路的阻抗變為最小，且隨著其遠離諧振頻率而增 加。因此，如該圖所示，在諧振頻率f0處，電流II變為最大，且隨著頻率範圍由fl到f3變 高而減小。 在實際的逆變器操作中，使用高於諧振頻率f0的從fl到f3的頻率範圍(實線部 分II)，此外，如果輸入電源是像商用電源那樣的交流，則開關頻率響應於商用電源的相位 而改變，以符合隨後描述的磁控管的非線性負載特性。 使用圖65中的諧振特性，對於相對不太需要磁控管施加電壓對商用電源電壓的 升壓比的商用電源的瞬時電壓變為最高的、接近90度和270度的相位中，在高頻輸出中，將 開關頻率設置為最高。 例如，為了在200W下使用微波爐，頻率變為接近f3，為了在500W下使用微波爐，頻 率變得更低，為了在1000W下使用微波爐，頻率將將進一步變低。 當然，由於控制了輸入功率、輸入電流等，所以，頻率隨著商用電源電壓、磁控管溫 度等的變化而改變。 在商用電源的瞬時電壓變為最低的0度和180度附近的相位中，所述開關頻率被 降低到諧振頻率fO附近，磁控管施加的電壓對商用電源電壓的升壓比(boosting ratio) 增加，且加寬用於從磁控管發射無線電波的商用電源的相位寬度，以符合除非施加高壓否 則不執行高頻振蕩的磁控管的特性。 因此，對於每個電源相位而改變逆變器操作頻率，因此，可以實現包含大量基波 (商用電源頻率)成分和包含少量諧振成分的電流波形。 然而，磁控管的非線性特性隨著磁控管的類型而改變，且也由於磁控管溫度和微波爐中所加熱的物質(負載)而波動。 圖63A到63C是磁控管的陽極陰極施加電壓_陽極電流特性圖；圖63A是顯示基 於磁控管類型的差異的圖；圖63B是顯示基於與磁控管饋電匹配好或差的差異的圖；且圖 63D是顯示基於磁控管溫度的差異的圖。在圖63A到63C中，豎軸是陽極到陰極電壓，而橫 軸是陽極電流。 在圖63A中，A、 B和C是三種類型的磁控管的特性圖；對於磁控管A，直到VAK變 為VAK1 ( = ebm)之前，只有IA1或更小的輕微電流流入。然而，當VAK超過VAK1時，電流 IA迅速開始增加。在該區域中，IA很大程度上是由於VAK的輕微差異而改變。下面，對於 磁控管B，VAK2( = ebm)比VAK1更低；此夕卜，對於磁控管C， VAK3 ( = ebm)進一步比VAK2更 低。由於磁控管的非線性特性依賴於磁控管類型A、B、C而變化，所以，在與具有低ebm的磁 控管匹配的調製波形中，當使用具有高ebm的磁控管時，輸入電流波形失真。
背景技術：
中的 設備無法解決該問題。因此，產生不受磁控管類型影響的高頻介質加熱電路是一個問題。
在圖63B中，磁控管的三種類型的特性圖示出當從磁控管來看時，加熱室的好的、 差的阻抗匹配。如果阻抗匹配良好，則VAKl( = ebm)為最大；隨著阻抗匹配變差，VAK1 (= ebm)減少。由於磁控管的非線性特性很大程度上也依賴於阻抗匹配是良好還是差的而變 化，所以，產生不受磁控管類型影響的高頻介質加熱電路是一個問題。 在圖63C中，三種類型的磁控管的特性圖示出高的和低的磁控管溫度。如果溫度 低，則VAKl( = ebm)為最大；隨著溫度逐漸變得更高，ebm變得更低。因此，如果磁控管溫 度與低溫相匹配，則當磁控管溫度變高時，輸入電流波形失真。 由於磁控管的非線性特性很大程度上也由於為磁控管溫度差異而變化，所以，產 生不受磁控管類型影響的高頻介質加熱電路是一個問題。 隨後，為了解決這個問題，如圖64所示，建議了一個系統，其中，作為調製部分621 處理並整形由電源電壓檢測裝置627所檢測的商用電源電壓波形而提供的調製波形被用 於調製半導體開關元件603、604的驅動脈衝頻率，且根據"預期控制系統"而執行波形整 形，使得輸入電流波形接近正弦波，從而驅動該半導體開關元件603、604。
專利文獻1 :日本專利公開號No. 2000-58252
專利文獻2 :日本專利公開號No. 2004-638
發明內容
本發明要解決的問題 然而，已證明，即使採用了 "預期控制系統"，該所述波形整形也不能跟隨磁控管的 特性變化、磁控管類型的變化、根據磁控管陽極溫度或微波爐中的負載的ebm(陽極到陰極 電壓)波動、或電源電壓波動。 此外，在半導體開關元件603的第一個導通操作開始之前的平滑電路的輸出電壓 波形變為獨立於商用電源的相位的直流電流。因此，由於採用通過處理和整形商用電源電 壓波形而提供的調製波形，所以，控制導通操作開始處的商用電源的相位到從調製波形確 定的導通時間寬度(1/頻率)變為最小的相位(也就是說，為了防止過電壓被施加於磁控 管的90度、270度附近)是必要的。因此，針對該目的，存在控制調節複雜的問題。
為了實現上面所描述的跟隨磁控管特性波動等的電源電流波形整形，創建波形基準信號、並執行半導體開關元件的驅動脈衝頻率的調製控制、使得輸入電流波形遵循所述
波形的系統也是可用的，但是，涉及到電路結構的複雜和向尺寸變大的問題。 由於磁控管是一種已知的真空管，所以，出現從將電流提供到磁控管的加熱器直
到電磁波的振蕩輸出(其在下文中將被簡稱為啟動時間)的延遲時間。儘管通過增加加熱
器電流而縮短啟動時間，但磁控管的陽極和陰極之間的阻抗為無窮大，且因此恐怕在所述
兩端施加的電壓將變得非常高，而存在有必要採取措施來防止損害的問題。 因此，本發明的一個目的是簡化單元的結構，以小型化該單元，並提供不受磁控管
類型或特性的變化、根據磁控管陽極溫度或微波爐中的負載的ebm(陽極_陰極電壓)波
動、或電源電壓波動(如果有的話)影響的用於高頻介質加熱的功率控制單元及其控制方法。 本發明的一個目的是提供高頻介質加熱方法和單元，用於防止對磁控管施加的電 壓對於每一部分的耐電壓而言變得過大、並縮短啟動時間。此外，當執行到小值的功率控制 時，磁控管的非線性負載的效果變大，且本發明的目的是，提供能夠當時抑止功率因子的惡 化的高頻介質加熱控制單元及其控制方法。 本發明的一個目的是提供這樣的用於高頻介質加熱的功率控制單元及其控制方 法，其不受磁控管類型或特性的變化、根據磁控管陽極溫度或微波爐中的負載的ebm(陽極 到陰極電壓)波動、或電源電壓波動(如果有的話)影響，並且，能夠提高運行效率，同時防 止對磁控管施加的電壓對於每一部分的耐電壓而言變得過大、並且，在磁控管的啟動時間 內的非振蕩時間，縮短啟動時間。
解決問題的手段 本發明的一個方面是用於控制用於驅動磁控管的逆變器的用於高頻介質加熱的 功率控制單元，將由至少兩個半導體開關元件中的至少一組或更多構成的串連電路、諧振
電路、以及磁漏變壓器連接到通過對交流電源的電壓進行整流而提供的直流電源，調製所 述半導體開關元件的開關頻率，以將其轉換到高頻功率，並將在該磁漏變壓器的次級側上 出現的輸出施加到該磁控管，以便激勵該磁控管，該用於高頻介質加熱的功率控制單元包 括輸入電流檢測部分，其檢測從交流電源輸入到該逆變器的輸入電流，並輸出輸入電流波 形信息；以及轉換部分，其將該輸入電流波形信息轉換為逆變器的半導體開關元件的驅動 信號，以便抑制輸入電流波形信息的瞬時波動。 本發明的另一方面是用於控制用於驅動磁控管的逆變器的用於高頻介質加熱的 功率控制單元，將由至少兩個半導體開關元件中的至少一組或更多構成的串連電路、諧振
電路、以及磁漏變壓器連接到通過對交流電源的電壓進行整流而提供的直流電源，調製所 述半導體開關元件的開關頻率，以將其轉換到高頻功率，並將在該磁漏變壓器的次級側上 出現的輸出施加到該磁控管，以便激勵該磁控管，該用於高頻介質加熱的功率控制單元包 括輸入電流檢測部分，其檢測從交流電源輸入到該逆變器的輸入電流，並輸出輸入電流波 形信息；輸入電壓檢測部分，其檢測從交流電源輸入到該逆變器的輸入電壓，並輸出輸入電 壓波形信息；選擇部分，其選擇輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息中的較大的一個； 以及轉換部分，其將所選擇的輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息轉換為該逆變器的開 關電晶體的驅動信號。 本發明的另一方面是用於控制用於驅動磁控管的逆變器的用於高頻介質加熱的
8功率控制單元，將由至少兩個半導體開關元件中的至少一組或更多構成的串連電路、諧振 電路、以及磁漏變壓器連接到通過對交流電源的電壓進行整流而提供的直流電源，調製所 述半導體開關元件的開關頻率，以將其轉換到高頻功率，並將在該磁漏變壓器的次級側上 出現的輸出施加到該磁控管，以便激勵該磁控管，該用於高頻介質加熱的功率控制單元包 括輸入電流檢測部分，其檢測從交流電源輸入到該逆變器的輸入電流，並輸出輸入電流波 形信息；輸入電壓檢測部分，其檢測輸入到逆變器的輸入電壓，並輸出輸入電壓波形信息； 振蕩檢測部分，用於檢測磁控管的振蕩；切換開關，其在直到該振蕩檢測部分檢測到該磁控 管的振蕩的時段內，使該輸入電壓檢測部分輸出該輸入電壓波形信息；以及轉換部分，其將 輸入電流波形信息、以及在直到檢測到該磁控管的振蕩的時段內輸出的輸入電壓波形信息 轉換為該逆變器的半導體開關元件的驅動信號。 本發明的另一方面是用於控制用於驅動磁控管的逆變器的用於高頻介質加熱的 功率控制單元，將由至少兩個半導體開關元件中的至少一組或更多構成的串連電路、諧振
電路、以及磁漏變壓器連接到通過對交流電源的電壓進行整流而提供的直流電源，調製所 述半導體開關元件的開關頻率，以將其轉換到高頻功率，並將在該磁漏變壓器的次級側上 出現的輸出施加到該磁控管，以便激勵該磁控管，該用於高頻介質加熱的功率控制單元包 括輸入電流檢測部分，其檢測從交流電源輸入到該逆變器的輸入電流，並輸出輸入電流波 形信息；輸入電壓檢測部分，其檢測從交流電源輸入到該逆變器的輸入電壓，並輸出輸入電 壓波形信息；加法部分，用於將該輸入電流波形信息和該輸入電壓波形信息相加；以及轉 換部分，其將相加後的輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息轉換為該逆變器的開關晶體 管的驅動信號。 該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可包括連接在該輸入電流檢測部分和該 轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的 任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，所述轉換部 分將該開關頻率控制信號轉換為驅動信號，使得在輸入電流大的部分中提高開關頻率，而 在輸入電流小的部分中降低開關頻率。 該選擇部分還可包括連接在該輸入電流檢測部分和該轉換部分之間的混合器，用 來混合輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息中的任一個、以及用於進行控制使得該逆變 器的任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，並且，該 轉換部分將該開關頻率控制信號轉換為驅動信號，以便抑制施加到該磁控管的電壓的峰 值。 該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可包括連接在該輸入電流檢測部分和該 轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、在直到檢測到磁控管的振蕩的時段 內輸出的輸入電壓波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的任意點的電流或電壓變為 預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，該轉換部分將該開關頻率控制信號轉 換為驅動信號，以便抑制施加到該磁控管的電壓的峰值。 該加法部分還可包括連接在該輸入電流檢測部分和該轉換部分之間的混合器，用 來混合輸入電流波形信息、輸入電壓波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的任意點 的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，並且，該轉換部分將 該開關頻率控制信號轉換為驅動信號，以便抑制施加到該磁控管的電壓的峰值。
該轉換部分包括頻率限制部分，其對高頻開關頻率設置上限和下限。 該轉換部分包括用於控制高頻開關的導通佔空比的佔空比控制部分，其中，設置
該佔空比控制部分的操作範圍，以便通過至少在將高頻開關頻率限制到該頻率限制部分的
上限的範圍中的佔空比控制，而進行補償。 該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可包括連接在該輸入電流檢測部分和該 轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的 任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，該混合器混 合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得輸入電流檢測部分的輸出變為預定值的功率 控制信息，以產生開關頻率控制信號。 該混合器可混合輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息中的任一個、以及用於進 行控制使得輸入電流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信 號。 該混合器混合可輸入電流波形信息、輸入電壓波形信息、以及用於進行控制使得
輸入電流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號。 該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可包括連接在該輸入電流檢測部分和該
轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的
任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，將該輸入電
流波形信息直接輸入到該混合器，並且，該混合器隨後將直接輸入的輸入電流波形信息反
相，並將反相的信息與該功率控制信息混合。 可將該輸入電流波形信息和該輸入電壓波形信息直接輸入到該混合器，並且，該 混合器隨後選擇直接輸入的輸入電流波形信息或直接輸入的輸入電壓波形信息，並將選擇 的信息與該功率控制信息混合。 該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可具有連接在該輸入電流檢測部分和該 轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的 任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，可以將輸入 電流波形信息和輸入電壓波形信息直接輸入到混合器中，且隨後，該混合器可將直接輸入 的輸入電流波形信息和直接輸入的輸入電壓波形信息相加並反相，以及將經相加並反相的 信息與功率控制信息相混合。 該輸入電流檢測部分具有變流器，其檢測輸入電流；以及整流器，其整流所檢測 的輸入電流，並輸出整流後的電流。 該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可包括比較器，其在輸入電流和輸出設 置信號之間進行比較，以輸出功率控制信息。 該輸入電流檢測部分具有這樣的結構在整流逆變器的輸入電流之後，檢測並輸 出單向電流。 該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可包括連接在該輸入電流檢測部分和該 轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的 任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，該輸入電流 檢測部分具有在整流逆變器的輸入電流之後檢測單向電流的分流電阻器、以及放大跨越該 分流電阻器出現的電壓的放大器，將由該放大器提供的輸出作為輸入電流波形信息直接輸入到該混合器，並且，該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可包括比較器，其在由放大器 提供的輸出和輸出設置信號之間進行比較，並輸出功率控制信息。 該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可包括連接在該輸入電流檢測部分和該 轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的 任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，該混合器可 具有用於截去功率控制信息的高頻成分的結構。 該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可包括連接在該輸入電流檢測部分和該 轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的 任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，該混合器可 具有在輸入電流的增大控制時間(用於進行控制以便增大輸入電流)和輸入電流的減小控 制時間(用於進行控制以便減小輸入電流)之間切換的電路結構。 該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可包括連接在該輸入電流檢測部分和該 轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的 任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，並且，在該混 合器中，時間常量在輸入電流的增大控制時間增加，而在輸入電流的減小控制時間減小。
該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可包括連接在該輸入電流檢測部分和該 轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的 任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，向該混合器 輸入用於將諧振電路電壓控制到預定值的諧振電路電壓控制信息，並且，響應於諧振電路 電壓的幅度而切換該混合器的電路結構。 該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可包括連接在該輸入電流檢測部分和該 轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的 任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，在該混合器 中，時間常量在諧振電路電壓低時間增加，而在諧振電路電壓高時減小。 輸入電流檢測部分具有濾波器電路，其衰減交流電源的高頻譜區域和高開關頻率 的高頻部分等。 該輸入電壓檢測部分包含一組二極體，用於檢測從交流電源輸入到該逆變器的 輸入電壓；以及整形電路，用於整形由所述二極體檢測的輸入電壓的波形，並且輸出整形後 的電壓。 該整形電路具有用於衰減輸入電壓的高頻譜區域的結構。 該轉換部分被實現為頻率調製電路，用於疊加具有根據開關頻率控制信號而設置 的頻率的載波、以及片控制信號，以產生半導體開關元件的驅動信號。 該用於高頻介質加熱的功率控制單元還可包括振蕩檢測器，用於檢測該磁控管 的振蕩，響應於由該振蕩檢測器檢測的磁控管的振蕩、或磁控管的非振蕩，切換來自輸入電 壓檢測部分的輸入電壓波形信息的幅度。 該振蕩檢測部分可被實現為連接在該輸入電流檢測部分和該輸入電壓檢測部分 之間的振蕩檢測器，且在該振蕩檢測器和該輸入電壓檢測部分之間的連接點處提供切換開關。 本發明的另一個方面是用於高頻介質加熱的功率控制方法，其控制用於對交流電源的電壓進行整流的逆變器，調製半導體開關元件的高開關頻率，並進行到高頻功率的轉 換，該用於高頻介質加熱的功率控制方法包括檢測從該交流電源輸入到該逆變器的輸入 電流；獲取對應於該輸入電流的輸入電流波形信息；以及將該輸入電流波形信息轉換為該 逆變器的半導體開關元件的驅動信號，以便抑制輸入電流波形信息的瞬時波動。
本發明的優勢 根據本發明，將用於將交流電源電壓整流為預定頻率的交流的逆變器的輸入電流 波形信息轉換為逆變器的半導體開關元件的驅動信號，以便抑制瞬時波動。例如，根據所使 用的頻率調製系統，將輸入電流波形信息轉換為逆變器的半導體開關元件的導通和關斷驅 動信號。因此，形成用於通過在輸入電流大的地方提高開關頻率，在輸入電流小的地方降低 開關頻率而校正輸入電流的控制環路。因此，如果存在磁控管類型或特性的變化、根據磁控 管陽極溫度或微波爐中的負載的ebm (陽極到陰極電壓)波動、或電源電壓波動，則可以根 據簡單配置，來完成根據磁控管的簡單配置和穩定輸出而執行不受所述變化或波動影響的 輸入電流波形整形。 由於輸入電壓波形信息也被輸入到校正環路，所以，縮短了磁控管的啟動時間，並 提高在低輸入電流時間的功率因子。


圖1是根據本發明的實施例1到3的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構 圖； 圖2是根據本發明的實施例1到3的具有被實現為放大器的輸入電流檢測部分的
用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構圖； 圖3是顯示圖1中所示鋸齒波生成器的細節的電路圖； 圖4(a)和4(b)是顯示圖2中所示的放大器的細節的電路圖； 圖5(a) 、5(b)和5(c)是根據本發明實施例4的混合器的電路圖； 圖6(a)和6(b)是圖1中所示的用於高頻介質加熱的功率控制單元的部件的波形
圖表； 圖7 (a) 、7 (b)和7 (c)是根據本發明實施例5的混合器的結構圖； 圖8是根據本發明實施例6的混合器的結構圖； 圖9是有關本發明實施例7和8的開關頻率限制電路和片控制信號
(slicecontrol signal)生成電路的結構圖； 圖10是有關本發明實施例8的功率控制特性圖； 圖ll(a)-ll(d)是示出有關本發明實施例7和8的各種信號之間關係的圖； 圖12是可視化圖ll(a)-ll(d)中所示的一些信號的變化的圖； 圖13是根據本發明實施例9的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構圖； 圖14是根據本發明實施例10的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構圖； 圖15是根據本發明實施例11的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構圖； 圖16是根據本發明實施例12至14的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構 圖； 圖17是根據本發明實施例12至14中的具有輸入電流檢測部分的用於高頻介質
12加熱的功率控制單元的結構圖； 圖18是顯示圖16中所示鋸齒波生成器的細節的電路圖； 圖19(a)和19(b)是圖17中所示輸入電流檢測部分的細節圖； 圖20(a) 、20(b)和20(c)是根據本發明實施例15的混合器的電路圖； 圖21 (a)和21 (b)是顯示圖16所示的用於高頻介質加熱的功率控制單元的部件
的基本波形的圖； 圖22(a)和22 (b)是當加上輸入電壓波形信息時，圖16所示的用於高頻介質加熱 的功率控制單元的部件的波形圖； 圖23是示出圖20(a)-20(c)所示的比較和選擇電路的示例的圖；
圖24是圖16所示的整形電路的詳細電路圖； 圖25(a) 、25 (b)和25(c)是根據本發明實施例16的混合器的結構圖；
圖26是根據本發明實施例17的混合器的結構圖； 圖27是示出根據本發明實施例18的輸入電壓波形信息的切換電路的圖；
圖28是有關於磁控管的振蕩檢測的時序圖； 圖29是有關本發明實施例19和20的開關頻率限制電路和片控制信號生成電路 的結構圖； 圖30是有關本發明實施例20的功率控制特性圖； 圖31 (a)-31 (d)是示出有關本發明實施例19和20的各種信號之間關係圖；
圖32是可視化圖31 (a)_31 (d)中所示的部分信號變化的圖；
圖33是根據本發明實施例21的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構圖；
圖34是根據本發明實施例22的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構圖；
圖35是根據本發明實施例23的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構圖；
圖36是根據本發明實施例24-26的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構 圖； 圖37是根據本發明實施例24-26的具有輸入電流檢測部分的用於高頻介質加熱 的功率控制單元的結構圖； 圖38是示出圖36中所示的鋸齒波生成器的細節的電路圖； 圖39(a)和39(b)是圖37所示的輸入電流檢測部分的細節圖； 圖40(a) 、40 (b)和40(c)是根據本發明的實施例27的混合器的電路圖； 圖41(a)和41(b)是示出圖36所示用於高頻介質加熱的功率控制單元的部件的
基本波形的圖表； 圖42(a)和42(b)是當加上輸入電壓波形信息時，圖36所示的用於高頻介質加熱 的功率控制單元的部件的波形圖表； 圖43是示出圖40 (a)-40(c)所示的加法反相電路(addition inversion circuit)的示例的圖； 圖44是圖36所示的整形電路的詳細的電路圖； 圖45 (a) 、45 (b)和45 (c)是根據本發明實施例28的混合器的結構圖；
圖46是根據本發明實施例29的混合器的結構圖；
圖47是相關於磁控管的振蕩檢測的時序 圖48是有關本發明實施例30和31的開關頻率限制電路和片控制信號生成電路 的結構0125] 圖49是有關本發明實施例31的功率控制特性0126] 圖50 (a)-50(d)是示出有關本發明實施例30和31的各種信號之間關係0127] 圖51是可視化圖50(a)-50(d)中所示部分信號的變化的0128] 圖52是根據本發明實施例32中的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構圖
0129] 圖53是根據本發明實施例33中的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構圖
0130] 圖54是根據本發明實施例34中的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構圖
0131] 圖55是根據本發明實施例35中的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構圖
0132] 圖56是根據本發明實施例37的具有輸入電流檢測部分的用於高頻介質加熱的功 率控制單元的結構0133] 圖57是示出圖55所示鋸齒波生成器的細節的電路0134] 圖58(a) 、58(b)和58(c)是根據本發明實施例37的混合器的電路0135] 圖59(a)和59(b)是示出圖55所示用於高頻介質加熱的功率控制單元的部件的 基本波形的圖表；
0136] 圖60(a)和60(b)是當加上輸入電壓波形信息時，圖55所示用於高頻介質加熱的 功率控制單元的部件的波形圖表；
0137] 圖61是示出圖58(a)-58(c)所示加法反相電路的示例的0138] 圖62是現有技術中的高頻加熱設備的結構0139] 圖63(a) 、63(b)和63 (c)是磁控管的陽極陰極施加電壓_陽極電流的特性0140] 圖64是現有技術中的用於高頻介質加熱的功率控制單元的結構0141] 圖65是用於高頻介質加熱的功率控制單元的諧振電路的特性圖。
0142] 附圖標號的描述
0143] 3、203、303、403第一半導體開關元件
0144] 4、204、304、404第二半導體開關元件
0145] 5、205、305、405第一電容器
0146] 6、206、306、406第二電容器
0147] 7、207、307、407第三電容器
0148] 8 、208 、308 、408初級繞組
0149] 9 、209 、309 、409次級繞組 0150] 0151] 0152] 0153] 0154] 0155] 0156] 0157] 0158]
10、210、310
11、211、311
12、212、312
40、240、340
41、241、341
42、242、342
45、245、345
46、246、346
47、247、347
140159]50、250、350、450交流電源
0160]51、251、351、451直流電源
0161]60、260、360、460二極體橋式整流器
0162]61、261、361、461平滑電路
0163]62、262、362、462諧振電路
0164]63、263、363、463二極體
0165]64、264、364、464電感器
0166]65、265、365、465電容器
0167]66、266、366、466二極體
0168]67、267、367、467電容器
0169]68、268、368、468二極體
0170]69、269、369、469陽極
0171]70、270、370、470陰極
0172]71、271、371、471電流檢測部分(輸入電流檢測部分)
0173]72、272、372、472整流器(輸入電流檢測部分)
0174]73、273、373、473平滑電路
0175]74、274、374、474比較器
0176]75、275、375、475輸出設置部分
0177]81、281、381、481混合器(轉換部分)
0178]82、282、382、482比較器(轉換部分)
0179]83、283、383、483鋸齒波生成器(轉換部分)
0180]84、284、384、484鋸齒波
0181]85、285、385、485放大器
0182]86、286、386、486分流電阻器
0183]87、287、387、487片控制信號
0184]90、290、390、490輸入電流波形信息
0185]91、291、391、491功率控制信息
0186]92、292、392、492開關頻率控制信號
0187]93、293、393、493諧振電壓控制信息
0188]94、294、394、494頻率調製信號
0189]95、295、395、495第一限制電路
0190]96、296、396、496第二限制電路
0191]97、297、397、497片控制信號生成電路
0192]98、298、398、498諧振電路
0193]99、299、399、499第一串聯電路
0194]100、300、400第二串聯電路
0195]163、2163、3163、4163電容器0196]164、2164、3164、4164比較器0197]165、2165、3165、4165比較器
166、2166、3166、4166 SR觸發器
248 、348振蕩檢測器
249 、349 、449輸入電壓波形信息
最佳實施方式 下面，將通過參照附圖來詳細地討論
具體實施例方式
(實施例1) 圖1是根據本發明實施例1描述高頻加熱設備的框圖。在圖1中，高頻加熱設備 包括逆變器40、用於控制逆變器的第一和第二半導體開關元件3和4的控制器45、以及磁 控管12。該逆變器40包含交流電源50、二極體橋式整流器60、平滑電路61、諧振電路36、 第一和第二半導體開關元件3和4以及倍壓整流器11。 在由四個二極體63構成的二極體橋式整流器60中，對交流電源50的交流電壓進 行整流，並經由電感器64和第三電容器7組成的平滑電路61將其轉換為直流電源51。隨 後，通過由第一電容器5、第二電容器6和變壓器41的初級繞組8組成的諧振電路36、以及 第一和第二半導體開關元件3和4，將其轉換為高頻交流，並且，經由變壓器41 ，在次級繞組 9中感生高頻高壓。 通過由電容器65、二極體66、電容器67和二極體68組成的倍壓整流器11，將在次 級繞組9中感生的高頻高壓施加到磁控管12的陽極69和陰極70之間。該變壓器41還包 括用於加熱磁控管12的加熱器(陰極)70的三級繞組10。該逆變器40已被描述。
下面，將討論用於控制逆變器40的第一和第二半導體開關元件3和4的控制器 45。首先，將在交流電源50和二極體橋式整流器60之間提供的由CT(變流器)71等構成 的電流檢測部分連接到整流器72和CT 71，並構成用於檢測輸入到逆變器的輸入電流的輸 入電流檢測部分。在CT 71中隔離並檢測輸入到逆變器的輸入電流，且在整流器72中對輸 出整流，以產生輸入電流波形信息90。 在平滑電路73中，平滑由整流器72所提供的電流信號，且為了輸出對應於其它加 熱輸出設置的輸出設置信號，比較器74在電流信號和來自輸出設置部分75的信號之間進 行比較。為了控制功率的幅度，比較器74對在平滑電路73中經平滑的輸入電流信號和來 自輸出設置部分75的設置信號之間進行比較。因此，磁控管12的陽極電流信號、第一、第 二半導體開關元件3、4的集電極電流信號等可被用作輸入信號，以替代在平滑電路73中經 平滑的輸入電流信號。也就是說，比較器74輸出用於控制的功率控制信息91，使得輸入電 流檢測部分的輸出變為預定值，但是，正如隨後所描述的那樣，該比較器74和功率控制信 息91對於本發明而言，並非是必不可少的。 同樣，在圖2所示的示例中，由在二極體橋式整流器60和平滑電路61之間提供的 分流電阻器86組成的電流檢測部分、以及用於放大跨越電流檢測部分的電壓的放大器85 可以組成輸入電流檢測部分，且其輸出可被用作輸入電流波形信息90。在由二極體橋式整 流器60沿信號方向進行整流之後，分流電阻器86檢測輸入電流。 本實施例中，混合器81對輸入電流波形信息90、以及來自比較器74的功率控制信 息91進行混合併濾波，且輸出開關頻率控制信號92。由開關頻率控制信號92對由鋸齒波 生成電路83輸出的鋸齒波84進行頻率調製。 比較器82在鋸齒波84和隨後描述的片控制信號87之間進行比較，將其轉換為方波，並經由驅動器(driver)將所提供的方波饋送到第一、第二半導體開關元件3、4的柵極。
在這種情況中，通過比較器82比較由開關頻率控制信號92頻率調製的來自鋸齒 波生成器83的鋸齒波，且為了簡化輸入電流波形信息檢測系統，而執行逆變器的半導體開 關元件的導通/關斷控制。具體地，本實施例中，採用了簡化配置，其中，直接向混合器81 中輸入該輸入電流波形信息90。 可將用於從開關頻率控制信號92產生第一、第二半導體開關元件3、4的驅動信號 的部分配置為用於將開關頻率控制信號92轉換為逆變器的半導體開關元件的驅動信號的 轉換部分，使得在來自交流電源50的輸入電流大的部分，開關頻率變高，而在輸入電流小 的部分，開關頻率變低，且本實施例並不限於此配置。 為了相對於輸入電流波形信息90而控制導通/關斷半導體開關元件3、4，將其在 極性上進行轉換，以當輸入電流大時提高開關頻率，而當輸入電流小時降低開關頻率。因 此，為產生這樣的波形，該輸入電流波形信息在混合器81中經歷反相處理，以便使用。
圖3是鋸齒波(載波)生成器83的詳細的電路圖。將比較器164和165的輸出 輸入到SR觸發器(SR flip-flop) 166的S端子和R端子。根據SR觸發器166的非Q端子 的輸出極性，切換電容器163的充電和放電；當該端子為高時，電容器163在電流110中充 電，且當該端子為低時，電容器163在電流111中放電。當電容器163的電位超過VI時，一 旦接收到比較器164的高輸出，則SR觸發器166的非Q端子被設置為低；當電容器163的 電位下降到低於V2時，一旦接收到比較器165的高輸出，則該非Q端子被復位為高。
根據該配置，電容器163的電位變得像鋸齒波(三角波)，且向比較器82傳輸該信 號。 電容器163的充電和放電電流110和111被確定為反映將開關頻率控制信號92 的電壓與Vcc之間的電位差除以電阻值而產生的電流I12。因此，由反映開關頻率控制信號 的110、 111的幅度確定開關頻率。 圖5A顯示混合器81的示例。混合器81具有兩個輸入端子；如該圖所示，將功率 控制信息91加到一個端子，而將輸入電流波形信息90加到另一端子，且它們將在內部電路 中混合。向混合器81中輸入該輸入電流波形信息90，並在反相電路中反相，以產生校正信號。 如圖5B所示，在來自混合器81的交流等效電路中所示的功率控制信息91的輸出 之間形成高截止濾波器。因此，通過該濾波器而截去包含在功率控制中的高頻成分，其作為 對於輸入電流波形信息90整形輸入電流波形而言的障礙。 如圖5C所示，在來自混合器81的交流等效電路中所示的輸入電流波形信息90的 輸出之間形成低截止濾波器。因此，將功率控制信息91轉換為混合器81的輸出的直流成 分，並將輸入電流波形信息90轉換為交流成分。 在實施例1中，如上所述，將輸入電流波形信息轉換為逆變器的半導體開關元件3 和4的開關頻率以便使用。通常，逆變器與微波爐等一起使用是已知的；將50到60個周期 的商用交流電整流為直流，例如，通過逆變器將所提供的直流電源轉換為大約20到50KHz 的高頻，並且，由變壓器通過對所提供的高頻進行升壓、並進一步在倍壓整流器中對其整流 而提供的高壓被應用到磁控管。 存在兩種類型的逆變器系統，例如如本發明的圖1等所示，使用所謂的單端電壓(single—piece voltage)諧振型電路的導通時間調製系統(on timemodulation system), 用於使用用於切換並改變用於改變輸出的開關脈衝的導通時間的一個半導體開關元件， 其經常被用於商用電源為100V的區域等；以及(半)橋型電壓諧振型電路系統((half) bridge voltage resonance type circuitsystem)，用於交替地導通串聯連接的兩個半導 體開關元件3和4，並控制用於改變輸出的開關頻率。橋型電壓諧振型電路系統是能夠以這 樣的方式採用簡單配置和控制的系統，該方式即如果開關頻率升高，則輸出降低，而如果 開關頻率降低，則輸出增大。 圖6A和6B是描述根據本發明實施例1提供的波形的圖，圖6A是輸入電流大的情 況，而圖6B則是輸入電流小的情況。如下所述，實線代表主要地在下面的描述中所使用的， 在由本發明的功率控制單元校正之後的信號形狀，而虛線代表校正之前來自交流電源50 的瞬時波動輸出的信號形狀。 在圖6A中，上部的(al)中的輸入電流波形信息的波形是由圖1中的整流器72和 由圖2中的放大器85輸出的輸入電流波形信息90，且虛線示出由磁控管的非線性負載特 性引起的校正之前的波形。圖6A的(a2)示出混合器81的校正輸出的開關頻率控制信號 92。該開關頻率控制信號92的大小則跟隨輸入電流波形信息90和功率控制信息91而變 化，且進一步被輸出為(al)的反相波形，以補償並校正輸入電流的失真成分。
圖6A的(a3)示出根據(a2)中所示的開關頻率控制信號和片控制信號而被頻率 調製的鋸齒波(載波)，並產生在(a4)所示的第一和第二半導體開關元件3和4的導通和 關斷信號的驅動信號。 通過向比較器82輸入片控制信號87和經頻率調製的鋸齒波84 (載波)，並由比 較器82在它們之間進行比較而提供的第一和第二半導體開關元件的驅動信號像如圖6A的 (a4)所示的鋸齒波那樣經歷頻率調製。所述兩個驅動信號彼此具有導通和關斷互補的關 系。 也就是說，如該圖所示，在開關頻率控制信號的幅值大的部分(0度、180度附近； 輸入電流小)中，鋸齒波的頻率低，且因此被校正到用以提高上面所描述的來自諧振特性 的輸入電流的極性。由於在開關頻率控制信號的幅值小的部分(90度、270度附近；輸入電 流大)，鋸齒波的頻率高，所以，用來校正到用以降低上面所描述的來自諧振特性的輸入電 流的如(a4)中的頻率的脈衝串被輸出作為半導體開關元件的驅動信號。也就是說，由於開 關頻率控制信號(a2)被反相為相對於輸入電流波形信息(al)的校正波形，所以，以這樣的 方式對與(al)相反的反相輸出執行轉換，該方式即在輸入電流波形信息(al)的輸入大的 部分(90度、270度附近)，像(a4)中的脈衝串信號那樣提高頻率，而在輸入電流波形信息 (al)的輸入小的部分(0度、180度附近)，降低頻率。因此，提供了輸入波形的校正效果； 在過零處附近，該效果特別顯著。 在底部處的(a5)中的波形示出第一、第二半導體開關元件3、4的開關頻率。根據 通過反相在(al)中所示輸入電流波形信息而提供的校正波形的開關頻率控制信號(a2)， 而頻率調製高頻鋸齒波，以及在該經頻率調製的鋸齒波和片控制信號之間進行比較，因此， 執行到20KHz至lj50KHz的高頻的逆變器轉換等，並產生(a4)中的驅動信號。響應於驅動信 號(a4)，而導通和關斷半導體開關元件39，並向變壓器的初級側輸入高頻功率，並且，在變 壓器的次級側產生升高的高壓。在(a5)中，為了顯示在商用電源的周期內、導通和關斷信
18號(a4)的每個脈衝的頻率如何改變，在Y軸上繪出了頻率信息，並連接這些點。
上面所給出的描述示出了與在同等狀態下提供來自交流電源50的輸入電流的狀 態相同的信號(例如，正弦波)。然而，通常，來自交流電源50的輸入電流偏離理想的正弦 波，且從瞬時的視點看是波動的。虛線信號指示這樣的實際狀態。通常，實際信號偏離理想 信號的狀態，且如虛線所指示的，從商用電源的半周期(0到180度)的瞬時時段的視點來 看，發生瞬時波動。由於變壓器和倍壓電路的升壓操作、倍壓電路的平滑特性、僅當電壓為 ebm或更高時陽極電流才流動的磁控管特性等，而出現這樣的信號形狀。S卩，其可為在用 於磁控管的逆變器中，該波動不是必不可少的。 在本發明的功率控制單元中，輸入電流檢測部分提供由反映輸入電流的波動狀態 的虛線所指示的輸入電流波形信息(見圖6A(al))，且基於輸入電流波形信息而執行後面 的控制。執行該控制，使得抑制在如半周期那樣的時段內出現的輸入電流波形信息的瞬時 波動，從而接近如箭頭所指示的理想信號。通過調整第一、第二半導體開關元件3、4的驅動 信號而完成該抑制。具體地，如果輸入電流波形信息90小於理想信號，則上面所描述的頻 率變低，且將進行校正以增加輸入電流。如果輸入電流波形信息大於理想信號，則上面所描 述的頻率將變高，且將進行校正以減少輸入電流。同樣，在較短時段的瞬時波動中，在頻率 信息上反映波動波形，並對其進行上面所描述的相似校正。 通過被提供驅動信號的第一、第二半導體開關元件3、4的瞬時波動抑制操作，對 輸入電流波形信息90進行如箭頭所指示的校正，並且，始終向磁控管提供接近理想波的輸 入。在圖中省略了校正之後的(a2)和(a3)中的信號。理想信號是虛擬信號，且該信號變 為正弦波。 也就是說，在如商用電源的半周期那樣的短時段內，由於通過另一個手段控制輸
入電流等的幅度(功率控制)，所以，理想信號波形和輸入電流波形信息之間的瞬時誤差或
校正量的總和約為零。沿著允許輸入電流流入的方向校正由於非線性負載而造成輸入電流
不流動的部分，且因此，減少輸入電流大的部分，並完成上面所提到的約為零。這意味著進
行校正，使得甚至可將非線性負載的電流波形假設為線性負載，且由於商用電源電壓波形
為正弦波，所以，理想波形變為像流入線性負載的電流波形那樣的正弦波。 因此，為了消除輸入電流波形中的變化、以及相對於理想波形的過度和不足，在與
該波形相反的極性上校正輸入電流。因此，在控制環路中消除了在由磁控管的非線性負載
引起的商用電源周期的迅速電流變化(也就是失真)，並執行輸入電流波形整形。 此外，由於控制環路根據在輸入電流的瞬時值之後跟隨的輸入電流波形信息而操
作，所以，即使存在磁控管類型或磁控管特性的變化，或者即使發生由磁控管陽極溫度或者
微波爐中的負載引起的ebm(陽極-陰極電壓)波動、或電源電壓波動，也可以獨立於這些
影響而執行輸入電流波形整形。 具體地，在本發明中，基於瞬時波動的輸入電流波形信息，而控制半導體開關元 件。以輸入電流波形信息的形式，直接向混合器81輸入該輸入電流的瞬時波動，且也在開 關頻率控制信號92上反映該輸入電流的瞬時波動，使得可以提供用於抑制輸入電流波形 失真和瞬時波動的、在跟蹤性能方面優異的半導體開關元件的驅動信號。 本發明的主題是將具有用於抑制輸入電流波形的失真和瞬時波動的信息的輸入 電流波形信息轉換為逆變器的半導體開關元件的驅動信號。由於功率控制信息91是用來在長時段內(也就是說，大約比商用電源周期長的時段內)控制功率波動的信息，且也不是 本發明所針對的用於在像交流的半周期那樣的短時段內校正瞬時波動的信息，所以，對於 完成該目的來說，該功率控制信息91並不是必不可少的。因此，混合器81、比較器82和鋸 齒波生成器83的採用也僅僅是本實施例的一個示例，且相當於用於執行上面所述的轉換 的轉換部分可以存在於輸入電流檢測部分和半導體開關元件之間。 為了使用功率控制信息，是否像上面所描述的實施例中那樣，將用於進行控制使
得輸入電流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制信息91輸入到混合器81中並不是必不
可少的。也就是說，在上面所描述的實施例中，功率控制信息91源自用於檢測輸入電流的
電流檢測部分71和整流器72 (圖1中)、或者分流電阻器86和放大器85 (圖2中)，但是，
可以向混合器81輸入用於進行控制使得在逆變器40的任意點的電流或電壓變為預定值的
信息，作為功率控制信息。例如，可以完好地使用如圖1和2中所示的諧振電路62的諧振
電路電壓信息42作為功率控制信息，或者，可使用在經歷由平滑電路73的平滑、以及在比
較器74中的與輸出設置信號的比較之後所提供的信息，作為功率控制信息。 接下來，圖6B通過比較而顯示相對於圖6A而言輸入電流小的情況；(bl)示出當
輸入小時的輸入電流波形信息，且對應於圖6A的(al) ;(b2)示出開關頻率控制信號，且對
應於圖6A的(a2);以及(b3)示出半導體開關元件的開關頻率，且對應於圖6A的(a5)。盡
管未在該圖中示出，但是，當然，也執行與圖6A的(a3)和(a4)中所示的鋸齒波的比較處理
相同的處理。(實施例2) 下面將討論本發明的實施例2。本發明的實施例2涉及控制器的結構，且具有圖1 中的結構，其中，來自比較器74的輸入電流波形信息90和功率控制信息91被混合、濾波， 且被轉換為逆變器的半導體開關元件3、4的導通和關斷驅動信號以便使用。因此，處理符 合磁控管的非線性負載特性的商用電源電壓波形信息是不必要的，簡化了頻率調製信號生 成器，且相對於圖64中的現有技術的示例，商用電源電壓波形信息也變為不必要，從而，有 助於機器結構的實際的小型化，簡化了控制程序，並且可縮短處理時間，並由此可以提高機 器的可靠性。 採用上面所描述的結構，因此使用輸入電流波形信息90的控制環路被專用於為 輸入電流的波形整形，而使用功率控制信息91的控制環路被專用於功率控制，並且，為了 保持轉換效率，在混合器81中，它們並不相互幹擾。
(實施例3) 本發明的實施例3涉及輸入電流檢測部分。圖1中，輸入電流檢測部分利用CT 71 等檢測逆變器的輸入電流，並執行來自整流器72的整流輸出。根據該結構，使用CT等檢測 輸入電流，且因此可以在保持隔離性質的同時獲得大信號，使得輸入電流波形整形的效果 大，並提高輸入電流的質量。 在圖2所示的示例中，在逆變器的整流器61中整流之後，輸入電流檢測部分經由 位於整流器60和平滑電路61之間的分流電阻器86檢測單向電流，通過放大器(放大器)85 放大跨越分流電阻器86出現的電壓，並輸出該電壓。由於檢測部分不需要與電子電路隔 離，且也不需要執行整流，所以，該配置具有以低成本配置輸入電流檢測部分的優勢。
圖2中所示的輸入電流檢測部分的放大器85衰減商用電源的高頻譜區域和高頻
20開關頻率的高頻部分等，以防止不必要的諧振。具體地，如圖4的輸入電流檢測部分的詳細 圖所示，放大器85使用如圖4A中高頻截止電容器，衰減商用電源的高頻譜區域和高頻開關 頻率的高頻部分等。 進而，對於如圖4B的相位特性圖中所示出現的相位延遲，通過插入放大器85的高 頻截止電容器，與該電容器串聯地插入電阻器，且加入相位超前補償，以防止過渡的時間延 遲，從而確保控制環路的穩定性。同樣，在圖1的整流器72中，可以使用衰減高頻部分的結 構和加入相位超前補償的結構，以便防止過渡的時間延遲。
(實施例4) 實施例4涉及圖1和2中所示的混合器81。如圖5A中的混合器81的結構圖中 所示，向混合器81的兩端輸入輸入波形信息90和功率控制信息91。為了校正輸出，在反 相電路中反相輸入電流波形信息90。向由C、R1、R2組成的濾器波電路輸入所述兩個信號， 並對其濾波，隨後，作為開關頻率控制信號92而將其輸出到鋸齒波生成器。濾波器電路截 止如圖5B的等效電路圖中所示的功率控制輸出91的高頻成分。採用了這樣的結構，因此， 妨礙輸入電流波形整形的高頻成分被截止，使得輸入電流波形的質量提高。另一方面，如圖 5C的等效電路圖中所示，對於輸入電流波形信息90，形成低截止濾波器，以保持該波形。
(實施例5) 本發明的實施例5控制用於合併輸入電流檢測部分的輸入電流波形信息和功率 控制信息的混合器的特性，如圖7A到7C中有關實施例5的混合器的結構圖所示，通過在輸 入電流增大控制時間和減小控制時間之間提供差異，來進行控制，使得輸入電流檢測部分 的輸出變為預定值。 在圖7A的結構圖中，根據用於降低/提高開關頻率控制信號92的功率控制信息 91 ，來導通/關斷SW1 。如圖7B中的等效電路所示，在輸入電流增大控制時間，關斷SW1 ，且 為了降低半導體開關元件的開關頻率，根據C*R2的時間常量逐漸地提高開關頻率控制信 號。 如圖7C中的等效電路所示，在輸入電流減小控制時間，導通SW1，且為了提高半導 體開關元件的開關頻率，根據C*{R1*R2/(R1+R2)}的時間常量快速地降低開關頻率控制信 號。也就是說，在輸入電流增大控制時間和輸入電流減小控制時間之間切換混合器81的電 路結構。具體地，在輸入電流增大控制時間，將時間常量設置為大，而在輸入電流減小控制 時間，將時間常量設置為小。 因此而提供了差異，由此，可以實現用於通常適度響應的控制特性、以及用於如果 由於某種原因輸入電流暫時上升則減小快速響應中的輸入電流以便防止成分破壞的控制 特性等。也可以確保用於磁控管的非線性負載的控制特性的安全。
(實施例6) 如圖8中有關實施例6的混合器的結構圖所示，本發明的實施例6將用於控制諧 振電路的諧振電路電壓信息26的諧振電壓控制信息93輸入到混合器81。
如圖8所示，根據在諧振電路的諧振電壓和基準值之間進行比較而提供的諧振電 壓控制信息93，導通/關斷SW2。如果諧振電壓低，則關斷SW2，且根據用於降低半導體開 關元件的開關頻率的時間常量OR2而逐漸地提高開關頻率控制信號。如果諧振電壓高，則 導通SW2，且根據用於提高半導體開關元件的開關頻率的時間常量0(R2AR3/(R2+R3M而快速地降低開關頻率控制信號。也就是說，響應於諧振電路的諧振電壓的幅度，而切換混合 器81的電路結構。具體地，如果諧振電壓低，則該時間常量增加，而如果諧振電壓高，則該 時間常量減小。 當磁控管不振蕩、也就是功率控制並不起作用時，對於防止過多電壓被應用於磁
控管來說，這種控制是有效的。(實施例7) 如圖9中有關實施例7的開關頻率限制電路的結構圖所示，本發明的實施例7對 開關頻率加入限制。 根據開關頻率控制信號92，創建輸入到鋸齒波生成器83的頻率調製信號94，經由 依賴於固定電壓V1的第一限制電路95和依賴於固定電壓V2的第二限制電路96，接收最低 電位和最高電位的限制。 作為電位限制，根據開關頻率控制信號92和開關頻率之間的關係，在前者中，限 制最高開關頻率，而在後者中，限制最低開關頻率。 第一限制電路95限制最高頻率，以防止當開關頻率提高時，半導體開關元件3和 4的切換損失增加。 如果開關頻率接近諧振頻率，則諧振電路62將不正常地諧振，並且，該半導體開 關元件將被損壞等。該第二限制電路96具有限制最低頻率、以防止該現象的功能。
(實施例8) 如圖9中有關實施例8的片控制信號生成電路的結構圖所示，本發明的實施例8 通過半導體開關元件(電晶體)的導通佔空比(on duty)控制的功率控制，而補償由第一 限制電路95限制最高頻率的範圍。 圖10為示出第一半導體開關元件(電晶體)3的導通佔空比和橋式諧振型逆變器 的高頻功率之間的關係的圖。當導通佔空比為50%時，該高頻功率變為峰值，且隨著導通佔 空比低於或超過50%，該高頻功率降低。 該第二半導體開關元件的導通佔空比和該第一半導體開關元件的導通佔空比是 互補的，且因此，在讀取時，圖10中X軸數值的0和100可替代。 為了減少高頻輸出，也就是說，為了減小輸入電流，沿著如上所述的用於增加開關 頻率的方向，改變開關頻率控制信號92，但是，在由第一限制電路95對頻率調製信號94施 加頻率限制的時段中，功率控制並不起作用。 一旦像第一限制電路95那樣，接收到相同的 固定電壓VI和開關頻率控制信號92，則片控制信號生成電路97允許電流120在上面提到 的時段內流動，使得片控制信號87變化。 圖11中，在X軸上獲取開關頻率控制信號92的電位，且在Y軸上獲取受該信號影 響的各種信號。(a)顯示開關頻率和頻率調製信號94;所述最高頻率被限制在電壓V1或更 低，而最低頻率則被限制在V2或更高。(b)顯示片控制信號87在電壓VI或更低的範圍內 變化。(c)和(d)顯示下面所描述的一旦接收到片控制信號87，則第一和第二半導體開關 元件3和4的導通佔空比變化。 圖12顯示圖ll(c)和(d)中的佔空比變化；跟隨片控制信號87中的變化，通過 比較器82從該信號和鋸齒波84導出的第一和第二半導體開關元件3和4的導通佔空比改 變。
由於片控制信號87在上面所述的不通過第一限制電路95施加頻率限制的時段內 不改變，所以，導通佔空比保持在大約50%附近；通過在施加頻率限制的範圍(也就是說， 在基於頻率調製的功率控制不起作用的範圍)內降低導通佔空比，而降低高頻功率，以便 補償。 為了完成該補償，相對於開關頻率控制信號92的電壓的片控制信號87的變化開
始點可以包括上面所述的基於頻率調製的功率控制不起作用的Vl，且並不限於VI。 儘管參考電位重新變得必要，但如果從高於V1的電位起產生變化，則高開關頻率
的百分比降低，且因此，可以減輕半導體開關元件的切換損失。(實施例9) 本發明的實施例9涉及諧振電路；如圖13的結構圖所示，通過從由第一電容器5、 第二電容器6和變壓器41的初級繞組8組成的諧振電路36中除去第一電容器5而提供諧 振電路98。 並且，如上面所描述的實施例那樣，在該實施例中，將輸入電流波形信息轉換為開 關頻率控制信號，且調製逆變器的半導體開關元件的開關頻率，因此，抑制電源諧波電流成 為可能。(實施例10) 本發明的實施例IO涉及逆變器的結構；且如圖14所示，將各自由兩個半導體開關
元件構成的第一和第二串聯電路99和100與通過整流商用電源而提供的直流電源並聯連
接，並且，諧振電路98的一端連接到一個串聯電路的中點，而相反端連接到另一串聯電路
的中點，在諧振電路98中，變壓器41的初級繞組8與第二電容器6相連接。 並且，如上面所描述的實施例那樣，在該實施例中，將輸入電流波形信息轉換為開
關頻率控制信號，且調製逆變器的半導體開關元件的開關頻率，因此，抑制電源諧波電流成
為可能。(實施例ll) 本發明的實施例ll涉及逆變器的結構；且如圖15所示，將由兩個半導體開關元件
構成的第一串聯電路99與通過整流商用電源而提供的直流電源並聯連接，諧振電路98中
的一端連接到第一串聯電路99的中點，而相反端被連接到交流等效電路中的直流電源的
一端，在諧振電路98中，變壓器41的初級繞組8與第二電容器6相連接。 並且，如上面所描述的實施例那樣，在該實施例中，將輸入電流波形信息轉換為開
關頻率控制信號，且調製逆變器的半導體開關元件的開關頻率，因此，抑制電源諧波電流成
為可能。(實施例12) 圖16是根據本發明的實施例12描述高頻加熱設備的框圖。在圖16中，該高頻加 熱設備包括逆變器240、用於控制逆變器的第一和第二半導體開關元件203和204的控制 器245以及磁控管212。該逆變器240包括交流電源250、二極體橋式整流器260、平滑電路 261、諧振電路236、第一和第二半導體開關元件203和204以及倍壓整流器211。
在由四個二極體263構成的二極體橋式整流器260中，整流交流電源250的交流 電壓，以及通過由電感器264和第三電容器207構成的平滑電路261，將其轉換為直流電源 251。隨後，通過由第一電容器205、第二電容器206以及變壓器241的初級繞組208構成的
23諧振電路236、以及第一與第二半導體開關元件203和204，來將其轉換為高頻交流，且通過 變壓器241，在變壓器的次級繞組209中感生高頻高壓。 通過由電容器265、二極體266、電容器267以及二極體268構成的倍壓整流器 211，在磁控管212的陽極269和陰極270之間施加在該次級繞組209中感生的高頻高壓。 該變壓器241還包括用於加熱磁控管212的加熱器(陰極)270的三級繞組210。已經描述 了逆變器240。 下面，將討論用於控制逆變器240的第一和第二半導體開關元件203和204的控 制器245。首先，將在交流電源250和二極體橋式整流器260之間提供的由CT (變流器)271 等組成的電流檢測部分連接到整流器272，並且，該CT 271和整流器272組成用於檢測逆變 器的輸入電流的輸入電流檢測部分。在CT 271中隔離且檢測逆變器的輸入電流，且在整流 器272中對輸出進行整流，以產生輸入電流波形信息290。 在平滑電路273中平滑由整流器272提供的電流信號，比較器274在該電流信號 和來自用於輸出對應於其它加熱輸出設置的輸出設置信號的輸出設置部分275的信號之 間進行比較。為了控制功率的幅度，該比較器274在平滑電路273中平滑的輸入電流信號和 來自輸出設置部分275的設置信號之間進行比較。因此，磁控管212的陽極電流信號、第一 和第二半導體開關元件203和204的集電極電流信號等等也可以被用作輸入信號，以替代 在平滑電路273中被平滑的輸入電流信號。也就是說，比較器274輸出功率控制信息291， 其用於進行控制，使得輸入電流檢測部分的輸出變為預定值，但是，正如隨後所描述的，對 於本發明而言，比較器274和功率控制信息291並不是必不可少的。 同樣，如圖17中示例所示，由在二極體橋式整流器260和平滑電路261之間提供 的分流電阻器286和用於放大電流檢測部分的電壓的放大器285組成的電流檢測部分可以 組成輸入電流檢測部分，且其輸出可以被用作輸入電流波形信息290。在由二極體橋式整流 器260沿信號方向整流之後，該分流電組器286檢測輸入電流。 另一方面，本實施例中，控制器245還包括輸入電壓檢測部分，其由用於檢測交流 電源250的電壓並整流該電壓的一對二極體246、以及用於整形經整流的電壓的波形以產 生輸入電壓波形信息249的整形電路247構成。 在本實施例中，混合器281選擇輸入電流波形信息290或輸入電壓波形信息249 中的較大的一個，且對所選信息和來自比較器274的功率控制信息291進行混合及濾波，並 輸出開關頻率控制信號292。由開關頻率控制信號292頻率調製鋸齒波生成器283輸出的 鋸齒波284。 比較器282在鋸齒波284和下面描述的片控制信號287之間進行比較，將其轉換 為方波，以及經由驅動器，將所提供的方波饋送到第一、第二半導體開關元件203、204的柵 極。 在這種情況中，通過比較器282比較來自鋸齒波生成器283的由開關頻率控制信 號292頻率調製的鋸齒波，且為了簡化輸入電流波形信息檢測系統，執行逆變器的半導體 開關元件的導通/關斷控制。具體地，在該實施例中，採用簡化的結構，其中，直接向混合器 281輸入輸入電流波形信息290。 可將用於從開關頻率控制信號292產生第一、第二半導體開關元件203、204的驅 動信號的部分配置為用於將開關頻率控制信號292轉換為逆變器的半導體開關元件的驅動信號的轉換部分，使得在來自交流電源250的輸入電流大的部分，開關頻率變高，而在該 輸入電流小的部分，開關頻率變低，但是，該實施例並不限於此。 為了相對於輸入電流波形信息290控制導通/關斷半導體開關元件203、 204，將其 轉換為當輸入電流大時提高開關頻率、而當輸入電流小時降低開關頻率的極性。同樣，輸入 電壓波形信息249也被轉換為當輸入電壓大時提高開關頻率、而當輸入電壓小時降低開關 頻率的極性。因此，為產生這樣的波形，輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息在混合器中 經歷反相處理，以便使用。 圖18是鋸齒波(載波)生成器283的詳細的電路圖。將比較器2164和2165的 輸出輸入到SR觸發器2166的S端子和R端子。根據SR觸發器2166的非Q端子的輸出極 性，而切換電容器2163的充電和放電，當該端子為高時，以電流110充電該電容器2163，而 當該端子為低時，以電流111為電容器2163放電。當電容器2163的電位超過V1時，一旦 接收到比較器2164的高的輸出，SR觸發器2166的非Q端子被設置為低，而當電容器2163 的電位下降到V2之下時，一旦接收到比較器2165的高的輸出，非Q端子被復位為高。
根據該配置，電容器2163的電壓變得像鋸齒波(三角波)，且將該信號傳輸到比較 器282。 電容器2163的充電和放電電流110和111被確定為反映將開關頻率控制信號 292的電壓和Vcc之間的電位差除以電阻值而產生的電流112，且三角波的傾斜度隨著電流 的幅度而改變。因此，通過在其上反映開關頻率控制信號的Il(KIll的大小確定開關頻率。
圖20A示出混合器281的示例。混合器281具有三個輸入端子；向該三個端子加 入功率控制信息291、輸入電流波形信息290和輸入電壓波形信息249，且如該圖所示，在內 部電路中將它們混合。 如圖20B，如混合器281中的交流等效電路中所示，在來自功率控制信息291的輸 出之間形成高截止濾波器。因此，通過該濾波器而截去包含在功率控制中的高頻成分，其作 為對於輸入電流波形信息290整形輸入電流波形而言的障礙。 如圖20C，如混合器281中交流等效電路中所示，在來自輸入電流波形信息290和 輸入電壓波形信息249的輸出之間形成低截止濾波器。因此，將功率控制信息291轉換為 混合器281的輸出的直流成分，以及將輸入電流波形信息290和輸入電壓波形信息249各 自轉換為交流成分。 在實施例12中，如上所述，選擇輸入電流波形信息290或輸入電壓波形信息249 的信號中較大的一個，且將其轉換為逆變器的半導體開關元件203和204的開關頻率以便 使用。通常，與微波爐等一起使用逆變器是已知的；將50到60個周期的商用交流電源整流 為直流，例如，通過逆變器將所提供的直流電源轉換為大約20到50KHz的高頻，並且，通過 由變壓器升高所提供的高頻、且進一步在倍壓整流器中對其整流而提供的高壓被施加到磁 控管。 存在兩種類型的逆變器系統，例如如本發明的圖16等所示，使用所謂的單端電 壓諧振型電路的導通時間調製系統，用於使用用於切換並改變用於改變輸出的開關脈衝的 導通時間的一個半導體開關元件，其經常被用於商用電源為IOOV的區域等；以及(半)橋 型電壓諧振型電路系統，用於交替地導通串聯連接的兩個半導體開關元件203和204，並控 制用於改變輸出的開關頻率。橋型電壓諧振型電路系統是能夠以這樣的方式採用簡單配置和控制的系統，該方式即如果開關頻率升高，則輸出降低，而如果開關頻率降低，則輸出增 大。 圖21A和21B是描述根據本發明的實施例12所提供的波形的圖。當磁控管正常 地振蕩時應用該示例，也就是說，顯示在普通運行時間的狀態，且將輸入電流波形信息和輸 入電壓波形信息兩者均轉換為半導體開關元件203和204(開關電晶體)的驅動信號以便 使用。 在圖21A和21B中，圖21A示出輸入電流大的情況，而圖21B則示出輸入電流小的 情況。實線代表下面的描述中主要使用的由本發明的功率控制單元校正之後的信號形狀， 並且，如下面所描述的，虛線則代表校正之前，來自交流電源250的瞬時波動的輸出的信號 形狀。 在圖21A中，上部的(al)中的輸入電流波形信息的波形為在圖16中由整流器272 輸出和在圖17中由放大器285輸出的輸入電流波形信息290，點狀線示出校正之前，由磁 控管的非線性負載特性引起的波形。(al)中的輸入電壓波形信息的波形為從整形電路262 中輸出的輸入電壓波形信息294。圖21A的(a2)示出混合器281的校正輸出的開關頻率 控制信號292。該開關頻率控制信號292具有隨著輸入電流波形信息290、輸入電壓波形信 息294和功率控制信息291而變化的大小，且進一步被輸出為(al)的反相波形，以補償並 校正輸入電流的失真成分。 圖21(A)的(a3)示出根據(a2)中所示開關頻率控制信號被頻率調製的鋸齒波 (載波)和片控制信號，並產生(a4)中所示的第一和第二半導體開關元件203和204的導 通和關斷信號的驅動信號。所述兩個驅動信號彼此之間具有導通和關斷互補關係。
如圖21A的(a4)那樣，通過向比較器282輸入經頻率調製的鋸齒波284(載波) 和片控制信號287，且由比較器282在它們之間進行比較所提供的第一和第二半導體開關 元件的驅動信號像鋸齒波那樣要經歷頻率調製。 也就是說，如該圖所示，在開關頻率控制信號的幅值大的部分(0度、180度附近； 輸入電流小)，鋸齒波的頻率低，且因此被校正到用以提高上面所描述的來自諧振特性的輸 入電流的極性。由於在開關頻率控制信號的幅值小的部分(90度、270度附近；輸入電流 大)，鋸齒波的頻率高，所以，輸出如(a4)中的頻率的脈衝串，作為半導體開關元件的驅動 信號，以校正到用以降低上面所描述的來自諧振特性的輸入電流的極性。也就是說，由於將 開關頻率控制信號(a2)反相，作為相對於輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息(al)的 校正波形，所以，以這樣的方式對與(al)相反的反相輸出執行轉換，該方式即在輸入電流 波形信息和輸入電壓波形信息(al)的輸入大的部分(90度、270度附近)中，像(a4)中的 脈衝串信號那樣提高頻率，而在輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息(al)的輸入小的 部分(0度、180度處的過零附近)中，降低頻率。因此，提供輸入波形的校正效果；尤其是 在過零處附近，該效果顯著。 底部(a5)處的波形表示第一、第二半導體開關元件203、204的開關頻率。根據 通過反相示於(al)中的輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息而提供的校正波形的開關 頻率控制信號(a2)，而頻率調製高頻鋸齒波，以及在經高頻調製的鋸齒波和片控制信號之 間進行比較，因此，執行到20kHz至50KHz的高頻等的逆變器轉換，且產生(a4)中的驅動信 號。響應於驅動信號(a4)，而導通和關斷半導體開關元件203、204，向變壓器的初級側輸入高頻功率，而在該變壓器的次級側產生升壓後的高壓。在(a5)中，為了可視化在商用電源 周期中、導通和關斷信號(a4)的每個脈衝的頻率如何改變，將頻率信息繪製在Y軸上，並連 接這些點。 上面所給出的描述示出與在相同狀態中提供來自交流電源250的輸入電流的狀 態相同的信號(例如，正弦波)。然而，通常，來自交流電源250的輸入電流偏離理想的正弦 波，且從瞬時的視點看是波動的。虛線信號指示這樣的實際狀態。通常，實際信號偏離理想 信號的狀態，且如虛線所指示的，從商用電源的半周期(0到180度)的瞬時時段的視點來 看，發生瞬時波動。由於變壓器和倍壓電路的升壓操作、倍壓電路的平滑特性、僅當電壓為 ebm或更高時陽極電流流入的磁控管特性等，而發生這樣的信號波形。也就是說，對於磁控 管而言，在逆變器中，波動並不是必不可少的。 在本發明的功率控制單元中，當輸入電流檢測部分提供由在其上反映輸入電流的 波動狀態的虛線所指示的輸入電流波形信息(見圖21A(al))、且選擇輸入電流波形信息 時，基於輸入電流波形信息執行後面的控制。執行該控制，使得發生在例如半周期的時段內 的輸入電流波形信息的瞬時波動被抑制，以便如由箭頭所指示的那樣，接近理想信號。通過 調整第一、第二半導體開關元件203、204的驅動信號而完成該抑制。具體地，如果輸入電流 波形信號290小於理想信號，則上面所描述的頻率變低，並且，為了增加輸入電流而進行校 正。如果輸入電流波形信息大於理想信號，則上面所描述的頻率變高，並且，為了減小輸入 電流而進行校正。同樣，在較短時段內的瞬時波動中，在頻率信息上反映波動的波形，並對 上面所描述的進行相似的校正。 通過被提供驅動信號的第一、第二半導體開關元件203、204的瞬時波動抑制操 作，而對輸入電流波形信息290進行由箭頭所指示的校正，並且，始終對磁控管提供接近理 想波的輸入。在圖中並未示出校正之後的(a2)和(a3)中的信號。理想信號是虛擬信號， 且該信號可變為正弦波。 也就是說，在如商用電源的半周期那樣的短時段內，由於通過另一個手段控制輸
入電流等的幅度(功率控制)，所以，理想信號波形和輸入電流波形信息之間的瞬時誤差或
校正量的總和約為零。沿著允許輸入電流流入的方向校正由於非線性負載而造成輸入電流
不流動的部分，且因此，減少輸入電流大的部分，並完成上面所提到的約為零。這意味著進
行校正，使得甚至可將非線性負載的電流波形假設為線性負載，且由於商用電源電壓波形
為正弦波，所以，理想波形變為像流入線性負載的電流波形那樣的正弦波。 因此，為了消除輸入電流波形中的變化、以及相對於理想波形的過度和不足，在與
該波形相反的極性上校正輸入電流。因此，在控制環路中消除了在由磁控管的非線性負載
引起的商用電源周期的迅速電流變化(也就是失真)，並執行輸入電流波形整形。 此外，由於控制環路根據在輸入電流的瞬時值之後跟隨的輸入電流波形信息而操
作，所以，即使存在磁控管類型或磁控管特性的變化，或者即使發生由磁控管陽極溫度或者
微波爐中的負載引起的ebm(陽極到陰極電壓)波動、或電源電壓波動，也可以獨立於這些
影響而執行輸入電流波形整形。 具體地，在本發明中，基於瞬時波動的輸入電流波形信息，而控制半導體開關元 件。以輸入電流波形信息的形式，直接向混合器281輸入該輸入電流的瞬時波動，且也在開 關頻率控制信號292上反映該輸入電流的瞬時波動，使得可以提供用於抑制輸入電流波形失真和瞬時波動的、在跟蹤性能方面優異的半導體開關元件的驅動信號。
本發明的主題是將具有信息的輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息轉換為逆變器的半導體開關元件的驅動信號，以抑制輸入電流波形的失真和瞬時波動。由於功率控制信息291是用來在長時段內(也就是說，大約比商用電源周期長的時段內)控制功率波動的信息，且也不是本發明所針對的用於在像交流的半周期那樣的短時段內校正瞬時波動的信息，所以，對於完成該目的來說，該功率控制信息291並不是必不可少的。因此，混合器281、比較器282和鋸齒波生成器283的採用也僅僅是本實施例的一個示例，至少等價於用於選擇輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息中較大的一個的選擇部分，並且，用於執行上面所描述的轉換的轉換部分可以存在於輸入電流檢測部分和半導體開關元件之間。
為了使用功率控制信息，是否像上面所描述的實施例中那樣，將用於進行控制使得輸入電流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制信息291輸入到混合器281中並不是必不可少的。也就是說，在上面所描述的實施例中，功率控制信息291源自用於檢測輸入電流的電流檢測部分271和整流器272(圖16中)、或者分流電阻器286和放大器285 (圖17中)，但是，可以向混合器281輸入用於進行控制使得在逆變器240的任意點的電流或電壓變為預定值的信息，作為功率控制信息。例如，可以完好地使用如圖16和17中所示的諧振電路262的諧振電路電壓信息242作為功率控制信息，或者，可使用在經歷由平滑電路273的平滑、以及在比較器274中的與輸出設置信號的比較之後所提供的信息，作為功率控制信息。 接下來，圖21B通過比較而顯示相對於圖21A而言輸入電流小的情況；(bl)示出當輸入小時的輸入電流波形信息，且對應於圖21A的(al) ;(b2)示出開關頻率控制信號，且對應於圖21A的(a2);以及(b3)示出半導體開關元件的開關頻率，且對應於圖21A的(a5)。儘管未在該圖中示出，但是，當然，也執行與圖21A的(a3)和(a4)中所示的鋸齒波的比較處理相同的處理。 順便提及，如圖21B所示，如果輸入電流相對較小，則輸入電流波形信息的值也變小，因此，輸入電流的波形整形性能將惡化。隨後，本發明中，如果輸入電壓波形信息(點狀線)大於輸入電流波形信息，則如圖21B所示，輸入電壓波形信息被用于波形整形。在該實施例中，衰減輸入電壓，並提供輸入電壓波形信息，以及將輸入電流轉換為電壓，並提供輸入電流波形信息，因此，可在兩者的幅度之間進行直接比較。 因此，當將輸入電流控制為小時，輸入電流波形信息變小，且輸入電流波形整形性能惡化。然而，選擇大於電流波形的輸入電壓波形信息，並執行輸入電流波形整形，使得抑制輸入電流波形整形性能的惡化。因此，如果輸入電流小，也可以防止功率因子的急劇惡化。例如，可以通過設置根據商用電源電壓波形的衰減因子(分壓比)而實現輸入電壓波形信息的振幅(確定輸入電流是否為小的閾值)，使得該振幅大約變為在最大輸入電流的50 %到20 %時的輸入電流波形信息的振幅。 基於上面所給出的圖21A和21B的描述涉及磁控管的普通運行時間。下面，將討論磁控管啟動時間的操作。啟動時間表示儘管將電壓施加於磁控管(對應於非振蕩時間)，在磁控管開始振蕩之前的準備階段的狀態。此時，不像普通運行時間，磁控管的陽極和陰極之間的阻抗變為等於無窮大。 順便提及，在本發明中，基於開關頻率控制系統，通過功率控制來對來自商用交流電源250的電壓進行乘法操作，也就是說，基於開關頻率控制系統，在功率控制下，對該商用交流電源電壓進行振幅調製，且將其施加到變壓器241的初級側。施加到初級側的電壓的峰值與施加到磁控管212的電壓與從所施加的電壓定義的區域相關聯，並且，所流逝的時間與提供給加熱器的功率相關。 本發明中，在輸入電流波形信息290小的啟動時間，也將輸入電壓波形信息249輸入到混合器281。也就是說，採用這樣的模式特別是在啟動時，輸入電壓作為參考信號補償輸入電流的不足。 圖22A和22B是通過比較來描述當加入輸入電壓波形信息時的操作和當不加入輸入電壓波形信息時的操作的圖；圖22A以從頂部開始的順序顯示當不加入輸入電壓波形信息時，開關頻率控制信號、開關頻率、施加到變壓器的初級側的電壓、施加到磁控管的電壓以及加熱器輸入功率的波形。 圖22B描述當加入輸入電壓波形信息時(在啟動時間)的操作。圖22A和22B均示出根據隨後描述的實施例18等的結構，限制施加到變壓器的初級側的電壓的峰值的情況。此外，在圖22B中，通過所加入的輸入電壓波形信息的操作抑制施加到磁控管的電壓和施加到變壓器的初級側的電壓的峰值，且波形顯示為梯形。像圖21A那樣，圖22B同樣以從頂部開始的順序示出開關頻率控制信號、開關頻率、片控制信號、施加到變壓器的初級側的電壓、施加到磁控管的電壓、以及加熱器輸入功率的波形。 如圖22A和22B所示，在0度和180度的相位附近，半導體開關元件的開關頻率低，因此，施加到變壓器的初級側的電壓和施加到磁控管的電壓的振幅寬度變得相對較大。另一方面，由於在90度、270度相位附近，半導體開關元件的開關頻率高，所以，相對抑制振幅寬度，並且，波形的整個圖變為梯形，從與在0度和180度的相位處的振幅寬度的相對關係顯示具有受抑制的峰值的形狀。 在圖22A和圖22B中的施加到磁控管的電壓之間進行比較，如果施加到磁控管的電壓相同，則圖22B中的指示加熱器輸入功率的波形面積更大。因此，相比於圖22A，圖22B中的加熱器輸入功率增加，使得在短時間內加熱該加熱器，並使縮短啟動時間變為可能。
圖23是顯示本發明實施例12中所使用的用於選擇並反相輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息中較大的一個的比較反相電路(比較選擇電路；大於、等於、小於關係比較、切換、反相電路)。如圖20、25、26所示，在該混合器281中提供該比較選擇電路。
向緩衝電晶體中輸入輸入電流波形信息290和輸入電壓波形信息249，且將其輸出輸入到具有公共的發射極電阻器和公共的集電極電阻器的兩個電晶體。提供該緩衝電晶體，以防止輸入電流波形信息290和輸入電壓波形信息249的幹擾。根據電晶體的二極體特性，選擇較大的輸入信號，並向兩個電晶體的公共的發射極電阻器的公共連接點輸出，並且，被輸入所選信號的電晶體導通。導通的電晶體的發射極電流和集電極電流反映輸入信號的幅度。在公共集電極電阻的公共連接點的電位上反映集電極電流的幅度。
當發射極電壓變高時，集電極電流增加，且公共集電極電阻的壓降增大。也就是說，集電極電壓降低，且因此使得極性相對於輸入信號反相。信號轉換係數同樣根據集電極電阻和發射極電阻之間的電阻值比率而改變。從與功率控制信號幹擾的觀點來看，經由緩衝器執行公共集電極電阻的信號的阻抗轉換、且隨後將該信號連接到電容器是更加有效的。因此，在電路中，自動執行兩個信號的幅度判定和任一信號的選擇，將所選信號反相併輸出。(實施例13) 本發明的實施例13涉及控制器(轉換部分)的結構，且具有這樣的結構，其中，在圖16中，選擇輸入電流波形信息290或輸入電壓波形信息249的信號中較大的，且將所選信號和來自比較器274的功率控制信息混合、濾波，並轉換為逆變器的半導體開關元件203、204的導通和關斷驅動信號以便使用。 根據該結構，處理符合磁控管的非線性負載特性的商用電源電壓波形信息不是必要的，並簡化頻率調製信號生成器，從而完成簡化和小型化。進而，根據該簡單的配置，縮短了啟動時間，以及也加入用於防止過多的電壓被施加到磁控管的陽極269和陰極270之間的安全措施，以便改進產品的可靠性。 採用上面所描述的結構，因此，使用輸入電流波形信息290的控制環路被專用于波形整形，使用功率控制信息291的控制環路被專用於功率控制，並且，為了保持轉換效率，在混合器281中，它們並不互相干擾。
(實施例14) 本發明的實施例14涉及輸入電流檢測部分。在圖16中，輸入電流檢測部分使用CT 271等檢測逆變器的輸入電流，並對整流器272的輸出執行整流。根據該配置，使用CT等檢測該輸入電流，且因此在保持隔離屬性的同時，可以取得大的信號，使得輸入電流波形整形的作用大，且提高輸入電流的質量。 在圖17所示的示例中，輸入電流檢測部分經由被置於整流器260和平滑電路261之間的分流電阻器286，在逆變器的整流器260中整流之後，檢測單向電流，通過放大器(放大器)285放大跨越分流電阻器286出現的電壓，且輸出該電壓。由於該檢測部分不需要與電子線路隔離，且也不需要執行整流，所以，該配置具有以低成本配置該輸入電流檢測部分的優勢。 示於圖17中的輸入電流檢測部分的放大器285衰減商用電源的高頻譜區域和高頻開關頻率的高頻部分等，以防止不必要的諧振。具體地，如圖19A和19B中輸入電流檢測部分的詳細的圖所示，如在圖19A中，放大器285使用高頻截止電容器衰減商用電源的高頻譜區域和高頻開關頻率的高頻部分等。 此外，對於如在圖19B的相位特性圖中所示的、由插入放大器285的高頻截止電容器所發生的相位延遲，與該電容器串聯地插入電阻器，並加入相位超前補償，以防止過渡的時間延遲，從而確保控制環路的穩定性。同樣，在圖16的整流器272中，使用用來衰減高頻部分的結構和用來加入相位超前補償、以防止過渡的時間延遲的結構。如圖24所示，相似的結構也可以用於輸入電壓波形信息創建部分的整形電路247。(實施例is) 實施例15涉及圖16和17中所示的混合器281。該混合器被提供有三個端子，如圖20A所示，對所述端子輸入輸入電流波形信息290、輸入電壓波形信息249和功率控制信息291。 輸入電流波形信息290和輸入電壓波形信息249被輸入到圖23中所示的加法和反相電路，並被相加和反相。經歷處理之後的信號和功率控制信息291被輸入到由C、R1和R2組成的濾波器電路，並被濾波，且隨後，作為開關頻率控制信號292被輸出到鋸齒波生成器。如圖20B的等效電路圖所示，該濾波器電路截止功率控制輸出291的高頻成分。採用這樣的結構，因此，妨礙輸入電流波形整形的高頻成分被截止，使得輸入電流波形的質量提高。另一方面，如圖20C的等效電路圖所示，對於輸入電流波形信息290和輸入電壓波形信息249，形成低截止濾波器，以保護波形。
(實施例16) 如圖25中有關實施例16的混合器的結構圖所示，本發明的實施例16控制用於合
並輸入電流檢測部分的輸入電流波形信息、輸入電壓檢測部分的輸入電壓波形信息、以及
功率控制信息的混合器的特性，其用於進行控制，以通過提供輸入電流增大控制時間和減
小控制時間之間的差而使輸入電流檢測部分的輸出變為預定值，並減小控制時間。 在圖25A的結構圖中，根據用於降低/提高開關頻率控制信號292的功率控制信
息291而導通/關斷SW21。如圖25B中等效電路所示，在輸入電流增大控制時間，為了降低
半導體開關元件的開關頻率，關斷SW21，並且根據時間常量C*R2，逐漸地提高開關頻率控
制信號。 如圖25C中的等效電路所示，在輸入電流減小控制時間，為了提高半導體開關元件的開關頻率，導通SW21，並且根據時間常量C* {R1*R2/ (Rl+R2)}，快速地降低開關頻率控制信號。也就是說，在輸入電流增大控制時間和輸入電流減小控制時間之間切換混合器281的電路結構。具體地，在輸入電流增大控制時間，將時間常量設置為大，而在輸入電流減小控制時間，將時間常量設置為小。 因此而提供了差異，由此，可以實現用於通常適度響應的控制特性、以及用於如果由於某種原因輸入電流暫時上升則減小快速響應中的輸入電流以便防止成分破壞的控制特性等。也可以確保用於磁控管的非線性負載的控制特性的安全。
(實施例17) 如圖26中有關實施例17的混合器的結構圖所示，本發明的實施例17將用於控制諧振電路的諧振電路電壓信息226的諧振電壓控制信息293輸入到混合器281。
如圖26所示，根據在諧振電路的諧振電壓和基準值之間進行比較而提供的諧振電壓控制信息293，導通/關斷SW22。如果諧振電壓低，則關斷SW22，且根據用於降低半導體開關元件的開關頻率的時間常量OR2而逐漸地提高開關頻率控制信號。如果諧振電壓高，則導通SW22，且根據用於提高半導體開關元件的開關頻率的時間常量C*{R2*R3/(R2+R3)}而快速地降低開關頻率控制信號。也就是說，響應於諧振電路的諧振電壓的幅度，而切換混合器281的電路結構。具體地，如果諧振電壓低，則該時間常量增加，而如果諧振電壓高，則該時間常量減小。 當磁控管不振蕩、也就是功率控制並不起作用時，對於防止過多電壓被應用於磁控管來說，這種控制是有效的。在磁控管的振蕩開始之後，優選地，與在磁控管的振蕩開始之前相比，將與諧振電壓相比的基準值設置為大，以使控制無效，並對功率控制不產生影響。(實施例18) 本發明的圖27中的實施例18採用這樣的配置，其中，在磁控管振蕩之前和之後之間切換輸入電壓波形信息到輸入電流波形信息的添加量。在實施例18中，在圖16中的整形電路247和混合器281之間提供切換開關S23，並提供用於從整流器272的輸出檢測磁控
31管的振蕩啟動的振蕩檢測器248。根據振蕩檢測器248的輸出，切換切換開關S23與整形電路247的連接點A和B。該整形電路247具有在二極體246和地之間串聯連接的三個分壓電阻，用於從商用電源電壓劃分並輸出電源電壓信息。由於與接近於地的連接點B相比，從商用電源電壓的衰減量小，所以，在更接近於商用電源250的連接點A處的電源電壓信息大。在整形電路247中提供的電容器抑制來自商用電源的噪聲進入到電源電壓信息中。
當從振蕩檢測器248的輸出中檢測磁控管被啟動時，SW23被切換到連接點A。在這種情況中，向混合器281中輸入更大的信號(輸入電壓波形信息)，且由於與上面所描述的將SW23切換到連接點B相比，啟動時間被縮短。 當振蕩檢測器248檢測到振蕩啟動時，該SW23被切換到用於衰減信號的連接點B，使得當輸入電流大時的輸入電流波形整形不受妨礙，且改善了當輸入電流小時的功率因子。因此，包括在磁控管振蕩啟動之前和之後間的電源電壓信息的振幅切換方式，使得如果在振蕩啟動之後的電源電壓信息的振幅被設置為與不包括振幅切換方式的情況相同，則可將振蕩啟動之前的振幅設置為大，因此，上面所描述的縮短啟動時間的效果變得更為顯著。
圖28是相關於磁控管的振蕩檢測的時序圖，也示出隨著輸入電流的變化，諧振電路的陽極電流和諧振電壓中的變化。在磁控管212的振蕩啟動之前，變壓器241的次級側的阻抗非常大，也就是說，磁控管的陽極與陰極之間的阻抗為無窮大。因此，在變壓器的次級側負載中幾乎不消耗功率，且將反映諧振電路的諧振電壓的諧振電壓控制信息293控制(限制)為預定值，且因此，振蕩檢測器248的輸入電流小(圖28中的linl)。
另一方面，在磁控管212的振蕩啟動之後，磁控管的陽極和陰極之間的阻抗減小，變壓器的次級側的阻抗也減少。因此，由被控制(限制)為預定值的諧振電路的諧振電壓驅動重負載(磁控管)，因此，相比于振蕩啟動之前，振蕩檢測器248的輸入電流變大(圖28中lin2)。 存在振蕩檢測器248的這樣的結構使用當將諧振電路的諧振電壓保持在給定級別時、在磁控管的振蕩啟動之前和之後間發生清楚的差異的特性，並且，由比較器等在圖28中所示linl和lin2之間的預設振蕩檢測閾值電平和輸入電流檢測部分的輸出之間進行比
較，並鎖存輸出，等等。
(實施例19) 本發明的實施例19對開關頻率加入限制，如圖29中有關實施例19的開關頻率限制電路的結構圖所示。 根據開關頻率控制信號292，創建輸入到鋸齒波生成器283的頻率調製信號294，經由依賴於固定電壓V1的第一限制電路295和依賴於固定電壓V2的第二限制電路296，接收最低電壓和最高電壓的限制。 作為電位限制，根據開關頻率控制信號292和開關頻率之間的關係，在前者中，限制最高開關頻率，而在後者中，限制最低開關頻率。 第一限制電路295限制最高頻率，以防止當開關頻率提高時，半導體開關元件203和204的切換損失增加。 如果開關頻率接近諧振頻率，則諧振電路262不正常地諧振，並且，該半導體開關元件將被損壞等。該第二限制電路296具有限制最低頻率、以防止該現象的功能。
(實施例加)
如圖29中有關實施例20的片控制信號生成電路的結構圖所示，本發明的實施例20通過半導體開關元件(電晶體)的導通佔空比控制的功率控制，而補償由第一限制電路295限制最高頻率的範圍。 圖30為示出第一半導體開關元件(電晶體)203的導通佔空比和橋式諧振型逆變器的高頻功率之間的關係的圖。當導通佔空比為50%時，該高頻功率變為峰值，且隨著導通佔空比低於或超過50%，該高頻功率降低。 該第二半導體開關元件的導通佔空比和該第一半導體開關元件的導通佔空比是互補的，且因此，在讀取時，圖30中X軸數值的0和100可替代。 為了減少高頻輸出，也就是說，為了減小輸入電流，沿著如上所述的用於增加開關頻率的方向，改變開關頻率控制信號292，但是，在由第一限制電路295對頻率調製信號294施加頻率限制的時段中，功率控制並不起作用。 一旦像第一限制電路295那樣，接收到相同的固定電壓VI和開關頻率控制信號292，則片控制信號生成電路297允許電流120在上面提到的時段內流動，使得片控制信號287變化。 圖31中，在X軸上獲取開關頻率控制信號292的電位，且在Y軸上獲取受該信號影響的各種信號。(a)顯示開關頻率和頻率調製信號294;所述最高頻率被限制在電壓V1或更低，而最低頻率則被限制在V2或更高。(b)顯示片控制信號287在電壓V1或更低的範圍內變化。(c)和(d)顯示下面所描述的一旦接收到片控制信號287，則第一和第二半導體開關元件203和204的導通佔空比變化。 圖32顯示圖31(c)和(d)中的佔空比變化；跟隨片控制信號287中的變化，通過比較器282從該信號和鋸齒波284導出的第一和第二半導體開關元件203和204的導通佔空比改變。 由於片控制信號287在上面所述的不通過第一限制電路295施加頻率限制的時段內不改變，所以，導通佔空比保持在大約50%附近；通過在施加頻率限制的範圍(也就是說，在基於頻率調製的功率控制不起作用的範圍)內降低導通佔空比，而降低高頻功率，以便補償。 為了完成該補償，相對於開關頻率控制信號292的電壓的片控制信號287的變化開始點可以包括上面所述的基於頻率調製的功率控制不起作用的V1，且並不限於V1。
儘管參考電位重新變得必要，但如果從高於V1的電位起產生變化，則高開關頻率的百分比降低，且因此，可以減輕半導體開關元件的切換損失。
(實施例21) 本發明的實施例21涉及諧振電路，如圖33中的結構圖所示，通過從由第一電容器205、第二電容器206，和變壓器241的初級繞組208組成的諧振電路236中去掉第一電容器205而提供諧振電路298。 同樣，在該實施例中，如同上面所述的實施例，選擇輸入電流波形信息290或輸入電壓波形信息249中較大的一個，且將所選信息轉換為開關頻率控制信號，並調製逆變器的半導體開關元件的開關頻率，因此，使得抑制電源諧波電流成為可能。
(實施例22) 本發明的實施例22涉及逆變器的結構，如圖34所示，各自由兩個半導體開關元件構成的第一和第二串聯電路299和300與通過整流商用電源而提供的直流電源並聯連接，且其中連接變壓器241的初級繞組208和第二電容器206的諧振電路298的一端被連接到一個串聯電路的中點，而相反端被連接到另一個串聯電路的中點。 同樣，在該實施例中，如同上面所述的實施例，選擇輸入電流波形信息290或輸入電壓波形信息249中較大的一個，且將所選信息轉換為開關頻率控制信號，並調製逆變器的半導體開關元件的開關頻率，因此，使得抑制電源諧波電流成為可能。[O383](實施例23) 本發明的實施例23涉及逆變器的結構，如圖35所示，由兩個半導體開關元件構成的第一 串聯電路299與通過整流商用電源而提供的直流電源並聯連接，且其中連接變壓器241的初級繞組208和第二電容器206的諧振電路298的一端被連接到第一串聯電路299的中點，而相反端被連接到交流等效電路的直流電源的一端。 同樣在該實施例中，如同上面所述的實施例，選擇輸入電流波形信息290或輸入電壓波形信息249中較大的一個，且將所選信息轉換為開關頻率控制信號，並調製逆變器的半導體開關元件的開關頻率，因此，使得抑制電源諧波電流成為可能。
(實施例24) 圖36是根據本發明的實施例24描述高頻加熱設備的框圖。在圖36中，該高頻加熱設備包括逆變器340、用於控制逆變器的第一和第二半導體開關元件303和304的控制器345以及磁控管312。該逆變器240包括交流電源350、二極體橋式整流器360、平滑電路361、諧振電路336、第一和第二半導體開關元件303和304以及倍壓整流器211。
在由四個二極體363構成的二極體橋式整流器360中，整流交流電源350的交流電壓，以及通過由電感器364和第三電容器307構成的平滑電路361，將其轉換為直流電源351。隨後，通過由第一電容器305、第二電容器306以及變壓器341的初級繞組308構成的諧振電路336、以及第一與第二半導體開關元件303和304，來將其轉換為高頻交流，且通過變壓器341，在變壓器的次級繞組309中感生高頻高壓。 通過由電容器365、二極體366、電容器367以及二極體368構成的倍壓整流器311，在磁控管312的陽極369和陰極370之間施加在該次級繞組209中感生的高頻高壓。該變壓器341還包括用於加熱磁控管312的加熱器(陰極)370的三級繞組310。已經描述了逆變器340。 下面，將討論用於控制逆變器340的第一和第二半導體開關元件303和304的控制器345。首先，將在交流電源350和二極體橋式整流器360之間提供的由CT (變流器)371等組成的電流檢測部分連接到整流器372，並且，該CT 371和整流器372組成用於檢測逆變器的輸入電流的輸入電流檢測部分。在CT 371中隔離且檢測逆變器的輸入電流，且在整流器372中對輸出進行整流，以產生輸入電流波形信息390。 在平滑電路373中平滑由整流器372提供的電流信號，並且，比較器374在該電流信號和來自用於輸出對應於其它加熱輸出設置的輸出設置信號的輸出設置部分375的信號之間進行比較。為了控制功率的幅度，該比較器374在平滑電路373中平滑的輸入電流信號和來自輸出設置部分375的設置信號之間進行比較。因此，磁控管312的陽極電流信號、第一和第二半導體開關元件303和304的集電極電流信號等等也可以被用作輸入信號，以替代在平滑電路373中被平滑的輸入電流信號。也就是說，比較器374輸出功率控制信息391，其用於進行控制，使得輸入電流檢測部分的輸出變為預定值，但是，正如隨後所描述的，對於本發明而言，比較器374和功率控制信息391並不是必不可少的。 同樣，如圖37中示例所示，由在二極體橋式整流器360和平滑電路361之間提供
的分流電阻器386和用於放大電流檢測部分的電壓的放大器385組成的電流檢測部分可以
組成輸入電流檢測部分，且其輸出可以被用作輸入電流波形信息390。在由二極體橋式整流
器360沿信號方向整流之後，該分流電阻器386檢測輸入電流。 另一方面，本實施例中，控制器345還包括輸入電壓檢測部分，其由用於檢測交流電源350的電壓並整流該電壓的一對二極體346、以及用於整形經整流的電壓的波形以產生輸入電壓波形信息349的整形電路347構成。該控制器345進一步包括實現用於檢測由整流器372所提供的電流信號是否處於預定級別和磁控管是否振蕩的振蕩檢測部分的振蕩檢測器348。該振蕩檢測器348根據電流信號的電平，檢測開始振蕩的磁控管，並以時間點作為界限，而將檢測之前的狀態分類為非振蕩狀態，而將檢測之後的狀態分類為振蕩狀態。如果狀態被確定為非振蕩，則振蕩檢測器348將位於整形電路347和混合器381之間的切換開關SW33導通。換句話說，該切換開關SW33在直到振蕩檢測器348檢測磁控管的振蕩的時段內，使得輸入電壓檢測部分輸出輸入電壓波形信號349。注意到，儘管磁控管依然按照商用電源的周期重複振蕩和非振蕩，但是，根據此處所提到的非振蕩而導通切換開關SW33，也就是說，在振蕩啟動之後的非振蕩並不與本發明相關。 本實施例中，混合器381混合併濾波來自比較器374的輸入電流波形信息390和功率控制信息391和輸入電壓波形信息349 (當SW33導通時)，並輸出開關頻率控制信號392。通過該開關頻率控制信號392頻率調製由鋸齒波生成器383輸出的鋸齒波384。
比較器382在鋸齒波384和隨後描述的片控制信號387之間進行比較，並轉換為方波，以及經由驅動器將所提供的方波傳輸到第一、第二半導體開關元件303、304的柵極。在這種情況中，通過比較器382比較由開關頻率控制信號392頻率調製的來自鋸齒波生成器383的鋸齒波，且為了簡化輸入電流波形信息檢測系統，而執行逆變器半導體開關元件的導通/關斷。具體地，在該實施例中，採用在其中直接向混合器381輸入輸入電流波形信息390的簡化配置。 用於從開關頻率控制信號392中產生第一、第二半導體開關元件303、304的驅動
信號的部分可以被配置為用於將開關頻率控制信號392轉換為逆變器的半導體開關元件
的驅動信號的轉換部分，使得在來自交流電源350的輸入電流大的部分中，開關頻率變高，
而在輸入電流小的部分中，開關頻率變低，而該實施例並不限於此配置。 具體地，本發明中，轉換部分將在直到檢測磁控管312的振蕩的時段內輸出的輸
入電流波形信息390和輸入電壓波形信息349轉換為逆變器的半導體開關元件303、304的
驅動信號。 為了相對於輸入電流波形信息390控制導通/關斷半導體開關元件303、 304，將其轉換為當輸入電流大時提高開關頻率、而當輸入電流小時降低開關頻率的極性。因此，為產生這樣的波形，輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息在混合器中經歷反相處理，以便使用。 圖38是鋸齒波(載波)生成器283的詳細的電路圖。將比較器3164和3165的輸出輸入到SR觸發器3166的S端子和R端子。根據SR觸發器3166的非Q端子的輸出極性，而切換電容器3163的充電和放電；當該端子為高時，以電流I10充電該電容器3163，而
35當該端子為低時，以電流111為電容器3163放電。當電容器3163的電位超過V1時，一旦接收到比較器3164的高的輸出，SR觸發器2166的非Q端子被設置為低；當電容器3163的電位下降到V2之下時，一旦接收到比較器3165的高的輸出，非Q端子被復位為高。
根據該配置，電容器3163的電壓變得像鋸齒波(三角波)，且將該信號傳輸到比較器382。 電容器3163的充電和放電電流110和111被確定為反映將開關頻率控制信號392的電壓和Vcc之間的電位差除以電阻值而產生的電流112，且三角波的傾斜度隨著電流的幅度而改變。因此，通過在其上反映開關頻率控制信號的Il(KIll的大小，來確定開關頻率。 圖40A示出混合器381的示例。混合器381具有三個輸入端子；向一個端子加入功率控制信息391，向另一個端子輸入電流波形信息390，通過SW33向另一個端子輸入電壓波形信息349，且如該圖所示，在內部電路中將它們混合。向混合器381輸入輸入電流波形信息390，並在反相電路中反相，以產生校正信號。 如圖40B，如混合器381中的交流等效電路中所示，在來自功率控制信息391的輸出之間形成高截止濾波器。因此，通過該濾波器而截去包含在功率控制中的高頻成分，其作為對於輸入電流波形信息390整形輸入電流波形而言的障礙。 如圖40C，如混合器381中交流等效電路中所示，在來自輸入電流波形信息390和輸入電壓波形信息349的輸出之間形成低截止濾波器。因此，將功率控制信息391轉換為混合器381的輸出的直流成分，以及將輸入電流波形信息390和輸入電壓波形信息349轉換為交流成分。 在實施例24中，如上所述，將輸入電流波形信息390或通過在磁控管的非振蕩時間向輸入電流波形信息390加入輸入電壓波形信息349而提供的信號轉換為逆變器的半導體開關元件303和304的開關頻率以便使用。通常，與微波爐等一起使用逆變器是已知的；將50到60個周期的商用交流電源整流為直流，例如，通過逆變器將所提供的直流電源轉換為大約20到50KHz的高頻，並且，通過由變壓器升高所提供的高頻、且進一步在倍壓整流器中對其整流而提供的高壓被施加到磁控管。 存在兩種類型的逆變器系統，例如如本發明的圖36等所示，使用所謂的單端電壓諧振型電路的導通時間調製系統，用於使用用於切換並改變用於改變輸出的開關脈衝的導通時間的一個半導體開關元件，其經常被用於商用電源為IOOV的區域等；以及(半)橋型電壓諧振型電路系統，用於交替地導通串聯連接的兩個半導體開關元件303和304，並控制用於改變輸出的開關頻率。橋型電壓諧振型電路系統是能夠以這樣的方式採用簡單配置和控制的系統，該方式即如果開關頻率升高，則輸出降低，而如果開關頻率降低，則輸出增大。 圖41是描述根據本發明的實施例24所提供的波形的圖。當磁控管正常地振蕩時應用該示例，也就是說，顯示在普通運行時間的狀態。此時，振蕩檢測器348根據由整流器372所提供的電流值，確定磁控管處於普通運行之下，並關斷SW 33。因此，在運行時，二極體346和整形電路347不操作，也不產生輸入電壓波形信息349。 在圖41A和41B中，圖41A示出輸入電流大的情況，而圖41B示出輸入電流小的情況。實線代表下面的描述中主要使用的由本發明的功率控制單元校正之後的信號形狀，並
36且，如下面所描述的，虛線則代表校正之前，來自交流電源350的瞬時波動的輸出的信號形狀。 在圖41A中，上部的(al)中的輸入電流波形信息的波形為在圖36中由整流器372輸出和在圖37中由放大器385輸出的輸入電流波形信息390，並且，點狀線示出校正之前，由磁控管的非線性負載特性引起的波形。圖41A的(a2)示出混合器381的校正輸出的開關頻率控制信號392。該開關頻率控制信號392具有隨著輸入電流波形信息390、輸入電壓波形信息394和功率控制信息391而變化的大小，且進一步被輸出為(al)的反相波形，以補償並校正輸入電流的失真成分。 圖41(A)的(a3)示出根據(a2)中所示開關頻率控制信號被頻率調製的鋸齒波(載波)和片控制信號，並產生(a4)中所示的第一和第二半導體開關元件303和304的導通和關斷信號的驅動信號。所述兩個驅動信號彼此之間具有導通和關斷互補關係。
如圖41A的(a4)那樣，通過向比較器382輸入經頻率調製的鋸齒波384(載波)和片控制信號387，且由比較器382在它們之間進行比較所提供的第一和第二半導體開關元件的驅動信號像鋸齒波那樣要經歷頻率調製。 也就是說，如該圖所示，在開關頻率控制信號的幅值大的部分(0度、180度附近；輸入電流小)，鋸齒波的頻率低，且因此被校正到用以提高上面所描述的來自諧振特性的輸入電流的極性。由於在開關頻率控制信號的幅值小的部分(90度、270度附近；輸入電流大)，鋸齒波的頻率高，所以，輸出如(a4)中的頻率的脈衝串，作為半導體開關元件的驅動信號，以校正到用以降低上面所描述的來自諧振特性的輸入電流的極性。也就是說，由於將開關頻率控制信號(a2)反相，作為相對於輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息(al)的校正波形，所以，以這樣的方式對與(al)相反的反相輸出執行轉換，該方式即在輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息(al)的輸入大的部分(90度、270度附近)中，像(a4)中的脈衝串信號那樣提高頻率，而在輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息(al)的輸入小的部分(0度、180度處的過零附近)中，降低頻率。因此，提供輸入波形的校正效果；尤其是在過零處附近，該效果顯著。 底部(a5)處的波形表示第一、第二半導體開關元件303、304的開關頻率。根據通過反相示於(al)中的輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息而提供的校正波形的開關頻率控制信號(a2)，而頻率調製高頻鋸齒波，以及在經高頻調製的鋸齒波和片控制信號之間進行比較，因此，執行到20kHz至50KHz的高頻等的逆變器轉換，且產生(a4)中的驅動信號。響應於驅動信號(a4)，而導通和關斷半導體開關元件303、304，向變壓器的初級側輸入高頻功率，而在該變壓器的次級側產生升壓後的高壓。在(a5)中，為了可視化在商用電源周期中、導通和關斷信號(a4)的每個脈衝的頻率如何改變，將頻率信息繪製在Y軸上，並連接這些點。 上面所給出的描述示出與在相同狀態中提供來自交流電源350的輸入電流的狀態相同的信號(例如，正弦波)。然而，通常，來自交流電源350的輸入電流偏離理想的正弦波，且從瞬時的視點看是波動的。虛線信號指示這樣的實際狀態。通常，實際信號偏離理想信號的狀態，且如虛線所指示的，從商用電源的半周期(0到180度)的瞬時時段的視點來看，發生瞬時波動。由於變壓器和倍壓電路的升壓操作、倍壓電路的平滑特性、僅當電壓為ebm或更高時陽極電流流入的磁控管特性等，而出現這樣的信號波形。也就是說，對於磁控管而言，在逆變器中，波動並不是必不可少的。 在本發明的功率控制單元中，當輸入電流檢測部分提供由在其上反映輸入電流的波動狀態的虛線所指示的輸入電流波形信息(見圖41A(a1))時，基於輸入電流波形信息執行後面的控制。執行該控制，使得發生在例如半周期的時段內的輸入電流波形信息的瞬時波動被抑制，以便如由箭頭所指示的那樣，接近理想信號。通過調整第一、第二半導體開關元件303、304的驅動信號而完成該抑制。具體地，如果輸入電流波形信號390小於理想信號，則上面所描述的頻率變低，並且，為了增加輸入電流而進行校正。如果輸入電流波形信息大於理想信號，則上面所描述的頻率變高，並且，為了減小輸入電流而進行校正。同樣，在較短時段內的瞬時波動中，在頻率信息上反映波動的波形，並對上面所描述的進行相似的校正。 通過被提供驅動信號的第一、第二半導體開關元件303、304的瞬時波動抑制操作，而對輸入電流波形信息390進行由箭頭所指示的校正，並且，始終對磁控管提供接近理想波的輸入。在該圖中並未示出校正之後的(a2)和(a3)中的信號。理想信號是虛擬信號，且該信號可變為正弦波。 也就是說，在如商用電源的半周期那樣的短時段內，由於通過另一個手段控制輸
入電流等的幅度(功率控制)，所以，理想信號波形和輸入電流波形信息之間的瞬時誤差或
校正量的總和約為零。沿著允許輸入電流流入的方向校正由於非線性負載而造成輸入電流
不流動的部分，且因此，減少輸入電流大的部分，並完成上面所提到的約為零。這意味著進
行校正，使得甚至可將非線性負載的電流波形假設為線性負載，且由於商用電源電壓波形
為正弦波，所以，理想波形變為像流入線性負載的電流波形那樣的正弦波。 因此，為了消除輸入電流波形中的變化、以及相對於理想波形的過度和不足，在與
該波形相反的極性上校正輸入電流。因此，在控制環路中消除了在由磁控管的非線性負載
引起的商用電源周期的迅速電流變化(也就是失真)，並執行輸入電流波形整形。 此外，由於控制環路根據在輸入電流的瞬時值之後跟隨的輸入電流波形信息而操
作，所以，即使存在磁控管類型或磁控管特性的變化，或者即使發生由磁控管陽極溫度或者
微波爐中的負載引起的ebm(陽極到陰極電壓)波動、或電源電壓波動，也可以獨立於這些
影響而執行輸入電流波形整形。 具體地，在本發明中，基於瞬時波動的輸入電流波形信息，而控制半導體開關元件。以輸入電流波形信息的形式，直接向混合器381輸入該輸入電流的瞬時波動，且也在開關頻率控制信號392上反映該輸入電流的瞬時波動，使得可以提供用於抑制輸入電流波形失真和瞬時波動的、在跟蹤性能方面優異的半導體開關元件的驅動信號。 本發明的主題是將具有用於抑制輸入電流波形的失真和瞬時波動的信息的輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息轉換為逆變器的半導體開關元件的驅動信號。由於功率控制信息391是用來在長時段內(也就是說，大約比商用電源周期長的時段內)控制功率波動的信息，且也不是本發明所針對的用於在像交流的半周期那樣的短時段內校正瞬時波動的信息，所以，對於完成該目的來說，該功率控制信息391並不是必不可少的。因此，混合器381、比較器382和鋸齒波生成器383的採用也僅僅是本實施例的一個示例，至少用於執行上面所描述的轉換的轉換部分的等價物可以存在於輸入電流檢測部分和半導體開關元件之間。
為了使用功率控制信息，是否像上面所描述的實施例中那樣，將用於進行控制使得輸入電流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制信息391輸入到混合器381中並不是必不可少的。也就是說，在上面所描述的實施例中，功率控制信息391源自用於檢測輸入電流的電流檢測部分371和整流器372 (圖36中)、或者分流電阻器386和放大器385 (圖37中)，但是，可以向混合器381輸入用於進行控制使得在逆變器340的任意點的電流或電壓變為預定值的信息，作為功率控制信息。例如，可以完好地使用如圖36和37中所示的諧振電路362的諧振電路電壓信息342作為功率控制信息，或者，可使用在經歷由平滑電路373的平滑、以及在比較器374中的與輸出設置信號的比較之後所提供的信息，作為功率控制信息。 接下來，圖41B通過比較而顯示相對於圖41A而言輸入電流小的情況；(bl)示出當輸入小時的輸入電流波形信息，且對應於圖41A的(al) ;(b2)示出開關頻率控制信號，且對應於圖41A的(a2);以及(b3)示出半導體開關元件的開關頻率，且對應於圖41A的(a5)。儘管未在該圖中示出，但是，當然，也執行與圖41A的(a3)和(a4)中所示的鋸齒波的比較處理相同的處理。 基於上面所給出的圖41A和41B的描述涉及磁控管的普通運行時間。下面，將討論在磁控管啟動時間的操作。啟動時間表示儘管將電壓加入到磁控管(相應於非振蕩時間)，磁控管開始振蕩之前的準備階段的狀態。 在磁控管啟動時(相應於非振蕩時間)，不像普通運行時間，磁控管的陽極和陰極之間的阻抗變為等於無窮大。由於普通運行時間和啟動時間之間的差異經由變壓器341對輸入電流的狀態起作用，所以，振蕩檢測器348可以根據由整流器372所提供的電流值，確定磁控管是否處於啟動時間。如果振蕩檢測器348確定磁控管處於啟動時間，則其關斷SW33。因此，在啟動時間，二極體346和整形電路347運行，並產生輸入電壓波形信息349。
順便提及，在本發明中，基於開關頻率控制系統，通過功率控制來對來自商用交流電源350的電壓進行乘法操作，也就是說，基於開關頻率控制系統，在功率控制下，對該商用交流電源電壓進行振幅調製，且將其施加到變壓器341的初級側。施加到初級側的電壓的峰值和施加到磁控管312的電壓與從所施加的電壓定義的區域相關聯，並且，所流逝的時間與提供給加熱器的功率相關。 在本發明中，在輸入電流波形信息390小的啟動時間，也將輸入電壓波形信息349輸入到混合器381。也就是說，採用這樣的模式特別是在啟動時，輸入電壓作為參考信號補償輸入電流的不足。 圖42是通過比較來描述當加入輸入電壓波形信息時的操作和當不加入輸入電壓波形信息時的操作的圖；圖42A以從頂部開始的順序顯示當不加入輸入電壓波形信息時，開關頻率控制信號、開關頻率、施加到變壓器的初級側的電壓、施加到磁控管的電壓以及加熱器輸入功率的波形。 圖42B描述當加入輸入電壓波形信息時(在啟動時間)的操作。圖42A和42B均示出根據隨後描述的實施例30等的結構而限制施加到變壓器的初級側的電壓的峰值的情況。此外，在圖42B中，通過所加入的輸入電壓波形信息的操作，抑制施加到磁控管的電壓和施加到變壓器的初級側的電壓的峰值，且波形顯示為梯形。像圖41A那樣，圖42B同樣以從頂部開始的順序示出開關頻率控制信號、開關頻率、施加到變壓器的初級側的電壓、施加到磁控管的電壓、以及加熱器輸入功率的波形。 如圖42A和42B所示，在0度和180度的相位附近，半導體開關元件的開關頻率低，因此，施加到變壓器的初級側的電壓和施加到磁控管的電壓的振幅寬度變得相對較大。另一方面，由於在90度、270度相位附近，半導體開關元件的開關頻率高，所以，相對抑制振幅寬度，並且，波形的整個圖變為梯形，從與在0度和180度的相位處的振幅寬度的相對關係顯示具有受抑制的峰值的形狀。 在圖42A和圖42B中的施加到磁控管的電壓之間進行比較，如果施加到磁控管的電壓相同，則圖42B中的指示加熱器輸入功率的波形面積更大。也就是說，相比於圖42A，圖42B中的加熱器輸入功率增加，使得在短時間內加熱該加熱器，並使縮短啟動時間變為可能。 在這種情況中，存在振蕩檢測器的這樣的結構使用具有當磁控管開始振蕩時輸入電流增力B、且通過比較器等比較輸入電流檢測部分的輸出和振蕩檢測閾值電平並鎖存輸出等等的特性。 圖43是顯示本發明實施例24中所使用的用於添加輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息的加法和反相電路。如圖40A到40C、45A到45C和46所示，在該混合器381中提供該加法和反相電路。 向緩衝電晶體中輸入輸入電流波形信息390和輸入電壓波形信息349，且將其輸出輸入到具有公共的集電極電阻器的兩個電晶體。提供該緩衝電晶體，以防止輸入電流波形信息390和輸入電壓波形信息349的幹擾。響應於輸入信號的幅度的電流(發射極電流)流入到兩個電晶體的發射極電阻器，而響應於發射極電流的增量，在公共的集電極電阻器中發生壓降。 當發射極電壓變高時，上述電流增加，且壓降增大。也就是說，集電極電壓降低，且因此使得極性相對於輸入信號反相。信號轉換係數也根據集電極電阻和發射極電阻之間的電阻值比率而改變。從功率控制信號幹擾的觀點來看，經由緩衝器執行公共集電極電阻的信號的阻抗轉換、且隨後將該信號連接到電容器是更加有效的。因此，所述電路將兩個信號相加，並反相，且輸出所得到的信號。
(實施例25) 本發明的實施例25涉及控制器(轉換部分)的結構，且具有這樣的結構，其中，將輸入電流波形信息和在磁控管的非振蕩時間通過進一步添加輸入電壓波形信息提供的信號、以及來自比較器374的功率控制信息混合併濾波，並轉換為逆變器的半導體開關元件303、304的導通和關斷驅動信號以便使用。 根據該結構，處理符合磁控管的非線性負載特性的商用電源電壓波形信息不是必要的，簡化頻率調製信號生成器，從而完成簡化和小型化。進而，根據該簡化配置，將輸入電壓波形信息349加到輸入電流波形信息390，且為了縮短啟動時間，而增加在啟動時的加熱器功率，並加入用於防止過量電壓被施加到磁控管的陽極369和陰極370之間的安全措施，以改善產品的可靠性。 採用上面所描述的結構，因此，使用輸入電流波形信息390的控制環路被專用於輸入電流的波形整形，使用功率控制信息391的控制環路被專用於功率控制，以及為了保持轉換效率，在混合器381中，它們並不互相干擾。
(實施例26) 本發明的實施例26涉及輸入電流檢測部分。如圖36所示，輸入電流檢測部分使用CT 371等檢測逆變器的輸入電流，並對整流器372的輸出執行整流。根據該配置，使用CT等檢測該輸入電流，且因此在保持隔離屬性的同時，可以取得大的信號，使得輸入電流波形整形的作用大，且提高輸入電流的質量。 在圖37所示的示例中，輸入電流檢測部分經由被置於整流器360和平滑電路361之間的分流電阻器386，在逆變器的整流器360中整流之後，檢測單向電流，通過放大器(放大器)385放大跨越分流電阻器386出現的電壓，且輸出該電壓。由於該檢測部分不需要與電子線路隔離，且也不需要執行整流，所以，該配置具有以低成本配置該輸入電流檢測部分的優勢。 示於圖37中的輸入電流檢測部分的放大器385衰減商用電源的高頻譜區域和高頻開關頻率的高頻部分等，以防止不必要的諧振。具體地，如圖39A和39B中輸入電流檢測部分的詳細的圖所示，如在圖39A中，放大器385使用高頻截止電容器來衰減商用電源的高頻譜區域和高頻開關頻率的高頻部分等。 此外，對於如在圖39B的相位特性圖中所示的、由插入放大器385的高頻截止電容器所發生的相位延遲，與該電容器串聯地插入電阻器，並加入相位超前補償，以防止過渡的時間延遲，從而確保控制環路的穩定性。同樣，在圖36的整流器372中，使用用來衰減高頻部分的結構和用來加入相位超前補償、以防止過渡的時間延遲的結構。如圖44所示，相似的結構也可以用於輸入電壓波形信息創建部分的整形電路347。
(實施例27) 實施例27涉及圖36和37中所示的混合器381。如圖40A所示，該混合器被提供有三個輸入端子，用於輸入電流波形信息390、輸入電壓波形信息349和功率控制信息391。根據該配置，補償加熱器輸入功率，且可以縮短啟動時間。 輸入電流波形信息390和輸入電壓波形信息349(當SW3為導通時)被輸入到圖43中所示的加法和反相電路，並被相加和反相。經歷處理之後的信號和功率控制信息391被輸入到由C、 Rl和R2組成的濾波器電路，並被濾波，且隨後，作為開關頻率控制信號392被輸出到鋸齒波生成器。如圖40B的等效電路圖所示，該濾波器電路截止功率控制輸出391的高頻成分。採用這樣的結構，因此，妨礙輸入電流波形整形的高頻成分被截止，使得輸入電流波形的質量提高。另一方面，如圖40C的等效電路圖所示，對於輸入電流波形信息390和輸入電壓波形信息349，形成低截止濾波器，以保護波形。
(實施例28) 如圖45A至45C中有關實施例28的混合器的結構圖所示，本發明的實施例28控制用於合併輸入電流檢測部分的輸入電流波形信息、輸入電壓檢測部分的輸入電壓波形信息、以及功率控制信息的混合器的特性，其用於進行控制，以通過提供輸入電流增大控制時間和減小控制時間之間的差而使輸入電流檢測部分的輸出變為預定值，並減小控制時間。
在圖45A的結構圖中，根據用於降低/提高開關頻率控制信號392的功率控制信息391而導通/關斷SW31。如圖25B中等效電路所示，在輸入電流增大控制時間，為了降低半導體開關元件的開關頻率，關斷SW31，並且根據時間常量C*R2，逐漸地提高開關頻率控制信號。
如圖45C中的等效電路所示，在輸入電流減小控制時間，為了提高半導體開關元件的開關頻率，導通SW31，並且根據時間常量C* {R1*R2/ (Rl+R2)}，快速地降低開關頻率控制信號。也就是說，在輸入電流增大控制時間和輸入電流減小控制時間之間切換混合器381的電路結構。具體地，在輸入電流增大控制時間，將時間常量設置為大，而在輸入電流減小控制時間，將時間常量設置為小。 因此而提供了差異，由此，可以實現用於通常適度響應的控制特性、以及用於如果由於某種原因輸入電流暫時上升則減小快速響應中的輸入電流以便防止成分破壞的控制特性等。也可以確保用於磁控管的非線性負載的控制特性的安全。
(實施例29) 如圖46中有關實施例29的混合器的結構圖所示，本發明的實施例29將用於控制諧振電路的諧振電路電壓信息326的諧振電壓控制信息393輸入到混合器381。
如圖46所示，根據在諧振電路的諧振電壓和基準值之間進行比較而提供的諧振電壓控制信息393，導通/關斷SW32。如果諧振電壓低，則關斷SW32，且根據用於降低半導體開關元件的開關頻率的時間常量OR2而逐漸地提高開關頻率控制信號。如果諧振電壓高，則導通SW32，且根據用於提高半導體開關元件的開關頻率的時間常量C*{R2*R3/(R2+R3)}而快速地降低開關頻率控制信號。也就是說，響應於諧振電路的諧振電壓的幅度，而切換混合器381的電路結構。具體地，如果諧振電壓低，則該時間常量增加，而如果諧振電壓高，則該時間常量減小。 圖47是相關於磁控管的振蕩檢測的時序圖，並也示出隨著輸入電流的變化的陽極電流和諧振電路的諧振電壓的變化。在磁控管312的振蕩開始之前，變壓器341的次級側的阻抗非常大，也就是說，磁控管的陽極和陰極之間的阻抗為無窮大。因此，在變壓器的次級側負載中幾乎不消耗功率，且將反映諧振電路的諧振電壓的諧振電壓控制信息393控制(限制)為預定值，因此，振蕩檢測器348的輸入電流小(圖47中的linl)。
另一方面，在磁控管312的振蕩開始之後，磁控管的陽極和陰極之間的阻抗減少，且變壓器的次級側的阻抗也減少。因此，使用被控制(限制)在預定值的諧振電路的諧振電壓驅動重負載(磁控管)，因此，相比于振蕩開始之前，振蕩檢測器348的輸入電路變大(圖47中的lin2)。 在上面所提到的linl和lin2之間預設上面所描述的振蕩檢測器348的振蕩檢測
閾值電平。也就是說，採用當諧振電路的諧振電壓保持在給定值時、在振蕩開始前和振蕩開
始後之間的輸入電流中的清楚的差異的發生，作為確定材料。在該圖中所示的示例中，假設
隨著陽極電流的增加，在振蕩檢測器348的輸入電流開始增加之後到達閾值電平的時間為
tl，以及用于振蕩檢測器348隨後確定振蕩開始所需的時間為t2。此時，儘管振蕩開始，諧
振電路的諧振電壓控制也工作t3 = tl+t2的時間，直到確定振蕩開始為止。 當磁控管不振蕩、也就是功率控制並不起作用時，對於防止過多電壓被應用於磁
控管來說，這種控制是有效的。在磁控管的振蕩開始之後，優選地，與在磁控管的振蕩開
始之前相比，將與諧振電壓相比的基準值設置為大，以使控制無效，並對功率控制不產生影響。(實施例30) 本發明的實施例30對開關頻率加入限制，如圖48中有關實施例30的開關頻率限制電路的結構圖所示。 根據開關頻率控制信號392，創建輸入到鋸齒波生成器383的頻率調製信號394，經由依賴於固定電壓V1的第一限制電路395和依賴於固定電壓V2的第二限制電路396，接收最低電壓和最高電壓的限制。 作為電位限制，根據開關頻率控制信號392和開關頻率之間的關係，在前者中，限制最高開關頻率，而在後者中，限制最低開關頻率。 第一限制電路395限制最高頻率，以防止當開關頻率提高時，半導體開關元件303和304的切換損失增加。 如果開關頻率接近諧振頻率，則諧振電路362不正常地諧振，並且，該半導體開關元件將被損壞等。該第二限制電路396具有限制最低頻率、以防止該現象的功能。
(實施例31) 如圖48中有關實施例31的片控制信號生成電路的結構圖所示，本發明的實施例31通過半導體開關元件(電晶體)的導通佔空比控制的功率控制，而補償由第一限制電路395限制最高頻率的範圍。 圖49為示出第一半導體開關元件(電晶體)303的導通佔空比和橋式諧振型逆變器的高頻功率之間的關係的圖。當導通佔空比為50%時，該高頻功率變為峰值，且隨著導通佔空比低於或超過50%，該高頻功率降低。 該第二半導體開關元件的導通佔空比和該第一半導體開關元件的導通佔空比是互補的，且因此，在讀取時，圖49中X軸數值的0和100可替代。 為了減少高頻輸出，也就是說，為了減小輸入電流，沿著如上所述的用於增加開關頻率的方向，改變開關頻率控制信號392，但是，在由第一限制電路395對頻率調製信號394施加頻率限制的時段中，功率控制並不起作用。 一旦像第一限制電路395那樣，接收到相同的固定電壓VI和開關頻率控制信號392，則片控制信號生成電路397允許電流120在上面提到的時段內流動，使得片控制信號387變化。 圖50中，在X軸上獲取開關頻率控制信號392的電位，且在Y軸上獲取受該信號影響的各種信號。(a)顯示開關頻率和頻率調製信號394;所述最高頻率被限制在電壓V1或更低，而最低頻率則被限制在V2或更高。(b)顯示片控制信號387在電壓V1或更低的範圍內變化。(c)和(d)顯示下面所描述的一旦接收到片控制信號387，則第一和第二半導體開關元件303和304的導通佔空比變化。 圖51顯示圖50(c)和(d)中的佔空比變化；跟隨片控制信號387中的變化，通過比較器382從該信號和鋸齒波384導出的第一和第二半導體開關元件303和304的導通佔空比改變。 由於片控制信號387在上面所述的不通過第一限制電路395施加頻率限制的時段內也不改變，所以，導通佔空比保持在大約50%附近；通過在施加頻率限制的範圍(也就是說，在基於頻率調製的功率控制不起作用的範圍)內降低導通佔空比，而降低高頻功率，以便補償。 為了完成該補償，相對於開關頻率控制信號392的電壓的片控制信號387的變化開始點可以包括上面所述的基於頻率調製的功率控制不起作用的V1，且並不限於V1。
儘管參考電位重新變得必要，但如果從高於V1的電位起產生變化，則高開關頻率的百分比降低，且因此，可以減輕半導體開關元件的切換損失。
(實施例32) 本發明的實施例32涉及諧振電路，如圖52中的結構圖所示，通過從由第一電容器 305、第二電容器306和變壓器341的初級繞組308組成的諧振電路336中去掉第一電容器 305而提供諧振電路398。 並且，在該實施例中，如同上面所述的實施例，將輸入電流波形信息轉換為開關頻 率控制信號，且調製逆變器的半導體開關元件的開關頻率，因此，使得抑制電源諧波電流成 為可能。(實施例33) 本發明的實施例33涉及逆變器的結構，如圖53所示，各自由兩個半導體開關元件 構成的第一和第二串聯電路399和400與通過整流商用電源而提供的直流電源並聯連接， 且其中連接變壓器341的初級繞組308和第二電容器306的諧振電路398的一端被連接到 一個串聯電路的中點，而相反端被連接到另一個串聯電路的中點。 並且，在該實施例中，如同上面所述的實施例，將輸入電流波形信息轉換為開關頻 率控制信號，且調製逆變器的半導體開關元件的開關頻率，因此，使得抑制電源諧波電流成 為可能。(實施例34) 本發明的實施例34涉及逆變器的結構，如圖54所示，由兩個半導體開關元件構成 的第一 串聯電路399與通過整流商用電源而提供的直流電源並聯連接，且其中連接變壓器 341的初級繞組308和第二電容器306的諧振電路398的一端被連接到第一串聯電路399 的中點，而相反端被連接到交流等效電路的直流電源的一端。 同樣，在該實施例中，如同上面所述的實施例，將輸入電流波形信息轉換為開關頻 率控制信號，且調製逆變器的半導體開關元件的開關頻率，因此，使得抑制電源諧波電流成 為可能。(實施例35) 圖55是描述根據本發明的實施例35的高頻加熱設備的框圖。下面所描述的實施 例35到37是在其中部分地改變上面所描述的實施例24到34的結構、且刪除在啟動時的 切換操作並產生方向連接(direction connection)的示例。也就是說，實施例24到34的 切換部分與上面所描述的實施例12到23的切換部分相似。可以根據這些實施例而引用的 部分將不再討論，將只討論基本部分。在圖55中，高頻加熱設備由逆變器440、用於控制逆 變器的第一和第二半導體開關元件403和404的控制器445以及磁控管412組成。該逆變 器440包括交流電源450、二極體橋式整流器460、平滑電路461、諧振電路436、第一和第二 半導體開關元件403和404以及倍壓整流器411。 在由四個二極體463組成的二極體橋式整流器460中整流交流電源450的交流電 壓，且經由電感器464和第三電容器407組成的平滑電路461將其轉換為直流電源451 。隨 後，通過由第一電容器405、第二電容器406和變壓器441的初級繞組408構成的諧振電路 436、以及第一和第二半導體開關元件403和404，將其轉換為高頻交流，且經由變壓器441 ， 在變壓器的次級繞組409中感生高頻高壓。 經由電容器465、二極體466、電容器467和二極體468組成的倍壓整流器411，將
44在次級繞組409中感生的高頻高壓施加在磁控管412的陽極469和陰極470之間。變壓器 441還包括用於加熱磁控管412的加熱器(陰極)470的三級繞組410。已經描述了逆變器 440。 下面，將討論用於控制逆變器440的第一和第二半導體開關元件403和404的控 制器445。首先，在交流電源450和二極體橋式整流器460之間提供的由CT(變流器)471 等組成的電流檢測部分被連接到整流器472，且該CT 471和整流器472組成用於檢測逆變 器的輸入電流的輸入電流檢測部分。在CT471中隔離並檢測逆變器的輸入電流，且在整流 器472中整流輸出，以產生輸入電流波形信息490。 在平滑電路473中平滑由整流器472提供的電流信號，比較器474在該電流信號 和來自輸出設置部分475的用於輸出對應於其它加熱輸出設置的輸出設置信號的信號之 間進行比較。為了控制功率的幅度，比較器474在經平滑電路473平滑的輸入電流信號和來 自輸出設置部分475的設置信號之間進行比較。因此，磁控管412的陽極電流信號、第一、 第二半導體開關元件403、404的集電極電流信號等等也可以用作輸入信號，以替代在平滑 電路473中經平滑的輸入電流信號。也就是說，比較器474輸出用於控制使得輸入電流檢 測部分的輸出變為預定值的功率控制信息491，但是，對於下面描述的本發明而言，比較器 474和功率控制信息491並不是必不可少的。 同樣，如圖56所示，由在二極體橋式整流器460和平滑電路461之間提供的分流 電阻器486和用於放大跨越電流檢測部分的電壓的放大器485組成的電流檢測部分可以構 成輸入電流檢測部分，且其輸出可被用作輸入電流波形信息490。該分流電阻器486檢測在 由二極體橋式整流器460沿信號方向整流之後的輸入電流。 另一方面，在該實施例中，控制器445還包括由一對二極體446構成的用於檢測 交流電源450的電壓並整流該電壓的輸入電壓檢測部分；和整形電路447，用於整形經整流 的電壓的波形，以產生輸入電壓波形信息449。 本實施例中，混合器481混合併濾波來自比較器474的輸入電流波形信息490和 來自比較器電路474的功率控制信息491、和輸入電壓波形信息449，並輸出開關頻率控制 信號492。通過該開關頻率控制信號492頻率調製由鋸齒波生成器483輸出的鋸齒波484。
比較器482在鋸齒波484和隨後描述的片控制信號487之間進行比較，將其轉換 為方波，以及經由驅動器將所提供的方波傳輸到第一、第二半導體開關元件403、404的柵 極。 在這種情況中，通過比較器482比較由開關頻率控制信號492頻率調製的來自鋸 齒波生成器483的鋸齒波，且為了簡化輸入電流波形信息檢測系統，而執行逆變器半導體 開關元件的導通/關斷。具體地，在該實施例中，採用在其中直接向混合器481輸入輸入電 流波形信息490的簡化配置。 用於從開關頻率控制信號492中產生第一、第二半導體開關元件403、404的驅動
信號的部分可以被配置為用於將開關頻率控制信號492轉換為逆變器的半導體開關元件
的驅動信號的轉換部分，使得在來自交流電源450的輸入電流大的部分中，開關頻率變高，
而在輸入電流小的部分中，開關頻率變低，而該實施例並不限於此配置。 為了相對於輸入電流波形信息490控制導通/關斷半導體開關元件403、404，將
其轉換為當輸入電流大時提高開關頻率、而當輸入電流小時降低開關頻率的極性。同樣，輸入電壓波形信息449也被轉換為當輸入電壓大時提高開關頻率、而當輸入電壓小時降低開 關頻率的極性。因此，為產生這樣的波形，輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息在混合器 481中經歷反相處理，以便使用。 圖57是鋸齒波(載波)生成器483的詳細的電路圖。將比較器4164和4165的 輸出輸入到SR觸發器4166的S端子和R端子。根據SR觸發器4166的非Q端子的輸出極 性，而切換電容器4163的充電和放電，當該端子為高時，以電流110充電該電容器4163，而 當該端子為低時，以電流Ill為電容器4163放電。當電容器4163的電壓超過V1時，一旦 接收到比較器4164的高的輸出，SR觸發器4166的非Q端子被設置為低，而當電容器4163 的電壓下降到V2以下時，一旦接收到比較器4165的高的輸出，非Q端子被復位為高。
根據該配置，電容器4163的電壓變得像鋸齒波(三角波)，且將該信號傳輸到比較 器482。 電容器4163的充電和放電電流I10和111被確定反映為將開關頻率控制信號492 的電壓和Vcc之間的電位差除以電阻值而產生的電流I12，且三角波的傾斜度隨著電流的 大小而改變。因此，通過其上反映開關頻率控制信號的110、 111的幅度來確定開關頻率。
圖58A示出混合器481的示例。混合器481具有三個輸入端子；功率控制信息491、 輸入電流波形信息490和輸入電壓波形信息449加到這些端子上，且在如圖所示的內部電 路中混合。向混合器481輸入輸入電流波形信息490和輸入電壓波形信息449，並在反相電 路中反相，以產生校正信號。 如圖58B，如交流等效電路所示，在來自功率控制信息491的混合器481的輸出之 間形成高截止濾波器。因此，為了整形輸入電流波形，經由過濾器而截止作為輸入電流波形 信息490的障礙的包含在功率控制中的高頻成分。 如圖58C，如混合器481中的交流等效電路中所示，在來自輸入電流波形信息490 和輸入電壓波形信息449的輸出之間形成低截止濾波器。因此，將功率控制信息491轉換 為混合器481的輸出的直流成分，以及將輸入電流波形信息490和輸入電壓波形信息449 轉換為交流成分。 在實施例35中，如上所述，將輸入電流波形信息490和輸入電壓波形信息449轉 換為逆變器的半導體開關元件303和304的開關頻率以便使用。通常，與微波爐等一起使 用逆變器是已知的；將50到60個周期的商用交流電源整流為直流，例如，通過逆變器將所 提供的直流電源轉換為大約20到50KHz的高頻，並且，通過由變壓器升高所提供的高頻、且 進一步在倍壓整流器中對其整流而提供的高壓被施加到磁控管。 存在兩種類型的逆變器系統，例如如本發明的圖55等所示，使用所謂的單端電 壓諧振型電路的導通時間調製系統，用於使用用於切換並改變用於改變輸出的開關脈衝的 導通時間的一個半導體開關元件，其經常被用於商用電源為IOOV的區域等；以及(半)橋 型電壓諧振型電路系統，用於交替地導通串聯連接的兩個半導體開關元件403和404，並控 制用於改變輸出的開關頻率。橋型電壓諧振型電路系統是能夠以這樣的方式採用簡單配置 和控制的系統，該方式即如果開關頻率升高，則輸出降低，而如果開關頻率降低，則輸出增 大。 圖59A和59B是描述根據本發明的實施例35提供的波形的圖。當磁控管正常地振 蕩時，應用該示例，也就是說，顯示普通運行時間的狀態，此時，將輸入電流波形信息和輸入
46電壓波形信息均轉換為半導體開關元件(開關電晶體)403和404的驅動信號，以便使用。
在圖59A和59B中，圖59A示出輸入電流大的情況，而圖59B示出輸入電流小的情 況。如隨後所述，實線代表主要地在下面的描述中所使用的、由本發明的功率控制單元校 正之後的信號波形，而虛線代表來自交流電源450的在校正之前的瞬時波動輸出的信號波 形。 在圖59A中，頂部(al)中的輸入電流波形信息的波形為在圖55中由整流器472 輸出和在圖56中由放大器485輸出的輸入電流波形信息490，且點狀線示出校正之前、由磁 控管的非線性負載特性引起的波形。圖59A的(a2)示出混合器481的校正輸出的開關頻 率控制信號492。該開關頻率控制信號492具有隨著輸入電流波形信息490和功率控制信 息491而變化的大小，且進一步被輸出為(al)的反相波形，以補償並校正輸入電流的失真 成分。 圖59A的(a3)示出(a2)中所示根據開關頻率控制信號而經頻率調製的鋸齒波 (載波)和片控制信號，並產生(a4)中所示的第一和第二半導體開關元件403和404的導 通和關斷信號的驅動信號。所述兩個驅動信號彼此之間具有導通和關斷互補關係。
通過向比較器482輸入經頻率調製的鋸齒波484(載波)和片控制信號4S7、並通 過比較器482在它們之間進行比較而提供的第一和第二半導體開關元件的驅動信號像該 圖中的(a4)中的鋸齒波那樣經歷頻率調製。 也就是說，如該圖所示，在開關頻率控制信號的幅值大的部分(0度、180度附近； 輸入電流小)，鋸齒波的頻率低，且因此被校正到用以提高上面所描述的來自諧振特性的輸 入電流的極性。由於在開關頻率控制信號的幅值小的部分(90度、270度附近；輸入電流 大)，鋸齒波的頻率高，所以，輸出如(a4)中的頻率的脈衝串，作為半導體開關元件的驅動 信號，以校正到用以降低上面所描述的來自諧振特性的輸入電流的極性。也就是說，由於將 開關頻率控制信號(a2)反相，作為相對於輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息(al)的 校正波形，所以，以這樣的方式對與(al)相反的反相輸出執行轉換，該方式即在輸入電流 波形信息和輸入電壓波形信息(al)的輸入大的部分(90度、270度附近)中，像(a4)中的 脈衝串信號那樣提高頻率，而在輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息(al)的輸入小的 部分(0度、180度處的過零附近)中，降低頻率。因此，提供輸入波形的校正效果；尤其是 在過零處附近，該效果顯著。 底部(a5)處的波形表示第一、第二半導體開關元件403、404的開關頻率。根據 通過反相示於(al)中的輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息而提供的校正波形的開關 頻率控制信號(a2)，而頻率調製高頻鋸齒波，以及在經高頻調製的鋸齒波和片控制信號之 間進行比較，因此，執行到20kHz至50KHz的高頻等的逆變器轉換，且產生(a4)中的驅動信 號。響應於驅動信號(a4)，而導通和關斷半導體開關元件403、404，向變壓器的初級側輸入 高頻功率，而在該變壓器的次級側產生升壓後的高壓。在(a5)中，為了可視化在商用電源 周期中、導通和關斷信號(a4)的每個脈衝的頻率如何改變，將頻率信息繪製在Y軸上，並連 接這些點。 上面所給出的描述示出與在相同狀態中提供來自交流電源450的輸入電流的狀 態相同的信號(例如，正弦波)。然而，通常，來自交流電源450的輸入電流偏離理想的正弦 波，且從瞬時的視點看是波動的。虛線信號指示這樣的實際狀態。通常，實際信號偏離理想信號的狀態，且如虛線所指示的，從商用電源的半周期(0至ljl80度)的瞬時時段的視點來 看，發生瞬時波動。由於變壓器和倍壓電路的升壓操作、倍壓電路的平滑特性、僅當電壓為 ebm或更高時陽極電流流入的磁控管特性等，而出現這樣的信號波形。也就是說，對於磁控 管而言，在逆變器中，波動並不是必不可少的。 在本發明的功率控制單元中，當輸入電流檢測部分提供由在其上反映輸入電流的 波動狀態的虛線所指示的輸入電流波形信息(見圖59A(a1))時，基於輸入電流波形信息執 行後面的控制。執行該控制，使得發生在例如半周期的時段內的輸入電流波形信息的瞬時 波動被抑制，以便如由箭頭所指示的那樣，接近理想信號。通過調整第一、第二半導體開關 元件403、404的驅動信號而完成該抑制。具體地，如果輸入電流波形信號490小於理想信 號，則上面所描述的頻率變低，並且，為了增加輸入電流而進行校正。如果輸入電流波形信 息大於理想信號，則上面所描述的頻率變高，並且，為了減小輸入電流而進行校正。同樣，在 較短時段內的瞬時波動中，在頻率信息上反映波動的波形，並對上面所描述的進行相似的 校正。 通過被提供驅動信號的第一、第二半導體開關元件403、404的瞬時波動抑制操 作，而對輸入電流波形信息490進行由箭頭所指示的校正，並且，始終對磁控管提供接近理 想波的輸入。在該圖中並未示出校正之後的(a2)和(a3)中的信號。理想信號是虛擬信號， 且該信號可變為正弦波。 也就是說，在如商用電源的半周期那樣的短時段內，由於通過另一個手段控制輸
入電流等的幅度(功率控制)，所以，理想信號波形和輸入電流波形信息之間的瞬時誤差或
校正量的總和約為零。沿著允許輸入電流流入的方向校正由於非線性負載而造成輸入電流
不流動的部分，且因此，減少輸入電流大的部分，並完成上面所提到的約為零。這意味著進
行校正，使得甚至可將非線性負載的電流波形假設為線性負載，且由於商用電源電壓波形
為正弦波，所以，理想波形變為像流入線性負載的電流波形那樣的正弦波。 因此，為了消除輸入電流波形中的變化、以及相對於理想波形的過度和不足，在與
該波形相反的極性上校正輸入電流。因此，在控制環路中消除了在由磁控管的非線性負載
引起的商用電源周期的迅速電流變化(也就是失真)，並執行輸入電流波形整形。 此外，由於控制環路根據在輸入電流的瞬時值之後跟隨的輸入電流波形信息而操
作，所以，即使存在磁控管類型或磁控管特性的變化，或者即使發生由磁控管陽極溫度或者
微波爐中的負載引起的ebm(陽極到陰極電壓)波動、或電源電壓波動，也可以獨立於這些
影響而執行輸入電流波形整形。 具體地，在本發明中，基於瞬時波動的輸入電流波形信息，而控制半導體開關元 件。以輸入電流波形信息的形式，直接向混合器481輸入該輸入電流的瞬時波動，且也在開 關頻率控制信號492上反映該輸入電流的瞬時波動，使得可以提供用於抑制輸入電流波形 失真和瞬時波動的、在跟蹤性能方面優異的半導體開關元件的驅動信號。 本發明的主題是將具有信息的輸入電流波形信息或輸入電壓波形信息轉換為逆 變器的半導體開關元件的驅動信號，以便抑制輸入電流波形的失真和瞬時波動。由於功率 控制信息491是用來在長時段內(也就是說，大約比商用電源周期長的時段內)控制功率 波動的信息，且也不是本發明所針對的用於在像交流的半周期那樣的短時段內校正瞬時波 動的信息，所以，對於完成該目的來說，該功率控制信息491並不是必不可少的。因此，混合器481、比較器482和鋸齒波生成器483的採用也僅僅是本實施例的一個示例，至少用於執 行上面所描述的轉換的轉換部分的等價物可以存在於輸入電流檢測部分和半導體開關元 件之間。 為了使用功率控制信息，是否像上面所描述的實施例中那樣，將用於進行控制使 得輸入電流檢測部分的輸出變為預定值的功率控制信息491輸入到混合器481中並不是必 不可少的。也就是說，在上面所描述的實施例中，功率控制信息491源自用於檢測輸入電流 的電流檢測部分471和整流器472 (圖55中)、或者分流電阻器486和放大器485 (圖56 中)，但是，可以向混合器481輸入用於進行控制使得在逆變器440的任意點的電流或電壓 變為預定值的信息，作為功率控制信息。例如，可以完好地使用如圖55和56中所示的諧振 電路462的諧振電路電壓信息442作為功率控制信息，或者，可使用在經歷由平滑電路473 的平滑、以及在比較器474中的與輸出設置信號的比較之後所提供的信息，作為功率控制 信息。 接下來，圖59B通過比較而顯示相對於圖59A而言輸入電流小的情況；(bl)示出 當輸入小時的輸入電流波形信息，且對應於圖59A的(al) ;(b2)示出開關頻率控制信號，且 對應於圖59A的(a2);以及(b3)示出半導體開關元件的開關頻率，且對應於圖59A的(a5)。 儘管未在該圖中示出，但是，當然，也執行與圖59A的(a3)和(a4)中所示的鋸齒波的比較 處理相同的處理。 順便提及，當圖59B中輸入電流相對小時，輸入電流波形信息的值也變小，且因此 輸入電流波形整形性能惡化。此處，注意力再次聚焦在輸入電壓波形信息。考慮到如果減 少輸入電流，則輸入電壓基本上恆定。因此，可以期望總是可以獲得給定幅度的輸入電壓波 形信息，而無論輸入電流是大還是小(在圖59A的(al)和圖59B的(bl)之間比較)。
在本發明中，不但將輸入電流波形信息、而且將輸入電壓波形信息輸入到混合器 481中。因此，如果輸入電流相對小，則在根據輸入電壓波形信息執行粗略的輸入電流波形 整形(長時段內的波動的校正)的同時，根據輸入電流波形信息來執行良好的輸入電流波 形整形(像半周期那樣的短時段內的波動的校正)，並抑制輸入電流波形整形性能的惡化。 也就是說，通過參考輸入電壓波動和相對於輸入電壓減少的輸入電流的相位偏移，而跟蹤 實際的輸入電流波動。因此，如果輸入電流小，則也可以防止功率因子的惡化。
基於上面所給出的圖59A和59B的描述涉及磁控管的普通運行時間。下面，將討論 在磁控管啟動時間的操作。啟動時間表示儘管將電壓加入到磁控管(對應於非振蕩時間)， 磁控管開始振蕩之前的準備階段的狀態。此時，不像普通運行時間，磁控管的陽極和陰極之 間的阻抗變為等於無窮大。 順便提及，在本發明中，基於開關頻率控制系統，通過功率控制來對來自商用交流 電源450的電壓進行乘法操作，也就是說，基於開關頻率控制系統，在功率控制下，對該商 用交流電源電壓進行振幅調製，且將其施加到變壓器441的初級側。施加到初級側的電壓 的峰值和施加到磁控管412的電壓與從所施加的電壓定義的區域相關聯，並且，所流逝的 時間與提供給加熱器的功率相關。 在本發明中，在輸入電流波形信息490小的啟動時間，也將輸入電壓波形信息449 輸入到混合器481。也就是說，採用這樣的模式特別是在啟動時，輸入電壓作為參考信號 補償輸入電流的不足。
49
圖60A和60B是通過比較來描述當加入輸入電壓波形信息時的操作和當不加入輸 入電壓波形信息時的操作的圖；圖60A以從頂部開始的順序顯示當不加入輸入電壓波形信 息時，開關頻率控制信號、開關頻率、施加到變壓器的初級側的電壓、施加到磁控管的電壓 以及加熱器輸入功率的波形。 圖60B描述當加入輸入電壓波形信息時(在啟動時間)的操作。圖60A和60B均 示出根據隨後描述的實施例41等的結構而限制施加到變壓器的初級側的電壓的峰值的情 況。此外，在圖60B中，通過所加入的輸入電壓波形信息的操作，抑制施加到磁控管的電壓 和施加到變壓器的初級側的電壓的峰值，且波形顯示為梯形。像圖59A那樣，圖60B同樣以 從頂部開始的順序示出開關頻率控制信號、開關頻率、施加到變壓器的初級側的電壓、施加 到磁控管的電壓、以及加熱器輸入功率的波形。 如圖60A和60B所示，在0度和180度的相位附近，半導體開關元件的開關頻率低， 因此，施加到變壓器的初級側的電壓和施加到磁控管的電壓的振幅寬度變得相對較大。另 一方面，由於在90度、270度相位附近，半導體開關元件的開關頻率高，所以，相對抑制振幅 寬度，並且，波形的整個圖變為梯形，從與在0度和180度的相位處的振幅寬度的相對關係 顯示具有受抑制的峰值的形狀。 在圖60A和圖60B中的施加到磁控管的電壓之間進行比較，如果施加到磁控管的 電壓相同，則圖60B中的指示加熱器輸入功率的波形面積更大。也就是說，相比於圖60A， 圖60B中的加熱器輸入功率增加，使得在短時間內加熱該加熱器，並使縮短啟動時間變為 可能。 圖61是顯示本發明實施例35中所使用的用於添加輸入電流波形信息和輸入電壓 波形信息的加法和反相電路的例子。如圖58所示，在該混合器481中提供該加法和反相電 路。 向緩衝電晶體中輸入輸入電流波形信息490和輸入電壓波形信息449，且將其輸 出輸入到具有公共的集電極電阻器的兩個電晶體。提供該緩衝電晶體，以防止輸入電流波 形信息490和輸入電壓波形信息449的幹擾。響應於輸入信號的幅度的電流(發射極電 流)流入到兩個電晶體的發射極電阻器，而響應於發射極電流的添加值，在公共的集電極 電阻器中發生壓降。 當發射極電壓變高時，上述電流增加，且壓降增大。也就是說，集電極電壓降低，且 因此使得極性相對於輸入信號反相。信號轉換係數也根據集電極電阻和發射極電阻之間的 電阻值比率而改變。從功率控制信號幹擾的觀點來看，經由緩衝器執行公共集電極電阻的 信號的阻抗轉換、且隨後將該信號連接到電容器是更加有效的。因此，所述電路將兩個信號 相加，並反相，且輸出所得到的信號。
(實施例36) 本發明的實施例36涉及控制器(轉換部分)的結構，且具有這樣的結構，其中，將 輸入電流波形信息和在磁控管的非振蕩時間通過進一步添加輸入電壓波形信息提供的信 號、以及來自比較器474的功率控制信息混合併濾波，並轉換為逆變器的半導體開關元件 403、404的導通和關斷驅動信號以便使用。 根據該結構，處理符合磁控管的非線性負載特性的商用電源電壓波形信息不是必 要的，簡化頻率調製信號生成器，從而完成簡化和小型化。進而，根據該簡化配置，將輸入電壓波形信息449加到輸入電流波形信息490，且為了縮短啟動時間，而增加在啟動時的加熱 器功率，並加入用於防止過量電壓被施加到磁控管的陽極469和陰極470之間的安全措施， 以改善產品的可靠性。 採用上面所描述的結構，因此，使用輸入電流波形信息490的控制環路被專用於 輸入電流的波形整形，使用功率控制信息491的控制環路被專用於功率控制，以及為了保 持轉換效率，在混合器481中，它們並不互相干擾。
(實施例37) 實施例37涉及圖55和56所示的混合器481 。如圖58A所示，該混合器被提供有三 個端子，其被輸入輸入電流波形信息490、輸入電壓波形信息449，以及功率控制信息491。
輸入電流波形信息490和輸入電壓波形信息449被輸入到圖61中所示的加法和 反相電路，並被相加和反相。經歷處理之後的信號和功率控制信息491被輸入到由C、R1和 R2組成的濾波器電路，並被濾波，且隨後，作為開關頻率控制信號492被輸出到鋸齒波生成 器。如圖58B的等效電路圖所示，該濾波器電路截止功率控制輸出491的高頻成分。採用
這樣的結構，因此，妨礙輸入電流波形整形的高頻成分被截止，使得輸入電流波形的質量提 高。另一方面，如圖58C的等效電路圖所示，對於輸入電流波形信息490和輸入電壓波形信 息449，形成低截止濾波器，以保護波形。 已經描述了本發明的各種實施例，應當了解的是，本發明並不限於在實施例中公
開的項目，本發明也針對本領域技術人員基於說明書和廣泛的已知技術而作出的修改、改
變和應用，且所述修改、改變，以及應用同樣包含在將被保護的範圍之內。 已經詳細地參考特定實施例描述本發明，對於本領域技術人員而言，在不背離本
發明的精神和範圍的情況下作出的各種改變和修改都是顯而易見的。 本申請是基於日本專利申請(No. 2006-154275)，遞交於2006年6月2日、日本專 利申i青(No. 2006-158196)，遞交於2006年6月7日、日本專利申請(No. 2006-158197)，遞 交於2006年6月7日、日本專利申請(No. 2006-158198)，遞交於2006年6月7日，其內容 在此全文引用。
工業實用性 根據本發明中的高頻介質加熱功率控制，形成這樣的控制環路，其用於通過反相 而校正輸入電流、以便減少輸入電流大的部分，並增加輸入電流小的部分。因此，如果存在 磁控管類型或特性、陽極到陰極電壓波動、電源電壓波動等變化，則可根據簡單配置執行不 受該變化或波動影響的輸入電流波形整形，且根據該簡單配置，完成磁控管的穩定輸出。由 於也向控制環路中輸入輸入電壓波形信息，所以，磁控管的啟動時間縮短，且提高低輸入電 流時的功率因子。
權利要求
用於控制用於驅動磁控管的逆變器的用於高頻介質加熱的功率控制單元，將由至少兩個半導體開關元件中的至少一組或更多構成的串連電路、諧振電路、以及磁漏變壓器連接到通過對交流電源的電壓進行整流而提供的直流電源，調製所述半導體開關元件的開關頻率，以將其轉換到高頻功率，並將在該磁漏變壓器的次級側上出現的輸出施加到該磁控管，以便激勵該磁控管，該用於高頻介質加熱的功率控制單元包括輸入電流檢測部分，其檢測從交流電源輸入到該逆變器的輸入電流，並輸出輸入電流波形信息；輸入電壓檢測部分，其檢測從交流電源輸入到該逆變器的輸入電壓，並輸出輸入電壓波形信息；加法部分，用於將該輸入電流波形信息和該輸入電壓波形信息相加；以及轉換部分，其將相加後的輸入電流波形信息和輸入電壓波形信息轉換為該逆變器的開關電晶體的驅動信號。
2. 根據權利要求1中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元，還包括 連接在該輸入電流檢測部分和該轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息， 以產生開關頻率控制信號，所述轉換部分將該開關頻率控制信號轉換為驅動信號，使得在輸入電流大的部分中提 高開關頻率，而在輸入電流小的部分中降低開關頻率。
3. 根據權利要求l中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元，該加法部分還包括連接在該輸入電流檢測部分和該轉換部分之間的混合器，用來混合 輸入電流波形信息、輸入電壓波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的任意點的電流 或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，並且，該轉換部分將該開關頻率控制信號轉換為驅動信號，以便抑制施加到該磁控管的電壓 的峰值。
4. 根據權利要求l中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元， 該轉換部分包括頻率限制部分，其對高頻開關頻率設置上限和下限。
5. 根據權利要求l中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元， 該轉換部分還包括用於控制高頻開關的導通佔空比的佔空比控制部分，並且， 設置該佔空比控制部分的操作範圍，以便通過至少在將高頻開關頻率限制到該頻率限制部分的上限的範圍中的佔空比控制，而進行補償。
6. 根據權利要求1中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元，還包括 連接在該輸入電流檢測部分和該轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息， 以產生開關頻率控制信號，該混合器混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得輸入電流檢測部分的輸出變 為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號。
7. 根據權利要求1中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元，輸入電流檢測部分具有變流器，其檢測輸入電流；以及整流器，其整流所檢測的輸入 電流，並輸出整流後的電流。
8. 根據權利要求1中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元，還包括 比較器，其在輸入電流和輸出設置信號之間進行比較，以輸出功率控制信息。
9. 根據權利要求l中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元， 在整流逆變器的輸入電流之後，輸入電流檢測部分檢測並輸出單向電流。
10. 根據權利要求1中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元，還包括 連接在該輸入電流檢測部分和該轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，該輸入電流檢測部分具有在整流逆變器的輸入電流之後檢測單向電流的分流電阻器、以及放大跨越該分流電阻器出現的電壓的放大器，將由該放大器提供的輸出作為輸入電流波形信息直接輸入到該混合器，並且， 該用於高頻介質加熱的功率控制單元還包括比較器，其在由放大器提供的輸出和輸出設置信號之間進行比較，並輸出功率控制信息。
11. 根據權利要求1中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元，還包括 連接在該輸入電流檢測部分和該轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息， 以產生開關頻率控制信號，該混合器具有用於截去功率控制信息的高頻成分的結構。
12. 根據權利要求1中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元，還包括 連接在該輸入電流檢測部分和該轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息， 以產生開關頻率控制信號，該混合器具有在輸入電流的增大控制時間和輸入電流的減小控制時間之間切換的電 路結構。
13. 根據權利要求1中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元，還包括 連接在該輸入電流檢測部分和該轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息， 以產生開關頻率控制信號，在該混合器中，時間常量在輸入電流的增大控制時間增加，而在輸入電流的減小控制 時間減小。
14. 根據權利要求1中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元，還包括 連接在該輸入電流檢測部分和該轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息， 以產生開關頻率控制信號，向該混合器輸入用於將諧振電路電壓控制到預定值的諧振電路電壓控制信息，並且， 響應於諧振電路電壓的幅度而切換該混合器的電路結構。
15. 根據權利要求1中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元，還包括 連接在該輸入電流檢測部分和該轉換部分之間的混合器，用來混合輸入電流波形信息、以及用於進行控制使得該逆變器的任意點的電流或電壓變為預定值的功率控制信息，以產生開關頻率控制信號，在該混合器中，時間常量在諧振電路電壓低時間增加，而在諧振電路電壓高時減小。
16. 根據權利要求l中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元，輸入電流檢測部分具有濾波器電路，其衰減交流電源的高頻譜區域和高開關頻率的高 頻部分等。
17. 根據權利要求1中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元， 該輸入電壓檢測部分包含一組二極體，用於檢測從交流電源輸入到該逆變器的輸入電壓；以及 整形電路，用於整形由所述二極體檢測的輸入電壓的波形，並且輸出整形後的電壓。
18. 根據權利要求17中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元， 該整形電路具有用於衰減輸入電壓的高頻譜區域的結構。
19. 根據權利要求1中所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元， 該轉換部分被實現為頻率調製電路，用於疊加具有根據開關頻率控制信號而設置的頻率的載波、以及片控制信號，以產生半導體開關元件的驅動信號。
20. 根據權利要求1所述的用於高頻介質加熱的功率控制單元，還包括 振蕩檢測器，用於檢測該磁控管的振蕩，響應於由該振蕩檢測器檢測的磁控管的振蕩、或磁控管的非振蕩，切換來自輸入電壓 檢測部分的輸入電壓波形信息的幅度。
全文摘要
提供了不受磁控管類型、特性變化、以及電源電壓波動等影響的高頻介質加熱功率控制設備。該功率控制設備被提供有輸入電流檢測部分(71、72)，用於檢測逆變器(10)的輸入電流，其對交流電源電壓(20)進行整流(31)，並通過執行電壓的高頻開關L來將其轉換為高頻功率。混合了來自輸入電流檢測部分的輸入電流波形信息(90)和功率控制信息(91)的開關頻率控制信號(92)被轉換為逆變器的半導體開關元件(3、4)的驅動信號。
文檔編號H05B6/68GK101754510SQ20101011412
公開日2010年6月23日 申請日期2007年5月31日 優先權日2006年6月2日
發明者城川信夫, 守屋英明, 安井健治, 木下學, 末永治雄, 酒井伸一 申請人:松下電器產業株式會社