一種二自由度IMC的TITO‑NDCS網絡時延的補償方法與流程

2023-04-30 21:19:22 1

一種二自由度IMC(Internal Model Control，IMC)的TITO(Two-input and two-output，TITO)-NDCS(Networked decoupling control systems，NDCS)網絡時延的補償方法，涉及到自動控制技術，網絡通信技術和計算機技術的交叉領域，尤其涉及帶寬資源有限的多輸入多輸出網絡控制系統技術領域。

背景技術：

在分布式控制系統中，傳感器與控制器，控制器與執行器之間，通過實時通信網絡構成的閉環反饋控制系統，稱為網絡控制系統(Networked control systems，NCS)，NCS的典型結構如圖1所示。

NCS與傳統的點對點結構的控制系統相比，可實現資源共享，遠程操作與控制，具有極高的診斷能力，安裝與維護簡便，增加了系統的靈活性和可靠性等諸多優點。遠程遙操作、遙醫學、遠程教學、無線網絡機器人、某些兵器系統以及新興的以現場總線及工業乙太網為基礎的控制系統均屬於NCS的範疇，此外，NCS在航空航天領域，以及複雜、危險的工業控制領域也有廣闊的應用，對其研究已成為國際學術界的一個熱點課題。

在NCS中，由於網絡時延、數據丟包以及網絡擁塞等現象的存在，使得NCS面臨諸多新的挑戰。當NCS的傳感器、控制器和執行器之間通過網絡交換數據時，必然會導致網絡時延，從而會降低系統的性能甚至引起系統不穩定。由於網絡中的信息源很多，傳輸數據流經眾多計算機和通信設備且路徑非唯一；或由於網絡帶寬的限制以及傳輸機制的影響，網絡擁塞或連接中斷等原因，導致網絡數據包的時序錯亂和數據包的丟失。雖然時延系統的分析和建模近年來已取得很大進展，但NCS中可能存在多種不同性質的時延(常數、有界、隨機、時變等)，使得現有的方法一般不能直接應用。傳統的控制理論在對系統進行分析和設計時，往往做了很多理想化的假定，如單率採樣、同步控制、無時延傳輸和調節。然而在NCS中，由於控制迴路存在網絡，上述假設通常是不成立的，因此傳統控制理論都要重新評估才能應用到NCS中。

目前，國內外關於NCS的研究，主要是針對單輸入單輸出(Single-input and single-output，SISO)網絡控制系統，分別在網絡時延已知、未知或隨機，網絡時延小於一個採樣周期或大於一個採樣周期，單包傳輸或多包傳輸，有無數據包丟失等情況下，對其進行數學建模或穩定性分析與控制。但針對實際工業過程中，普遍存在的至少包含兩個輸入輸出(Two-input and two-output，TITO)的控制系統，所構成的多輸入多輸出(Multiple-input and multiple-output，MIMO)網絡控制系統的研究則相對較少，尤其是針對輸入與輸出信號之間，存在耦合作用需要通過解耦處理的多輸入多輸出網絡解耦控制系統(Networked decoupling control systems，NDCS)時延補償與控制的研究成果則相對更少。

MIMO-NDCS的典型結構如圖2所示。

與SISO-NCS相比，MIMO-NDCS具有以下特點：

(1)輸入信號與輸出信號之間彼此影響並存在耦合作用

在存在耦合作用的MIMO-NCS中，一個輸入信號的變化將會使多個輸出信號發生變化，而各個輸出信號也不只受到一個輸入信號的影響。即使輸入與輸出信號之間經過精心選擇配對，各控制迴路之間也難免存在著相互影響，因而要使輸出信號獨立地跟蹤各自的輸入信號是有困難的。MIMO-NDCS中的解耦器，用於解除或降低多輸入多輸出信號之間的耦合作用。

(2)內部結構比SISO-NCS和MIMO-NCS要複雜得多

(3)被控對象可能存在不確定性因素

在MIMO-NDCS中，涉及的參數較多，各控制迴路間的聯繫較多，參數變動對整體控制效果的影響會變得很複雜。

(4)控制部件失效

在MIMO-NDCS中，至少包含有兩個或兩個以上的閉環控制迴路，至少包含有兩個或兩個以上的傳感器和執行器。每一個元件的失效都可能影響整個控制系統的性能，嚴重時會使控制系統不穩定，甚至造成重大事故。

由於MIMO-NDCS的上述特殊性，使得大部分基於SISO-NCS進行設計與控制的方法，已無法滿足MIMO-NDCS的控制性能與控制質量的要求，使其不能或不能直接應用於MIMO-NDCS的設計與分析中，給MIMO-NDCS的控制與設計帶來了一定的困難。

對於MIMO-NDCS，網絡時延補償與控制的難點主要在於：

(1)由於網絡時延與網絡拓撲結構、通信協議、網絡負載、網絡帶寬和數據包大小等因素有關，對大於數個乃至數十個採樣周期的網絡時延，要建立MIMO-NDCS中各個控制迴路的網絡時延準確的預測、估計或辨識的數學模型，目前幾乎是不可能的。

(2)發生在MIMO-NDCS中，前一個節點向後一個節點傳輸網絡數據過程中的網絡時延，在前一個節點中無論採用何種預測或估計方法，都不可能事先提前知道其後產生的網絡時延的準確值。時延導致系統性能下降甚至造成系統不穩定，同時也給控制系統的分析與設計帶來困難。

(3)要滿足MIMO-NDCS中，不同分布地點的所有節點時鐘信號完全同步是不現實的。

(4)由於MIMO-NCS中，輸入與輸出之間彼此影響，並存在耦合作用，其MIMO-NDCS的內部結構要比MIMO-NCS和SISO-NCS複雜，可能存在的不確定性因素較多，對MIMO-NDCS實施時延補償與控制要比MIMO-NCS和SISO-NCS困難得多。

技術實現要素：

本發明涉及MIMO-NDCS中的一種兩輸入兩輸出網絡解耦控制系統(TITO-NDCS)網絡時延的補償與控制，其TITO-NDCS的典型結構如圖3所示。

針對圖3中的閉環控制迴路1：

1)從輸入信號x1(s)到輸出信號y1(s)之間的閉環傳遞函數為：

式中：C1(s)是控制器；G11(s)是被控對象；τ1表示將控制器C節點的輸出信號u1(s)，經前向網絡通路傳輸到解耦執行器DA1節點所經歷的網絡時延；τ2表示將傳感器S1節點的輸出信號y1(s)，經反饋網絡通路傳輸到控制器C節點所經歷的網絡時延。

2)來自閉環控制迴路2解耦執行器DA2節點的解耦控制信號up2(s)，通過交叉解耦通路傳遞函數P12(s)和被控對象交叉通路傳遞函數G12(s)作用於閉環控制迴路1，從輸入信號up2(s)到輸出信號y1(s)之間的閉環傳遞函數為：

上述閉環傳遞函數等式(1)至(2)的分母中，包含了網絡時延τ1和τ2的指數項和時延的存在將惡化控制系統的性能質量，甚至導致系統失去穩定性。

針對圖3中的閉環控制迴路2：

1)從輸入信號x2(s)到輸出信號y2(s)之間的閉環傳遞函數為：

式中：C2(s)是控制器，G22(s)是被控對象；τ3表示將控制器C節點的控制輸出信號u2(s)，經前向網絡通路傳輸到解耦執行器DA2節點所經歷的網絡時延；τ4表示將傳感器S2節點的輸出信號y2(s)，經反饋網絡通路傳輸到控制器C節點所經歷的網絡時延。

2)來自閉環控制迴路1解耦執行器DA1節點的解耦控制信號up1(s)，通過交叉解耦通路傳遞函數P21(s)和被控對象交叉通路傳遞函數G21(s)作用於閉環控制迴路2，從輸入信號up1(s)到輸出信號y2(s)之間的閉環傳遞函數為：

上述閉環傳遞函數等式(3)至(4)的分母中，包含了網絡時延τ3和τ4的指數項和時延的存在將惡化控制系統的性能質量，甚至導致系統失去穩定性。

發明目的：

針對圖3的TITO-NDCS，其閉環控制迴路1的閉環傳遞函數等式(1)至(2)的分母中，均包含了網絡時延τ1和τ2的指數項和以及閉環控制迴路2的閉環傳遞函數等式(3)至(4)的分母中，均包含了網絡時延τ3和τ4的指數項和時延的存在會降低各自閉環控制迴路的控制性能質量並影響各自閉環控制迴路的穩定性，同時也將降低整個系統的控制性能質量並影響整個系統的穩定性，嚴重時將導致整個系統失去穩定性。

(1)為了免除對各閉環控制迴路中，節點之間網絡時延的測量、估計或辨識，進而降低網絡時延τ1和τ2，以及τ3和τ4對各自閉環控制迴路以及整個控制系統控制性能質量與系統穩定性的影響，當預估模型等於其真實模型時，可實現各自閉環控制迴路的特徵方程中不包含網絡時延的指數項，進而可降低網絡時延對系統穩定性的影響，改善系統的動態性能質量，實現對TITO-NDCS網絡時延的分段、實時、在線和動態的預估補償與控制。

(2)針對一自由度IMC的TITO-NDCS，由於其內模控制器C1IMC(s)和C2IMC(s)中，只有一個前饋濾波器參數λ1和λ2可調節，需要在系統的跟蹤性與魯棒性之間進行折衷，對於高性能要求的控制系統或存在較大擾動和模型失配的系統，難以兼顧各方面的性能而獲得滿意的控制效果。

為此，本發明提出一種二自由度IMC的TITO-NDCS網絡時延的補償方法。

採用方法：

針對圖3中的閉環控制迴路1：

第一步：在控制器C節點中，構建一個內模控制器C1IMC(s)取代控制器C1(s)；為了實現滿足預估補償條件時，閉環控制迴路1的閉環特徵方程中不再包含網絡時延的指數項，以實現對網絡時延τ1和τ2的補償與控制，採用以控制信號u1(s)作為輸入信號，被控對象預估模型G11m(s)作為被控過程，控制與過程數據通過網絡傳輸時延預估模型以及圍繞內模控制器C1IMC(s)，構造一個正反饋預估控制迴路；實施本步驟的結構如圖4所示；

第二步：針對實際TITO-NDCS中，難以獲取網絡時延準確值的問題，在圖4中要實現對網絡時延的補償與控制，除了要滿足被控對象預估模型等於其真實模型的條件外，還必須滿足網絡時延預估模型以及要等於其真實模型以及的條件。為此，從傳感器S1節點到控制器C節點之間，以及從控制器C節點到解耦執行器DA1節點之間，採用真實的網絡數據傳輸過程以及代替其間網絡時延預估補償模型以及因而無論被控對象的預估模型是否等於其真實模型，都可以從系統結構上實現不包含其間網絡時延的預估補償模型，從而免除對閉環控制迴路1中，節點之間網絡時延τ1和τ2的測量、估計或辨識；當預估模型等於其真實模型時，可實現對其網絡時延τ1和τ2的補償與控制；與此同時，在控制器C節點的閉環控制迴路1的反饋迴路中，增加反饋濾波器F1(s)；實施本發明方法的網絡時延補償與二自由度IMC方法結構如圖5所示；

針對圖3中的閉環控制迴路2：

第一步：在控制器C節點中，構建一個內模控制器C2IMC(s)取代控制器C2(s)；為了實現滿足預估補償條件時，閉環控制迴路2的閉環特徵方程中不再包含網絡時延的指數項，以實現對網絡時延τ3和τ4的補償與控制，採用以控制信號u2(s)作為輸入信號，被控對象預估模型G22m(s)作為被控過程，控制與過程數據通過網絡傳輸時延預估模型以及圍繞內模控制器C2IMC(s)，構造一個正反饋預估控制迴路；實施本步驟的結構如圖4所示；

第二步：針對實際TITO-NDCS中，難以獲取網絡時延準確值的問題，在圖4中要實現對網絡時延的補償與控制，除了要滿足被控對象預估模型等於其真實模型的條件外，還必須滿足網絡時延預估模型以及要等於其真實模型以及的條件。為此，從傳感器S2節點到控制器C節點之間，以及從控制器C節點到解耦執行器DA2節點之間，採用真實的網絡數據傳輸過程以及代替其間網絡時延預估補償模型以及因而無論被控對象的預估模型是否等於其真實模型，都可以從系統結構上實現不包含其間網絡時延的預估補償模型，從而免除對閉環控制迴路2中，節點之間網絡時延τ3和τ4的測量、估計或辨識；當被控對象的預估模型等於其真實模型時，可實現對其網絡時延τ3和τ4的補償與控制；與此同時，在控制器C節點的閉環控制迴路2的反饋迴路中，增加反饋濾波器F2(s)；實施本發明方法的網絡時延補償與二自由度IMC方法結構如圖5所示；

對於圖5中的閉環控制迴路1：

1)從輸入信號x1(s)到輸出信號y1(s)之間的閉環傳遞函數為：

式中：G11m(s)是被控對象G11(s)的預估模型；C1IMC(s)是內模控制器；F1(s)是反饋濾波器。

2)來自於閉環控制迴路2中解耦執行器DA2節點的信號u2p(s)，通過交叉解耦通路傳遞函數P12(s)作用於閉環控制迴路1；與此同時，信號u2p(s)通過被控對象交叉通路傳遞函數G12(s)作用於閉環控制迴路1；從輸入信號u2p(s)到輸出信號y1(s)之間的閉環傳遞函數為：

採用本發明方法，當被控對象預估模型等於其真實模型，即當G11m(s)＝G11(s)時，閉環控制迴路1的閉環傳遞函數分母由變成為1。

此時，閉環控制迴路1相當於一個開環控制系統，閉環傳遞函數的分母中已經不再包含影響系統穩定性的網絡時延τ1和τ2的指數項和系統的穩定性僅與被控對象和內模控制器本身的穩定性有關；從而可降低網絡時延對系統穩定性的影響，改善系統的動態控制性能質量，實現對網絡時延的動態補償與二自由度IMC；當系統存在較大擾動和模型失配時，反饋濾波器F1(s)的存在可以提高系統的跟蹤性和抗幹擾能力，降低網絡時延對系統穩定性的影響，進一步改善系統的動態性能質量。

對於圖5中的閉環控制迴路2：

1)從輸入信號x2(s)到輸出信號y2(s)之間的閉環傳遞函數為：

式中：G22m(s)是被控對象G22(s)的預估模型；C2IMC(s)是內模控制器；F2(s)是反饋濾波器。

2)來自於閉環控制迴路1中解耦執行器DA1節點的信號u1p(s)，通過交叉解耦通路傳遞函數P21(s)作用於閉環控制迴路2；與此同時，信號u1p(s)通過被控對象交叉通路傳遞函數G21(s)作用於閉環控制迴路2；從輸入信號u1p(s)到輸出信號y2(s)之間的閉環傳遞函數為：

採用本發明方法，當被控對象預估模型等於其真實模型，即當G22m(s)＝G22(s)時，閉環控制迴路2的閉環傳遞函數分母由變成為1。

此時，閉環控制迴路2相當於一個開環控制系統，閉環傳遞函數的分母中已經不再包含影響系統穩定性的網絡時延τ3和τ4的指數項和系統的穩定性僅與被控對象和內模控制器本身的穩定性有關；從而可降低網絡時延對系統穩定性的影響，改善系統的動態控制性能質量，實現對隨機網絡時延的動態補償與二自由度IMC；當系統存在較大擾動和模型失配時，反饋濾波器F2(s)的存在可以提高系統的跟蹤性和抗幹擾能力，降低網絡時延對系統穩定性的影響，進一步改善系統的動態性能質量。

二自由度IMC的設計：

(1)內模控制器C1IMC(s)和C2IMC(s)的設計與選擇：

設計內模控制器一般採用零極點相消法，即兩步設計法：第一步是設計一個取之為被控對象模型的逆模型作為前饋控制器C11(s)和C22(s)；第二步是在前饋控制器中添加一定階次的前饋濾波器f1(s)和f2(s)，構成一個完整的內模控制器C1IMC(s)和C2IMC(s)。

1)前饋控制器C11(s)和C22(s)

先忽略被控對象與被控對象模型不完全匹配時的誤差、系統的幹擾及其它各種約束條件等因素，選擇閉環控制迴路1和迴路2中，被控對象預估模型等於其真實模型，即：G11m(s)＝G11(s)，G22m(s)＝G22(s)。

此時，被控對象預估模型可以根據被控對象的零極點分布狀況劃分為：G11m(s)＝G11m+(s)G11m-(s)和G22m(s)＝G22m+(s)G22m-(s)，其中：G11m+(s)和G22m+(s)分別為被控對象預估模型G11m(s)和G22m(s)中包含純滯後環節和s右半平面零極點的不可逆部分；G11m-(s)和G22m-(s)分別為被控對象預估模型中的最小相位可逆部分。

通常情況下，閉環控制迴路1和迴路2的前饋控制器C11(s)和C22(s)可分別選取為：和

2)前饋濾波器f1(s)和f2(s)

由於被控對象中的純滯後環節和位於s右半平面的零極點會影響前饋控制器的物理實現性，因而在前饋控制器的設計過程中只取了被控對象最小相位的可逆部分G11m-(s)和G22m-(s)，忽略了G11m+(s)和G22m+(s)；由於被控對象與被控對象預估模型之間可能不完全匹配而存在誤差，系統中還可能存在幹擾信號，這些因素都有可能使系統失去穩定。為此，在前饋控制器中添加一定階次的前饋濾波器，用於降低以上因素對系統穩定性的影響，提高系統的魯棒性。

通常把閉環控制迴路1的前饋濾波器f1(s)，以及控制迴路2的前饋濾波器f2(s)，分別選取為比較簡單的n1和n2階濾波器和其中：λ1和λ2為前饋濾波器時間常數；n1和n2為前饋濾波器的階次，且n1＝n1a-n1b和n2＝n2a-n2b；n1a和n2a分別為被控對象G11(s)和G22(s)分母的階次；n1b和n2b分別為被控對象G11(s)和G22(s)分子的階次，通常n1＞0和n2＞0。

3)內模控制器C1IMC(s)和C2IMC(s)

閉環控制迴路1和迴路2的內模控制器C1IMC(s)和C2IMC(s)可分別選取為:

和

從等式(9)和(10)中可以看出：一個自由度的內模控制器C1IMC(s)和C2IMC(s)中，都只有一個可調節參數λ1和λ2；由於λ1和λ2參數的變化與系統的跟蹤性能和抗幹擾能力都有著直接的關係，因此在整定濾波器的可調節參數λ1和λ2時，一般需要在系統的跟蹤性與抗幹擾能力兩者之間進行折衷。

(2)反饋濾波器F1(s)和F2(s)的設計與選擇：

閉環控制迴路1和迴路2的反饋濾波器F1(s)和F2(s)，可分別選取比較簡單的一階濾波器F1(s)＝(λ1s+1)/(λ1fs+1)和F2(s)＝(λ2s+1)/(λ2fs+1)，其中：λ1和λ2為前饋濾波器f1(s)和f2(s)中的時間常數，並與其參數選擇一致；λ1f和λ2f為反饋濾波器調節參數。

通常情況下，在反饋濾波器調節參數λ1f和λ2f固定不變的情況下，系統的跟蹤性能會隨著前饋濾波器調節參數λ1和λ2的減小而變好；在前饋濾波器調節參數λ1和λ2固定不變的情況下，系統的跟蹤性幾乎不變，而抗幹擾能力則會隨著λ1f和λ2f的減小而變強。

因此，基於二自由度IMC的TITO-NDCS，可以通過合理選擇前饋濾波器f1(s)和f2(s)與反饋濾波器F1(s)和F2(s)的參數，提高系統跟蹤性和抗幹擾能力，降低網絡時延對系統穩定性影響，改善系統動態性能質量。本發明的適用範圍：

適用於被控對象預估模型等於其真實模型，以及模型可能存在一定偏差的一種TITO-NDCS網絡時延的二自由度IMC方法；其研究思路與方法，同樣也適用於被控對象預估模型等於其真實模型，以及模型可能存在一定偏差的兩個以上輸入和輸出所構成的多輸入多輸出網絡解耦控制系統(MIMO-NDCS)網絡時延的補償與二自由度IMC。

本發明的特徵在於該方法包括以下步驟：

對於閉環控制迴路1：

(1).當傳感器S1節點被周期為h1的採樣信號觸發時，將採用方式A進行工作；

(2).當控制器C節點被反饋信號y1b(s)觸發時，將採用方式B進行工作；

(3).當解耦執行器DA1節點被信號u1(s)觸發時，將採用方式C進行工作；

對於閉環控制迴路2：

(4).當傳感器S2節點被周期為h2的採樣信號觸發時，將採用方式D進行工作；

(5).當控制器C節點被反饋信號y2b(s)觸發時，將採用方式E進行工作；

(6).當解耦執行器DA2節點被信號u2(s)觸發時，將採用方式F進行工作；

方式A的步驟包括：

A1：傳感器S1節點工作於時間驅動方式，其觸發信號為周期h1的採樣信號；

A2：傳感器S1節點被觸發後，對被控對象G11(s)的輸出信號y11(s)和被控對象交叉通道傳遞函數G12(s)的輸出信號y12(s)，以及解耦執行器DA1節點的輸出信號y11mb(s)進行採樣，並計算出閉環控制迴路1的系統輸出信號y1(s)和反饋信號y1b(s)，且y1(s)＝y11(s)+y12(s)和y1b(s)＝y1(s)-y11mb(s)；

A3：將反饋信號y1b(s)，通過閉環控制迴路1的反饋網絡通路向控制器C節點傳輸，反饋信號y1b(s)將經歷網絡傳輸時延τ2後，才能到達控制器C節點；

方式B的步驟包括：

B1：控制器C節點工作於事件驅動方式，被反饋信號y1b(s)所觸發；

B2：在控制器C節點中，將反饋信號y1b(s)作用於反饋濾波器F1(s)得到其輸出值yF1(s)，即yF1(s)＝y1b(s)F1(s)；將閉環控制迴路1的系統給定信號x1(s)，減去反饋濾波器F1(s)的輸出信號yF1(s)，得到偏差信號e1(s)，即e1(s)＝x1(s)-yF1(s)；

B3：對e1(s)實施算法C1IMC(s)，得到信號u1(s)；

B4：將信號u1(s)通過閉環控制迴路1的前向網絡通路單元向解耦執行器DA1節點傳輸，u1(s)將經歷網絡傳輸時延τ1後，才能到達解耦執行器DA1節點；

方式C的步驟包括：

C1：解耦執行器DA1節點工作於事件驅動方式，被信號u1(s)所觸發；

C2：在解耦執行器DA1節點中，將信號u1(s)作用於被控對象預估模型G11m(s)得到其輸出值y11mb(s)；將來自於閉環控制迴路2解耦執行器DA2節點的信號u2p(s)作用於交叉解耦通路傳遞函數P12(s)得到其輸出值yp12(s)；將信號u1(s)與yp12(s)相減得解耦執行器DA1節點輸出信號u1p(s)，即u1p(s)＝u1(s)-yp12(s)；

C3：將信號u1p(s)作用於被控對象G11(s)得到其輸出值y11(s)；將信號u1p(s)作用於被控對象交叉通道傳遞函數G21(s)得到其輸出值y21(s)；從而實現對被控對象G11(s)和G21(s)的解耦控制，同時實現對網絡時延τ1和τ2的補償與二自由度IMC；

方式D的步驟包括：

D1：傳感器S2節點工作於時間驅動方式，其觸發信號為周期h2的採樣信號；

D2：傳感器S2節點被觸發後，對被控對象G22(s)的輸出信號y22(s)和被控對象交叉通道傳遞函數G21(s)的輸出信號y21(s)，以及解耦執行器DA2節點的輸出信號y22mb(s)進行採樣，並計算出閉環控制迴路2的系統輸出信號y2(s)和反饋信號y2b(s)，且y2(s)＝y22(s)+y21(s)和y2b(s)＝y2(s)-y22mb(s)；

D3：將反饋信號y2b(s)，通過閉環控制迴路2的反饋網絡通路向控制器C節點傳輸，反饋信號y2b(s)將經歷網絡傳輸時延τ4後，才能到達控制器C節點；

方式E的步驟包括：

E1：控制器C節點工作於事件驅動方式，被反饋信號y2b(s)所觸發；

E2：在控制器C節點中，將反饋信號y2b(s)作用於反饋濾波器F2(s)得到其輸出值yF2(s)，即yF2(s)＝y2b(s)F2(s)；將閉環控制迴路2的系統給定信號x2(s)，減去反饋濾波器F2(s)的輸出信號yF2(s)得到偏差信號e2(s)，即e2(s)＝x2(s)-yF2(s)；

E3：對e2(s)實施算法C2IMC(s)，得到信號u2(s)；

E4：將信號u2(s)通過閉環控制迴路2的前向網絡通路單元向解耦執行器DA2節點傳輸，u2(s)將經歷網絡傳輸時延τ3後，才能到達解耦執行器DA2節點；

方式F的步驟包括：

F1：解耦執行器DA2節點工作於事件驅動方式，被信號u2(s)所觸發；

F2：在解耦執行器DA2節點中，將信號u2(s)作用於被控對象預估模型G22m(s)得到其輸出值y22mb(s)；將來自於閉環控制迴路1解耦執行器DA1節點的信號u1p(s)作用於交叉解耦通路傳遞函數P21(s)得到其輸出值yp21(s)；將信號u2(s)與yp21(s)相減得解耦執行器DA2節點輸出信號u2p(s)，即u2p(s)＝u2(s)-yp21(s)；

F3：將信號u2p(s)作用於被控對象G22(s)得到其輸出值y22(s)；將信號u2p(s)作用於被控對象交叉通道傳遞函數G12(s)得到其輸出值y12(s)；從而實現對被控對象G22(s)和G12(s)的解耦控制，同時實現對網絡時延τ3和τ4的補償與二自由度IMC。

本發明具有如下特點：

1、由於從結構上，免除對TITO-NDCS中，網絡時延的測量、觀測、估計或辨識，同時還可免除節點時鐘信號同步的要求，可避免時延估計模型不準確造成的估計誤差，避免對時延辨識所需耗費節點存貯資源的浪費，同時還可避免由於時延造成的「空採樣」或「多採樣」帶來的補償誤差。

2、由於從TITO-NDCS結構上，實現與具體的網絡通信協議的選擇無關，因而既適用於採用有線網絡協議的TITO-NDCS，亦適用於採用無線網絡協議的TITO-NDCS；既適用於確定性網絡協議，亦適用於非確定性的網絡協議；既適用於異構網絡構成的TITO-NDCS，同時亦適用於異質網絡構成的TITO-NDCS。

3、採用二自由度IMC的TITO-NDCS，其各閉環控制迴路的可調參數為2個，本發明方法可進一步提高系統的穩定性、跟蹤性能與抗幹擾能力；尤其是當系統存在較大擾動和模型失配時，反饋濾波器F1(s)和F2(s)的存在可進一步改善系統的動態性能質量，降低網絡時延對系統穩定性的影響。

4、由於本發明採用的是「軟體」改變TITO-NDCS結構的補償與控制方法，因而在其實現過程中無需再增加任何硬體設備，利用現有TITO-NDCS智能節點自帶的軟體資源，足以實現其補償與控制功能，可節省硬體投資便於推廣和應用。

附圖說明

圖1：NCS的典型結構

圖1由傳感器S節點，控制器C節點，執行器A節點，被控對象，前向網絡通路傳輸單元以及反饋網絡通路傳輸單元所組成。

圖1中：x(s)表示系統輸入信號；y(s)表示系統輸出信號；C(s)表示控制器；u(s)表示控制信號；τca表示將控制信號u(s)從控制器C節點向執行器A節點傳輸所經歷的前向網絡通路傳輸時延；τsc表示將傳感器S節點的檢測信號y(s)向控制器C節點傳輸所經歷的反饋網絡通路傳輸時延；G(s)表示被控對象傳遞函數。

圖2：MIMO-NDCS的典型結構

圖2由r個傳感器S節點，控制器C節點，m個解耦執行器DA節點，被控對象G，m個前向網絡通路傳輸時延單元，以及r個反饋網絡通路傳輸時延單元所組成。

圖2中：yj(s)表示系統的第j個輸出信號；ui(s)表示第i個控制信號；表示將控制信號ui(s)從控制器C節點向第i個解耦執行器DA節點傳輸所經歷的前向網絡通路傳輸時延；表示將第j個傳感器S節點的檢測信號yj(s)向控制器C節點傳輸所經歷的反饋網絡通路傳輸時延；G表示被控對象傳遞函數。

圖3：TITO-NDCS的典型結構

圖3由閉環控制迴路1和2所構成，其系統包含傳感器S1和S2節點，控制器C節點，解耦執行器DA1和DA2節點，被控對象傳遞函數G11(s)和G22(s)以及被控對象交叉通路傳遞函數G21(s)和G12(s)，交叉解耦通路傳遞函數P21(s)和P12(s)，前向網絡通路傳輸單元和以及反饋網絡通路傳輸單元和所組成。

圖3中：x1(s)和x2(s)表示系統的輸入信號；y1(s)和y2(s)表示系統的輸出信號；C1(s)和C2(s)表示控制迴路1和2的控制器；u1(s)和u2(s)表示控制信號；τ1和τ3表示將控制信號u1(s)和u2(s)從控制器C節點向解耦執行器DA1和DA2節點傳輸所經歷的前向網絡通路傳輸時延；τ2和τ4表示將傳感器S1和S2節點的檢測信號y1(s)和y2(s)向控制器C節點傳輸所經歷的反饋網絡通路傳輸時延。

圖4：一種包含預估模型的TITO-NDCS時延補償與控制結構

圖4中：C1IMC(s)是控制迴路1的內模控制器；C2IMC(s)是控制迴路2的內模控制器；以及是網絡傳輸時延以及的預估時延模型；以及是網絡傳輸時延以及的預估時延模型；G11m(s)是被控對象傳遞函數G11(s)的預估模型；G22m(s)是被控對象傳遞函數G22(s)的預估模型。

圖5：一種二自由度IMC的TITO-NDCS網絡時延的補償方法

圖5中：F1(s)和F2(s)是閉環控制迴路1和迴路2的反饋濾波器。

具體實施方式

下面將通過參照附圖5詳細描述本發明的示例性實施例，使本領域的普通技術人員更清楚本發明的上述特徵和優點。

具體實施步驟如下所述：

對於閉環控制迴路1：

第一步：傳感器S1節點工作於時間驅動方式，當傳感器S1節點被周期為h1的採樣信號觸發後，將對被控對象G11(s)的輸出信號y11(s)和被控對象交叉通道傳遞函數G12(s)的輸出信號y12(s)，以及解耦執行器DA1節點的輸出信號y11mb(s)進行採樣，並計算出閉環控制迴路1的系統輸出信號y1(s)和反饋信號y1b(s)，且y1(s)＝y11(s)+y12(s)和y1b(s)＝y1(s)-y11mb(s)；

第二步：傳感器S1節點將反饋信號y1b(s)，通過閉環控制迴路1的反饋網絡通路向控制器C節點傳輸，反饋信號y1b(s)將經歷網絡傳輸時延τ2後，才能到達控制器C節點；

第三步：控制器C節點工作於事件驅動方式，被反饋信號y1b(s)所觸發後，將反饋信號y1b(s)作用於反饋濾波器F1(s)得到其輸出值yF1(s)，即yF1(s)＝y1b(s)F1(s)；將閉環控制迴路1的系統給定信號x1(s)，減去反饋濾波器F1(s)的輸出信號yF1(s)得到偏差信號e1(s)，即e1(s)＝x1(s)-yF1(s)；對e1(s)實施內模控制算法C1IMC(s)，得到信號u1(s)；

第四步：將信號u1(s)通過閉環控制迴路1的前向網絡通路單元向解耦執行器DA1節點傳輸，u1(s)將經歷網絡傳輸時延τ1後，才能到達解耦執行器DA1節點；

第五步：解耦執行器DA1節點工作於事件驅動方式，被信號u1(s)所觸發後，將信號u1(s)作用於被控對象預估模型G11m(s)得到其輸出值y11mb(s)；將來自於閉環控制迴路2解耦執行器DA2節點的信號u2p(s)作用於交叉解耦通路傳遞函數P12(s)得到其輸出值yp12(s)；將信號u1(s)與yp12(s)相減得解耦執行器DA1節點輸出信號u1p(s)，即u1p(s)＝u1(s)-yp12(s)；

第六步：將信號u1p(s)作用於被控對象G11(s)得到其輸出值y11(s)；將信號u1p(s)作用於被控對象交叉通道傳遞函數G21(s)得到其輸出值y21(s)；從而實現對被控對象G11(s)和G21(s)的解耦控制，同時實現對網絡時延τ1和τ2的補償與二自由度IMC；

第七步：返回第一步；

對於閉環控制迴路2：

第一步：傳感器S2節點工作於時間驅動方式，當傳感器S2節點被周期為h2的採樣信號觸發後，將對被控對象G22(s)的輸出信號y22(s)和被控對象交叉通道傳遞函數G21(s)的輸出信號y21(s)，以及解耦執行器DA2節點的輸出信號y22mb(s)進行採樣，並計算出閉環控制迴路2的系統輸出信號y2(s)和反饋信號y2b(s)，且y2(s)＝y22(s)+y21(s)和y2b(s)＝y2(s)-y22mb(s)；

第二步：將反饋信號y2b(s)，通過閉環控制迴路2的反饋網絡通路向控制器C節點傳輸，反饋信號y2b(s)將經歷網絡傳輸時延τ4後，才能到達控制器C節點；

第三步：控制器C節點工作於事件驅動方式，被反饋信號y2b(s)所觸發後，將反饋信號y2b(s)作用於反饋濾波器F2(s)得到其輸出值yF2(s)，即yF2(s)＝y2b(s)F2(s)；將閉環控制迴路2的系統給定信號x2(s)，減去反饋濾波器F2(s)的輸出信號yF2(s)得到偏差信號e2(s)，即e2(s)＝x2(s)-yF2(s)；對e2(s)實施內模控制算法C2IMC(s)，得到信號u2(s)；

第四步：將信號u2(s)通過閉環控制迴路2的前向網絡通路單元向解耦執行器DA2節點傳輸，u2(s)將經歷網絡傳輸時延τ3後，才能到達解耦執行器DA2節點；

第五步：解耦執行器DA2節點工作於事件驅動方式，被信號u2(s)所觸發後，將信號u2(s)作用於被控對象預估模型G22m(s)得到其輸出值y22mb(s)；將來自於閉環控制迴路1解耦執行器DA1節點的信號u1p(s)作用於交叉解耦通路傳遞函數P21(s)得到其輸出值yp21(s)；將信號u2(s)與yp21(s)相減得解耦執行器DA2節點輸出信號u2p(s)，即u2p(s)＝u2(s)-yp21(s)；

第六步：將信號u2p(s)作用於被控對象G22(s)得到其輸出值y22(s)；將信號u2p(s)作用於被控對象交叉通道傳遞函數G12(s)得到其輸出值y12(s)；從而實現對被控對象G22(s)和G12(s)的解耦控制，同時實現對網絡時延τ3和τ4的補償與二自由度IMC；

第七步：返回第一步；

以上所述僅為本發明的較佳實施例而己，並不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。

本說明書中未作詳細描述的內容屬於本領域專業技術人員公知的現有技術。