高頻功率放大電路用電源裝置以及高頻功率放大裝置製造方法

2023-05-19 02:59:06 2

高頻功率放大電路用電源裝置以及高頻功率放大裝置製造方法
【專利摘要】在輸入電壓的輸入部與輸出電壓的輸出部之間設有能進行電荷供給/再生的雙向轉換器(CONVi～CONVn)，振幅變化監視電路(10)檢測RF輸入信號的包絡，轉換器切換電路(11)控制雙向轉換器(CONV1～CONVn)的電荷供給/再生，使得輸出電壓追隨輸入信號的振幅變化。輸出電容器電容推測單元(13)根據電壓以及電流來推測輸出電容器(Co)的電容。延遲時間探測電路(12)掌握高頻功率放大電路用電源裝置(111)的延遲時間，利用延遲調整電路(22)進行調整。由此，構成了使針對高頻放大電路的電源電壓追隨高頻信號的包絡而變化的高頻功率放大電路用電源裝置以及高頻功率放大裝置。
【專利說明】高頻功率放大電路用電源裝置以及高頻功率放大裝置【技術領域】
[0001]本發明涉及聞頻功率放大電路用的電源裝置，尤其涉及能提聞聞頻功率放大電路的功率效率的電源裝置以及具有該電源裝置的高頻功率放大裝置。
【背景技術】
[0002]在專利文獻1中示出了如下結構，即:為了實現高頻放大電路的高效率化，而使高頻放大電路的電源電壓追隨放大前的高頻信號的振幅變化(包絡)。這裡的高頻信號的振幅變化的頻率不是載波頻率(例如行動電話中的1?2GHZ)，而是載波的振幅變化的頻率(大約10?100MHz)。在聲音用的放大電路中，雖然存在D級放大電路(數字放大器)，但在高頻功率放大電路用的電源裝置中，處理的頻帶為高頻帶，被要求進行非常高速的開關動作。
[0003]圖1是專利文獻1所不的聞頻功率放大電路50的框圖。該圖1所不的聞頻功率放大電路50具備包絡檢測電路54、供給電壓選擇電路56、電源電壓調整電路58以及高頻放大電路52。包絡檢測電路54檢測高頻信號(RFIN)的包絡，供給電壓選擇電路56選擇電壓源(VI?V4)以追隨高頻信號(RFIN)的包絡。電源電壓調整電路58進行所選擇的電壓的波形調整，並作為電源電壓供給到高頻放大電路52。由此，高頻放大電路52將高頻信號(RFIN)放大，並輸出高頻信號(RF0UT)。
[0004]在先技術文獻
[0005]專利文獻
[0006]專利文獻1:日本特表2006-514472號公報
【發明內容】

[0007]發明要解決的課題
[0008]然而，在專利文獻1的高頻功率放大裝置中，由於是事先準備多個電壓源並對多個電壓源進行選擇以使其追隨高頻信號的包絡的方式，因此需要用於修復多個電壓源切換時的電壓差(波形階梯差)的複雜的電路以及需要進行非常複雜的控制。若該波形階梯差的修復不徹底，則波形失真變大，通信系統中的相鄰信道洩露功率比(ACPR)變大，對規定範圍外頻率帶來負面影響，所以產生頻帶的分配無法適應於嚴格的產品這一問題。
[0009]本發明的目的在於解決上述電路以及控制的複雜化問題，提供一種結構比較簡單，且能使針對高頻放大電路的電源電壓追隨高頻信號的包絡的高頻功率放大電路用電源裝置以及高頻功率放大裝置。
[0010]用於解決課題的手段
[0011]本發明的高頻功率放大電路用電源裝置，使向放大高頻信號的高頻功率放大電路供給的電源電壓，根據上述高頻信號的振幅變化而變化，上述高頻功率放大電路用電源裝置的特徵在於，具備:單個或者多個雙向轉換器，設於輸入電壓的輸入部與上述輸出電壓的輸出部之間、且能進行電荷供給/再生；和振幅變化監視電路，檢測上述高頻信號的振幅變化，並控制由上述雙向轉換器進行的電荷供給/再生，使得上述輸出電壓追隨上述高頻信號的振幅變化。
[0012]另外，本發明的高頻功率放大裝置，具備放大高頻信號的高頻功率放大電路、和高頻功率放大電路用電源裝置，該高頻功率放大電路用電源裝置使向該高頻功率放大電路供給的電源電壓，根據上述高頻信號的振幅變化而變化，上述高頻功率放大裝置的特徵在於，具備:單個或者多個雙向轉換器，設於輸入電壓的輸入部與上述輸出電壓的輸出部之間、且能進行電荷供給/再生；和振幅變化監視電路，檢測上述高頻信號的振幅變化，並控制由上述雙向轉換器進行的電荷供給/再生，使得上述輸出電壓追隨上述高頻信號的振幅變化。
[0013]發明效果
[0014]根據本發明，由於雙向轉換器能進行供給/再生，因此通過對雙向轉換器的內部開關元件的0N(接通)/OFF(斷開)時間進行非線性控制(脈衝寬度控制、頻率控制、休眠時間以及突發時間的組合控制等)，從而能得到大的動態範圍，能進行高速控制。由此，從低頻到高頻不管範圍如何，都能高精度地調整高頻輸入信號與輸出電壓的振幅以及相位，也能追隨包絡。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0015]圖1是專利文獻1所示的高頻功率放大電路50的框圖。
[0016]圖2是表示第1實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置101、高頻功率放大裝置201以及高頻功率放大電路100的關係的圖。
[0017]圖3是表示針對高頻功率放大電路100的電源電壓Vout、高頻功率信號RFout以及其包絡Ve的關係的圖。
[0018]圖4是表示第1實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置101的構成的框圖。
[0019]圖5是表示高頻功率放大電路用電源裝置101及其所包含的雙向轉換器的具體構成的圖。
[0020]圖6是表示高頻信號的振幅變化RFref (包絡)以及追隨包絡輸出電壓Vout的關係的圖。
[0021]圖7是表示第2實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置102的構成的框圖。
[0022]圖8是表示第3實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置103的構成的框圖。
[0023]圖9是表示第4實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置104的構成的框圖。
[0024]圖10是表示高頻功率放大電路用電源裝置104的雙向轉換器的具體構成例的圖。
[0025]圖11是表示第5實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置105的構成的框圖。
[0026]圖12是表示圖11所示的高頻功率放大電路用電源裝置105具有的轉換器C0NV1?C0NV6所進行的電荷的供給/再生的模式的圖。
[0027]圖13是表示通過18模式的電荷量的供給/再生而使輸出電壓追隨輸入信號的樣子的圖。
[0028]圖14是表不輸入信號、高頻信號以及輸出電壓的關係的圖。
[0029]圖15是表示第6實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置106以及高頻功率放大裝置206的構成的框圖。
[0030]圖16是表示第7實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置的輸出電壓振幅監視電路的原理的圖。
[0031]圖17是表示第8實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置108的構成的框圖。
[0032]圖18是表示用於對第9實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置的輸出電容器的電容進行推測的採樣定時的例子的圖。
[0033]圖19是表示第10實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置110的構成的框圖。
[0034]圖20是表示第11實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置111以及高頻功率放大裝置211的構成的框圖。
[0035]圖21是表示第12實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置112以及高頻功率放大裝置212的構成的框圖。
[0036]圖22是表示第13實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置113的構成的框圖。
[0037]圖23是電壓穩定化電路300的具體電路圖。
[0038]圖24是表示第14實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置114的構成的框圖。
[0039]圖25是表示第15實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置的、針對輸出電容器的供給/再生控制的圖，是雙向轉換器的供給期間與再生期間彼此區別開的情況下(1相位)的例子。
[0040]圖26是表示第15實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置的、針對輸出電容器的供給/再生控制的圖，是同時進行雙向轉換器的供給與再生的情況下(2相位)的例子。
[0041]圖27是對於第16實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置，表示其振幅變化監視電路用於追隨輸入信號地對雙向轉換器的開關元件進行PWM控制的處理內容的圖。
[0042]圖28是包括反饋控制以及其他控制模塊的處理內容來進行表示的圖。
[0043]圖29是表示反饋控制模塊所進行的包括微調在內的必要的+ Λ Q或者-Λ Q的計算處理內容的圖。
[0044]圖30是表示負責電荷的分配處理的例子的圖。
[0045]圖31是表示根據輸入信號的包絡的微分值dV/dt來設置死區的例子的圖。
[0046]圖32 (A)是表示第18實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置118A的構成的框圖。圖32(B)是高頻功率放大電路用電源裝置118A的輸出電壓的波形圖。
[0047]圖33 (A)是表示第18實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置118B的構成的框圖。圖33(B)是高頻功率放大電路用電源裝置118B的輸出電壓的波形圖。
[0048]圖34是表示第19實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置119的構成的框圖。
【具體實施方式】
[0049]《第1實施方式》
[0050]圖2是表示第1實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置101、高頻功率放大裝置201以及高頻功率放大電路100的關係的圖。
[0051]高頻功率放大電路100輸入高頻信號RFin，並進行功率放大後輸出高頻功率信號RFout。高頻功率放大電路用電源裝置101將輸入電源電壓Vin輸入，檢測高頻信號RFin的振幅變化(包絡)，使輸出電壓Vout變化以追隨該振幅變化。高頻功率放大電路100將高頻功率放大電路用電源裝置101的輸出電壓Vout作為電源電壓進行動作。
[0052]圖3是表示針對上述高頻功率放大電路100的電源電壓Vout、高頻功率信號RFout以及其包絡Ve的關係的圖。圖3(A)是使高頻功率放大電路用電源裝置101起作用的情況下的波形，圖3(B)是將針對高頻功率放大電路100的電源電壓設為恆定的情況下的波形。在此，為了便於表示高頻信號的包絡，電源電壓也正負對稱地進行表示。大體上可以說Vout與Ve之間的差分是損耗。根據本發明，可以削減該損耗。
[0053]圖4是表示第1實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置101的構成的框圖。在輸入電壓的輸入部與輸出電壓的輸出部之間設有多個雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn。這些雙向轉換器分別是能進行電荷供給/再生的轉換器。輸入輸出部的左右雙向的箭頭表示能量移動方向。在圖4中，「輸入信號」是(1~2GHz)的振幅變化信號(包絡
信號(10~100MHz))。振幅變化監視電路10控制雙向轉換器C0NV1、C0NV2、......、CONVn
的電荷供給/再生，以使輸出電壓追隨上述振幅變化信號。
[0054]圖5是表示上述高頻功率放大電路用電源裝置101以及其所包含的雙向轉換器的具體構成的圖。雙向轉換器C0NV1具備整流元件(高側元件)Q11、換流元件(低側元件)Q12以及扼流線圈L1。雙向轉換器C0NV2具備整流元件Q21、換流元件Q22以及扼流線圈L2。同樣，雙向轉換器CONVn具備整流元件Qnl、換流元件Qn2以及扼流線圈Ln。另外，在各雙向轉換器配備控制整流元件以及換流元件的開關控制電路。
[0055]振幅變化監視電路10對各雙向轉換器的開關控制電路提供能量調整用的控制信號。例如，對驅動多個雙向轉換器之中哪個雙向轉換器進行切換。
[0056]圖6是 表示上述高頻信號的振幅變化RFref (包絡)以及追隨包絡輸出電壓Vout的關係的圖。通過各雙向轉換器的電荷供給/再生，從而追隨包絡輸出電壓Vout將追隨於輸入信號RFref的包絡。在該例子中，對圖5所示的高頻功率放大電路100施加最高65V、最低15V的電源電壓。圖6表示圖3所示的Vout與高頻功率信號的包絡(參照圖3中的Ve)之間的差分為零的理想狀態。
[0057]由於各雙向轉換器的電荷供給/再生動作以及振幅變化監視電路的響應延遲等原因，上述追隨包絡輸出電壓Vout從輸入信號RFref的包絡僅延遲有延遲時間Td。該延遲時間Td例如需要在1 μ s以下。
[0058]《第2實施方式》
[0059]圖7是表示第2實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置102的構成的框圖。在輸入電壓的輸入部與輸出電壓的輸出部之間設有多個雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn。這些雙向轉換器分別是能進行電荷供給/再生的轉換器。輸入輸出部的左右雙向的箭頭表示能量移動方向。振幅變化監視電路10輸入作為高頻信號的振幅變化信號(包絡)的信號的輸入信號，並控制雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的電荷供給/再生以使輸出電壓追隨輸入信號。另外，在雙向轉換器的輸出部配備輸出側能量蓄積兀件ESC,在雙向轉換器的輸入部配備蓄積從上述輸出側能量蓄積元件ESC再生的能量的再生能量蓄積元件RESC。
[0060]輸出側能量蓄積元件ESC例如是電容器Co。另外，再生能量蓄積元件RESC例如是電容器Ci或者蓄電池sc。
[0061]在雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的電荷供給時，若向負載(高頻功率放大電路)供給電源電壓，則在能量蓄積元件ESC中蓄積能量。若從雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的輸出側再生能量，則因為該能量向輸入側移動，所以雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的輸入電壓上升。因而，如圖7所示那樣，配備再生能量蓄積元件RESC。由此，雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的輸入電壓的上升得到抑制，能成為穩定的輸入電壓。
[0062]《第3實施方式》
[0063]圖8是表示第3實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置103的構成的框圖。在輸入電壓的輸入部與輸出電壓的輸出部之間設有多個雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn。這些雙向轉換器分別是能進行電荷供給/再生的轉換器。輸入輸出部的左右雙向的箭頭表示能量移動方向。振幅變化監視電路10輸入作為高頻信號的振幅變化信號的輸入信號，並控制雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的電荷供給/再生以使輸出電壓追隨高頻信號的振幅變化。另外，轉換器切換電路11切換基於輸入信號的振幅來供給或者再生負載所需的能量的量的時間。即，切換多個雙向轉換器之中進行供給動作或者再生動作的轉換器，並且切換進行供給或者再生的時間。
[0064]通過這樣對多個雙向轉換器進行切換控制，從而即使在輸入信號高速地變化的情況下，也能提高輸出電壓的變化的追隨性(響應性)，能對應於輸入信號而使輸出電壓高速地追隨。
[0065]《第4實施方式》
[0066]圖9是表示第4實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置104的構成的框圖。在輸入電壓的輸入部與輸出電壓的輸出部之間，設有各自能進行電荷供給/再生的多個雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn。輸入輸出部的左右雙向的箭頭表示能量移動方向。振幅變化監視電路10輸入作為高頻信號的振幅變化信號的輸入信號，並控制雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的電荷供給/再生以使輸出電壓追隨輸入信號。
[0067]多個雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、⑶NVn各自的供給/再生能量的量不同。另外，振幅變化監視電路10通過選擇這些多個雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、C0NVn的某一個或者組合，從而能使供給/再生的能量的量以高解析度地追隨輸入信號。
[0068]圖10是表示上述高頻功率放大電路用電源裝置104的雙向轉換器的具體構成例的圖。在此，用開關元件的電路標號來表示整流元件Qll、Qnl等以及換流元件Q12、Qn2等。雙向轉換器的供給/再生能量的量根據供給到輸出側能量蓄積元件的供給電荷量而定，該電荷量是向輸出側能量蓄積元件的電流積分，該電流的變化的斜率與扼流線圈Ll、Ln等的電感成反比例。因此，若扼流線圈Ll、Ln等的電感大，則雙向轉換器的供給/再生能量的量變小，若扼流線圈Ll、Ln等的電感小，則雙向轉換器的供給/再生能量的量變大。
[0069]這樣，通過根據扼流線圈的電感值的設定來改變雙向轉換器的供給/再生能量的量，從而即使是相同 的供給或者再生的時間，也可使每一次的供給/再生能量的量發生變化。另外，能使流過電路的電流的變化di/dt緩慢，能抑制噪聲的產生。進而，在作為扼流線圈而使用寄生的電感成分的情況、或由基板上用導體圖案描繪的空芯(無芯)的印刷電路基板線圈構成的情況下，可以省略電路元件。
[0070]《第5實施方式》
[0071]圖11是表示第5實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置105的構成的框圖。在該高頻功率放大電路用電源裝置105中，轉換器C0NV1、C0NV2、C0NV3分別是供給轉換器，而轉換器C0NV4、C0NV5、C0NV6分別是再生轉換器。通過這些多個轉換器，使得整體作為雙向轉換器發揮作用。
[0072]轉換器C0NV1具備整流開關元件Q11、對該整流元件Q11供給0N/0FF控制信號的開關控制電路、換流二極體D12以及扼流線圈L1。轉換器C0NV2、C0NV3也具有相同的構成。
[0073]轉換器C0NV4具備整流二極體D41、換流開關元件Q42、針對該換流開關元件Q42供給0N/0FF控制信號的開關控制電路以及扼流線圈L4。轉換器C0NV5、C0NV6也具有相同的構成。在圖11中雖然沒有圖示，但上述開關控制電路是通過振幅變化監視電路來控制的。
[0074]圖12表示圖11所示的高頻功率放大電路用電源裝置105具有的轉換器C0NV1?C0NV6所進行的電荷的供給/再生的模式。在此，轉換器C0NV1、C0NV4的扼流線圈的電感L最小，轉換器C0NV2、C0NV5的扼流線圈的電感L為中等程度，轉換器C0NV3、C0NV6的扼流線圈的電感L最大。另外，Η/S表示整流元件(高側元件)的0N/0FF期間，L/S表示換流元件(低側元件)的0N/0FF期間。在圖12中，沿縱向排列表示了由各轉換器的扼流線圈的電感的差異引起的供給/再生能量(電荷)量的差異。另外，沿橫向排列表示了三種供給/再生時間的差異。
[0075]這樣，通過共計18模式的電荷量的供給/再生來進行輸出能量蓄積元件(圖11所不的電容器Co)的充放電，以使輸出電壓發生變化。表不在此所不的18模式的電荷量的圖雖然作為扼流線圈的施加電壓不變化的微觀上的圖，但卻成為伴隨輸出電壓Vout變化的正弦半波狀，所以能降低噪聲。另外，各自的電荷量，通過將扼流線圈的電流設為不連續、連續、不連續與連續的組合、諧振等，可以取得各種形態。
[0076]圖13是表示通過上述18模式的電荷量的供給/再生而使輸出電壓追隨輸入信號的樣子的圖。關於供給轉換器C0NV1、C0NV2、C0NV3以及再生轉換器C0NV4、C0NV5、C0NV6,橫軸是這些轉換器的0N、0FF、SLEEP的時序圖。如圖12所示，在供給轉換器中，「0N」為整流元件(高側元件)的0N期間，「OFF」為整流元件的OFF期間。另外，在再生轉換器中，「0N」為換流元件(低側元件)的0N期間，「OFF」為換流元件的OFF期間。
[0077]振幅變化監視電路基於輸入信號來對各轉換器的開關控制電路提供如該時序圖那樣的切換信號。因為利用各轉換器通過電荷量的供給/再生來進行輸出能量蓄積元件(電容器Co)的充放電，所以輸出電壓如圖13所不那樣變化。可知，該輸出電壓追隨於輸入信號。
[0078]作為對多個雙向轉換器供給或者再生的能量的量進行變更的手段，特別是在輸入信號的頻率高的情況下，如上述的例子所示那樣進行將休眠與突發組合起來的離散控制是有利的。由此，開關頻率的增大得到抑制，開關元件的損耗減輕。
[0079]此外，雙向轉換器具有的開關元件(電晶體、二極體等)的接通或者斷開控制除了將休眠與突發組合起來的時間控制以外，也可以利用時間比率、頻率的控制來進行。
[0080]《第6實施方式》
[0081]圖14是表不輸入信號、高頻信號以及輸出電壓的關係的圖。在此,輸出電壓的高頻成分是各雙向轉換器的開關頻率成分，通過該各雙向轉換器的電荷供給/再生來追隨於輸入信號RFref。
[0082]由於各雙向轉換器的電荷供給/再生動作以及振幅變化監視電路的響應延遲等原因，追隨包絡輸出電壓Vout從輸入信號RFref僅延遲有延遲時間Td。[0083]第6實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置以及高頻功率放大裝置是用於進行上述延遲時間Td量的修正的裝置。
[0084]圖15是表示第6實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置106以及高頻功率放大裝置206的構成的框圖。該高頻功率放大裝置206具備高頻功率放大電路用電源裝置106、RF信號處理電路20以及高頻功率放大電路100。
[0085]在輸入電壓的輸入部與輸出電壓的輸出部之間設有多個雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn。這些雙向轉換器分別是能進行電荷供給/再生的轉換器。振幅變化監視電路10輸入從包絡線檢波&失真修正電路21輸出的包絡線信號，並控制雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、C0NVn的電荷供給/再生以使輸出電壓追隨高頻信號的振幅變化。延遲時間探測電路12通過由振幅變化監視電路10檢波後的包絡線信號與輸出電壓信號的比較來探測延遲時間。
[0086]包絡線檢波&失真修正電路21將從高頻功率放大電路100的輸出信號分配出的信號反饋給RF輸入信號，來進行失真修正。延遲調整電路22輸入與由延遲時間探測電路12探測出的延遲時間相當的信號，使失真修正電路21的輸出信號延遲地輸出到高頻功率放大電路100。
[0087]這樣，通過使RF輸入信號僅延遲高頻功率放大電路用電源裝置106的延遲時間量地輸出到高頻功率放大電路100，由此施加了追隨於高頻功率放大電路100應放大的信號的電源電壓。
[0088]《第7實施方式》
[0089]圖16是表示第7實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置的輸出電壓振幅監視電路的原理的圖。除了以上所示的各實施方式中示出的輸出電容器Co以外，因為還在各雙向轉換器的輸出部具有電容成分，在高頻功率放大電路的電源線也具有電容成分，所以存在輸出側能量蓄積元件的電容僅根據輸出電容器Co是無法確定的情況。因此，振幅變化監視電路10根據需要檢測(監控)輸出電壓的振幅，來掌握輸出電壓振幅是否正常、即是否與輸入信號成比例。第7實施方式是檢測該輸出電壓的振幅的一個方法。
[0090]若電容器Co的電容用C表不，充放電電荷量用Δ Qout表不,則關於輸出側能量蓄積元件(例如電容器Co)的充放電所引起的變化電壓，Λ Vout存在以下關係:
[0091]C = Δ Qout/ Δ Vout
[0092]AVout = AQout/C。因此根據雙向轉換器的供給動作所引起的供給/再生電荷量Λ Qout以及輸出側能量蓄積元件的電容C來檢測輸出電壓的變化AVout。
[0093]《第8實施方式》
[0094]圖17是表示第8實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置108的構成的框圖。在輸入電壓的輸入部與輸出電壓的輸出部之間，設有各自能進行電荷供給/再生的多個雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn。振幅變化監視電路10輸入作為高頻信號的振幅變化信號的輸入信號，並控制雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、C0NVn的電荷供給/再生，以使輸出電壓追隨高頻信號的振幅變化。轉換器切換電路11切換基於輸入信號來供給或者再生負載所需的能量的量的時間。即，切換使多個雙向轉換器之中哪個轉換器進行供給動作還是再生動作。另外，具備對作為輸出能量蓄積元件的電容器Co的電容進行推測的輸出電容器電容推測單元13。該輸 出電容器電容推測單元13輸入電容器Co的電壓以及電流，來推測電容器Co的電容。若電壓變化量用Δ Vout表不，電荷移動量用Δ Qout表不，則輸出電容器Co的電容值C通過C = Δ Qout/Δ Vout來算出。該運算執行單元由帶運算功能的集成電路(CPU、DSP、FPGA、CPLD等)來實現。
[0095]轉換器切換電路11基于振幅變化監視電路10所輸入的輸入信號(高頻信號的包絡)、和推測出的電容器Co的電容，來切換各雙向轉換器進行供給或者再生的時間。由此，雖然通過控制輸出電容器Co的電荷移動量來控制輸出電壓，但輸出電容器的電容值的偏差卻成為問題。但是，如該實施方式所示，通過推測輸出電容器的電容，從而除了基於輸入信號的前饋控制，還對根據輸出電容器Co的電壓、電流所推測出的電容值進行反饋控制，故能提聞精度。
[0096]《第9實施方式》
[0097]圖18是表示第9實施方式的用於推測高頻功率放大電路用電源裝置的輸出電容器的電容的採樣定時的例子的圖。在用數字量來處理輸出電容器Co的電壓與電流的情況下，存在較之輸出電壓的振幅變化的頻率而以高的頻率進行採樣的情況、和以低的頻率進行採樣的情況。在以低的頻率進行採樣的情況下，減低採樣頻率，根據兩點間的數據來推測輸出電容器Co的電容。
[0098]這樣，即使採樣頻率低於信號頻率，也能基於上述Λ Vout以及Λ Qout來算出輸出電容器Co的電容。而且，通過使採樣頻率低於信號頻率，從而能降低算出輸出電容器Co的電容所需的每單位時間的運算量。
[0099]《第10實施方式》
[0100]圖19是表 示第10實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置110的構成的框圖。具備:設於輸入電壓的輸入部與輸出電壓的輸出部之間、且各自能進行電荷供給/再生的多個雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn ;振幅變化監視電路10 ;轉換器切換電路11 ；和輸出電容器電容推測單元13。
[0101]振幅變化監視電路10能輸入模擬或者數字的輸入信號，且具備使模擬信號數位化的AD轉換器。在輸入信號為數字的情況下是並行或者串行的信號，具備將並行信號變換為串行信號的串行器、或者將串行信號變換為並行信號的解串器。在並行信號的情況下，可以舉出LVDS等，在串行信號的情況下，除了 12C、SPI之外，還可以舉出高速接口。通過使用這些接口，從而能處理可適用於各種數據處理的信號。
[0102]此外，各數據優選預先對在高頻功率放大電路用電源裝置110內部產生的延遲時間進行修正而使得輸入信號與輸出電壓的振幅相位吻合。
[0103]《第11實施方式》
[0104]圖20表示第11實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置111以及高頻功率放大裝置211的構成的框圖。該高頻功率放大裝置211具備高頻功率放大電路用電源裝置111、RF信號處理電路20以及高頻功率放大電路100。在高頻功率放大電路用電源裝置111配備:設於輸入電壓的輸入部與輸出電壓的輸出部之間、且各自能進行電荷供給/再生的多個雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、CONVn ;振幅變化監視電路10 ;轉換器切換電路11 ;輸出電容器電容推測單元13 ;和延遲時間探測電路12。
[0105]其他構成與第6實施方式以及第8實施方式所示的高頻功率放大電路用電源裝置相同。通過這樣進行延遲時間量的修正，並且除了基於輸入信號的前饋控制，還對根據輸出電容器Co的電壓、電流所推測出的電容值進行反饋控制，從而能進一步提高輸出電壓的追隨精度。
[0106]《第12實施方式》
[0107]圖21是表示第12實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置112以及高頻功率放大裝置212的構成的框圖。
[0108]該第12實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置112在進行數字控制的情況下，在控制部配備運算用微處理器(CPU、DSP、FPGA、CPLD等)MPU，在其內部配備由數字0N/0FF控制電路構成的轉換器切換電路(轉換器切換控制功能)11、在產生異常時強制性地將轉換器切換電路11的功能停止的強制停止電路(切斷開關)16、在運算用微處理器MPU的異常時進行報警輸出的看門狗定時器電路15以及器件控制用接口部14。其他構成與目前為止所示的各實施方式相同。
[0109]《第13實施方式》
[0110]圖22是表示第13實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置113的構成的框圖。該高頻功率放大電路用電源裝置113具備:設於輸入電壓的輸入部與輸出電壓的輸出部之間、且各自能進行電荷供給/再生的多個雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、C0NVn ;和振幅變化監視電路10，還在輸入電壓的輸入部配備電壓穩定化電路300。
[0111]電壓穩定化電路300是非絕緣型或者絕緣型的DC-DC轉換器，使向雙向轉換器C0NV1、C0NV2、……、C0NVn輸入的輸入電壓穩定化為最佳的電壓。若由絕緣型的DC-DC轉換器構成該電壓穩定化電路300，則在元件故障時，能防止電壓穩定化電路300 —雙向轉換器一高頻放大電路這一路徑上的過電流或過電壓。
[0112]圖23是上述電壓穩定化電路300的具體電路圖。在變壓器T1的初級側連接著開關元件Q11、Q12、Q13、Q14，在該變壓器T1的次級側連接著開關元件Q21、Q22。在變壓器T1的次級繞組的中心抽頭連接著扼流線圈L以及電容器C。開關控制器CNT輸入來自外部的遠程信號RC，向開關元件Qll、Q12、Q13、Q14的柵極輸出控制信號。另外，經由脈衝變壓器T2，向驅動電路DRV輸出針對開關元件Q21、Q22的控制信號。
[0113]這樣一來，作為初級側是全橋方式、次級側是中心抽頭方式的絕緣型DC-DC轉換器發揮作用。例如，輸入-48V系的電壓，輸出被穩定化了的+70V。
[0114]作為上述電壓穩定化電路300，除此之外還可以使用各種非絕緣斬波轉換器、絕緣型正向轉換器、絕緣型逆向轉換器、半橋型轉換器、LLC諧振轉換器等。
[0115]《第14實施方式》
[0116]圖24是表示第14實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置114的構成的框圖。該高頻功率放大電路用電源裝置114具備:設於輸入電壓的輸入部與輸出電壓的輸出部之間且各自能進行電荷供給/再生的多個雙向轉換器C0NV1、……、CONVn、以及振幅變化監視電路10。
[0117]各雙向轉換器由絕緣型正向轉換器構成。例如雙向轉換器C0NV1具備變壓器T1、開關元件Q11、Q12、Q13、和扼流線圈L1。開關元件Q11對流過變壓器T1的初級繞組的電流進行開關控制，開關元件Q13對在變壓器T1的次級繞組感應出的電壓進行整流，開關元件Q12對流過扼流線圈L1的電流進行換流。關於其他雙向轉換器也相同。
[0118]這樣，若由絕緣型轉換器構成供給或者再生用轉換器，則利用該絕緣型轉換器不僅能進行能量的供給/再生，而且也能進行電壓變換，所以不需要用於得到規定輸出電壓的DC-DC轉換器(預調整器)。因此，通過減少整體的電壓變換次數，從而能防止效率降低。例如，若將預調整器的效率設為90%，將雙向轉換器的效率設為90%，則在2級變換的情況下，整體的功率變換效率成為90% X90%= 81%，但若利用雙向轉換器也可進行電壓變換，則功率變換效率僅為90%。
[0119]《第15實施方式》
[0120]圖25、圖26是表示第15實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置的針對輸出電容器的供給/再生控制的圖。
[0121]圖25是雙向轉換器的供給期間與再生期間彼此區別開的情況下(1相位)的例子。在此，若每單位時間(t0到t2的期間)的輸入信號的振幅變化用ARFref(t2-tO)表示，必要的增益用Gain表示，進行供給的電荷量用+ Λ Q (tl-tO)表示，進行再生的電荷量用-AQ(t2_tl)表示，輸出電容器的電容用Cout表示，則控制成滿足下式。
[0122]Δ Vout = Δ RFref (t2~t0) XGain = {+Δ Q (tl_t0) - Δ Q (t2_tl)}/Cout
[0123]圖25中的山形是流過輸出電容器的電流，其面積是輸出電容器的電荷移動量。在該例子中，總體成為再生動作，AVout為負。
[0124]通過這樣的定時控制，從而能得到針對輸入信號的追隨性良好的輸出電壓。
[0125]圖26是同時進行雙向轉換器的供給與再生的情況下(2相位)的例子。在此，若每單位時間(to到tl的期間)的輸入信號的振幅變化用ARFref (tl-to)表示，必要的增益用Gain表示,進行供給的電荷量用+ AQ(tl_t0)表示,進行再生的電荷量用-Δ Q(tl_t0)表不，輸出電容器的電容用Cout表不,則控制為滿足下式。
[0126]Δ Vout = Δ RFref (tl-tO) XGain = {+Δ Q (tl_t0) - Δ Q (tl_t0)}/Cout
[0127]圖26中的山形是流過輸出電容器的電流，其面積是輸出電容器的電荷移動量。在該例子中，總體成為再生動作，AVout為負。
[0128]若利用這樣的2相位或者2相位以上的多相位來進行供給/再生，則能得到針對輸入信號的追隨性更良好的輸出電壓。
[0129]《第16實施方式》
[0130]圖27是對於第16實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置，表示其振幅變化監視電路用於追隨輸入信號地對雙向轉換器的開關元件進行PWM控制的處理內容的圖。
[0131]首先，對輸入信號進行微分，檢測ARFref值以及其正負，將ARFref值送入ARFref寄存器。若Λ RFref值為正，則進行必要的+ Λ Q電荷的算出，若ARFref值為負，則進行必要的-AQ電荷的算出。根據該± AQ的值，來分配使哪個轉換器來負責電荷供給/再生。即，將+ AQ的值分為「+AQ=大」、「+AQ=中」、「+AQ=小」這3個值，分別送入佔空因數寄存器(duty cycle register)DCRl、DCR2、DCR3。另外，關於-Λ Q也同樣，將-Λ Q的值分為「 -Λ Q =大，，、「-A Q =中」、Λ Q =小」這3個值，分別送入佔空因數寄存器DCR4、DCR5、DCR6。
[0132]數字PWM電路DPWM1?DPWM6輸出與上述佔空因數寄存器DCR1?DCR6的值相應的佔空比的信號。帶死區時間的互補輸出生成器DT&C0MP1?DT&C0MP6根據數字PWM電路DPWM1?DPWM6的輸出信號來驅動雙向轉換器的整流開關元件以及換流開關元件。
[0133]圖28是包括反饋控制以及其他控制模塊的處理內容來進行表示的圖。在圖28中，「前饋控制模塊」是將圖27所示的構成進行了簡化來表示的。在圖28中，在「反饋控制模塊」中，基於時刻tO的輸入信號的振幅變化△ RFref (tO)與延遲時間Td後的輸出電壓Vout (tO+Td),求出放大度Vout/RFref,據此求出用於對與設計上的放大度Gain的偏差進行微調的+ Λ Q、- Λ Q，對由前饋控制模塊的「必要的+ Λ Q或者-Λ Q電荷的計算」所求出的值進行微調。
[0134]另外，在「反饋控制模塊」中，算出前次定時的Vout(a)與本次定時的Vout (b)之間的差分Δνοιι?Ο?-Β),算出在前次定時流過輸出電容器的電流Icout(a)與本次定時的Icout(b)之間的差分的時間積分值AQout(b-a)。然後，算出時刻b的輸出電容器的電容，求出用於對與設計上的電容的偏差進行微調的+ Λ Q、- Λ Q，對前饋控制模塊的「必要的+ Λ Q或者-Λ Q電荷的計算」所使用的值進行調整。
[0135]在「其他控制模塊」中，當Vout超過規定的上限值時、或者當Icout超過規定的上限值時，限制佔空因數寄存器DCRn的佔空比。由此進行過電壓保護或者過電流保護。另外，根據來自外部的強制0N/0FF信號，強制性地將數字PWM電路DPWMn設為OFF (on-dutyO)。進而，若看門狗定時器時間已到，則向外部進行報警輸出。
[0136]圖29是表示上述反饋控制模塊所進行的包括微調在內的必要的+ AQ或者-AQ的計算處理內容的圖。在較之設計值的放大度Gain而實際的放大度低的情況下，僅增加AQ，在較之設計值的放大度Gain而實際的放大度高的情況下，僅減少AQ。另外，在時刻b的輸出電容器的電容Cout低於設計值的情況下，僅減少△ Q，在高於設計值的情況下，僅增加AQ。
[0137]圖30是表示上述 負責電荷的分配處理的例子的圖。該處理是用相位數分割實際的包絡的dV/dt的變動值(max-min)，根據dV/dt的值的範圍來確定每個轉換器的佔空因數寄存器DCR的值。
[0138]若dV/dt為170以上且256以下，則決定轉換器C0NV1用的佔空因數寄存器DCR1的值，使得Lout為小且供給量大的轉換器C0NV1繼續保持0N，以使在先前狀態為0N模式時接著繼續保持0N，在先前狀態為SLEEP模式時將其解除而變為0N。
[0139]若dV/dt為85以上且小於170，則決定轉換器C0NV2用的佔空因數寄存器DCR2的值，使得Lout為中且供給量為中的轉換器C0NV2繼續保持0N，以使在先前狀態為0N模式時接著繼續保持0N，在先前狀態為SLEEP模式時將其解除而變為0N。
[0140]同樣，若dV/dt超過0且小於85，則決定轉換器C0NV3用的佔空因數寄存器DCR3的值，使得Lout為大且供給量為小的轉換器C0NV3繼續保持0N，以使在先前狀態為0N模式時接著繼續保持0N，在先前狀態為SLEEP模式時將其解除而變為0N。
[0141]若dV/dt為-256以上且-170以下，則決定轉換器C0NV4用的佔空因數寄存器DCR4的值，使得Lout為小且再生量為大的轉換器繼續保持0N，以使在先前狀態為0N模式時接著繼續保持0N，在先前狀態為SLEEP模式時將其解除而變為0N。
[0142]若dV/dt為超過-170且-85以下，則決定轉換器C0NV5用的佔空因數寄存器DCR5的值，使得Lout為中且再生量為中的轉換器C0NV5繼續保持0N，以使在先前狀態為0N模式時接著繼續保持0N，在先前狀態為SLEEP模式時將其解除而變為0N。
[0143]同樣，若dV/dt為超過-85且小於0，則決定轉換器C0NV6用的佔空因數寄存器DCR6的值，使得Lout為大且再生量為小的轉換器C0NV6繼續保持0N，以使在先前狀態為0N模式時接著繼續保持0N，在先前狀態為SLEEP模式時將其解除而變為ON。
[0144]《第17實施方式》
[0145]圖31是表示根據輸入信號的微分值dV/dt來設置死區的例子的圖。若微分值dV/dt為正且為大，則使用供給量大的供給轉換器C0NV1，若dV/dt為正且為中，則使用供給量為中等程度的供給轉換器C0NV2，若dV/dt為正且為小，則使用供給量小的供給轉換器C0NV3。另外，若dV/dt為負且為大，則使用再生量大的再生轉換器C0NV4，若dV/dt為負且為中，則使用再生量為中等程度的再生轉換器C0NV5，若dV/dt為負且為小，則使用再生量小的再生轉換器C0NV6。
[0146]如圖31(B)所示的例子那樣，在微分值dV/dt的絕對值小的範圍內持續位移的情況下，頻繁地來回切換轉換器C0NV3的供給動作以及轉換器C0NV6的再生動作。與此相對，如圖31 (A)所示，在微分值dV/dt的絕對值小且進入死區的情況下，轉換器C0NV1~C0NV6都停止。由此，防止頻繁地來回切換轉換器C0NV3的供給動作以及轉換器C0NV6的再生動作，佔空因數寄存器DCR3、DCR6的處理的集中得到緩和，並且動作也穩定。 [0147]《第18實施方式》
[0148]圖32(A)是表示第18實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置118A的構成的框圖。圖32(B)是輸出電壓的波形圖。
[0149]如圖32(A)所示，該高頻功率放大電路用電源裝置118A在雙向轉換器C0NV1~CONVn的輸出部設置偏置電壓疊加電路。該偏置電壓疊加電路是產生直流偏置電壓併疊加在多個雙向轉換器C0NV1~CONVn的輸出上的電路。產生該直流偏置電壓的電路由單個或者多個雙向轉換器構成。或者，從在輸入電壓的輸入部前級配備的電壓穩定化電路進行供
5口 ?
[0150]如圖32(B)所示，輸出電壓成為始終超過直流偏置電壓的值，成為在超過該偏置電壓的範圍內追隨於輸入信號的包絡的輸出電壓。通過該構成，輸出電壓變動範圍變窄，因為控制範圍被限定，所以控制性能得到提高。
[0151]圖33(A)是表示第18實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置118B的構成的框圖。該高頻功率放大電路用電源裝置118B是圖32(A)所示的高頻功率放大電路用電源裝置的更具體的例子。圖33⑶是高頻功率放大電路用電源裝置118B的輸出電壓的波形圖。在圖33(A)中，雙向轉換器CONVm是在輸入電壓的輸入部前級配備的雙向轉換器，供給直流偏置電壓。
[0152]在不超過直流偏置電壓的範圍內高頻功率放大電路(被供給輸出電壓的負載)成為可變電阻性能的情況下，產生直流偏置電壓的雙向轉換器CONVm的動作模式優選是其扼流線圈電流連續流過的動作模式，使得根據輸入電壓與時間比率唯一地決定輸出電壓。由此，前饋中的控制性能得到提高。另外，該直流偏置電壓也能根據需要來變動。
[0153]《第19實施方式》
[0154]圖34是表示第19實施方式的高頻功率放大電路用電源裝置119的構成的框圖。
[0155]由於轉換器切換電路11輸出的脈衝信號受到後級的器件延遲的影響，因此分別對高側的開關元件與低側的開關元件配備了 0N&0FF時邊沿延遲獨立調整部17H、17L，該0N&0FF時邊沿延遲獨立調整部17H、17L獨立地校準啟動時的上升沿的延遲時間以及關閉時的下降沿的延遲時間。FET驅動器18L利用0N&0FF時邊沿延遲獨立調整部17L的輸出信號來驅動低側的開關元件Q22。隔離器&FET驅動器18H利用ON&OFF時邊沿延遲獨立調整部17H的輸出信號來驅動高側的開關元件Q11。這些延遲調整部18H、18L由移位寄存器等構成。
[0156]這樣將延遲調整部配備在運算用微處理器MPU內部，根據實際的器件延遲的偏差而向各轉換器供給定時校準了的脈衝信號。
[0157]雖然能預料在運算用微處理器MPU內部被處理的數字數據的運算延遲時間，但接受轉換器切換電路11所輸出的脈衝信號的脈衝變壓器、數字隔離器、光電耦合器、FET驅動器、開關元件(FET等)等，主要是功率半導體的0N、0FF各自的傳播延遲時間的偏差相對來說非常大。雖然該偏差在實際的器件中成為問題，但通過根據這些偏差分別獨立地調整啟動或者關閉的延遲，從而例如能在生產工序中實現分別調整，能用被運算處理過的數據正確地控制功率半導體的0N/0FF。
[0158]符號說明
[0159]CNT…開關控制器
[0160]Co…輸出電容器
[0161]C0NV1 ~C0NV6、CONVn…雙向轉換器
[0162]C0NV1、C0NV2、C0NV3…供給轉換器
[0163]C0NV4、C0NV5、C0NV6…再生轉換器
[0164]D12、D22、D32…換流二極體
[0165]D41、D51、D61 …整流二極體
[0166]DCR1~DCR6、DCRn…佔空因數寄存器
[0167]DPWMI ~DPWMn…PWM 電路
[0168]DRV…驅動電路
[0169]DT…帶死區時間的互補輸出生成器
[0170]ESC…輸出側能量蓄積元件
[0171]Ll、L2、L4、Ln …扼流線圈
[0172]MPU…運算用微處理器
[0173]Qll、Q21、Qnl...整流開關元件
[0174]Q12、Q22、Q42、Qn2...換流開關元件
[0175]RESC…再生能量蓄積元件
[0176]RFin…高頻信號
[0177]RFout…高頻功率信號
[0178]SC…蓄電池
[0179]T1…變壓器
[0180]T2…脈衝變壓器
[0181]10…振幅變化監視電路
[0182]11…轉換器切換電路
[0183]12...延遲時間探測電路
[0184]13…輸出電容器電容推測單元
[0185]14...器件控制用接口部[0186]15...看門狗定時器電路
[0187]16…強制停止電路
[0188]17Η、17Ι^..0Ν&0ΡΡ時邊沿延遲獨立調整部
[0189]18Η…隔離器&FET驅動器
[0190]lSI^.FET 驅動器
[0191]20…RF信號處理電路
[0192]21…失真修正電路
[0193]22…延遲調整電路
[0194]101~106、108、110~114、118、119…高頻功率放大電路用電源裝置
[0195]201、206、211、212…高頻功率放大裝置
[0196]300…電壓穩 定化電路
【權利要求】
1.一種高頻功率放大電路用電源裝置，使作為電源電壓而向放大高頻信號的高頻功率放大電路供給的輸出電壓，根據上述高頻信號的振幅變化而變化，上述高頻功率放大電路用電源裝置的特徵在於，具備:單個或者多個雙向轉換器，設於輸入電壓的輸入部與上述輸出電壓的輸出部之間、且能進行電荷供給/再生；和振幅變化監視電路，檢測上述高頻信號的振幅變化，並控制由上述雙向轉換器進行的電荷供給/再生，使得上述輸出電壓追隨上述高頻信號的振幅變化。
2.根據權利要求1所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，在上述雙向轉換器的上述輸出部配備輸出側能量蓄積元件，在上述雙向轉換器的上述輸入部配備蓄積從上述輸出側能量蓄積元件再生的能量的再生能量蓄積元件。
3.根據權利要求1或2所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，配備多個上述雙向轉換器，上述振幅變化監視電路具備:切換電路，基於上述聞頻彳目號的振幅變化來切換由上述多個雙向轉換器進行的供給或者再生。
4.根據權利要求3所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述多個雙向轉換器進行供給或者再生的能量的量分別不同。
5.根據權利要求4所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述多個雙向轉換器進行供 給或者再生的能量的量，根據扼流線圈的電感或者寄生於電路的電感成分的差異而分別不同。
6.根據權利要求1~5中任一項所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述雙向轉換器具備:開關元件；以及開關控制電路，通過控制該開關元件的接通時間或者斷開時間來控制所供給或者再生的能量的量，上述開關控制電路進行使上述開關元件的時間比率、開關頻率、休眠時間以及突發時間中的任一個控制組合起來的控制。
7.根據權利要求1~6中任一項所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述高頻功率放大電路用電源裝置具備:延遲時間探測電路，掌握上述輸出電壓的變化相對於上述高頻信號的振幅變化的延遲時間。
8.根據權利要求1~7中任一項所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述振幅變化監視電路具備:供給再生電荷量調整單元，基於上述輸出側能量蓄積元件的電容值和上述高頻信號的振幅變化，來調整向上述輸出側能量蓄積元件供給或者再生的電荷量。
9.根據權利要求8所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述振幅變化監視電路具備求出上述高頻信號的振幅的微分值的單元，上述高頻信號的振幅變化的斜率越大，則上述供給再生電荷量調整單元越使向上述輸出側能量蓄積元件供給的電荷量或者從上述輸出側能量蓄積元件再生的電荷量增加。
10.根據權利要求1~7中任一項所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述振幅變化監視電路具備:輸出電容推測單元，檢測向上述輸出側能量蓄積元件施加的施加電壓以及電流，並推測上述輸出側能量蓄積元件的電容。
11.根據權利要求10所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述輸出電容推測單元是計算單元，該計算單元根據向上述輸出側能量蓄積元件流動的電流來檢測電荷移動量，並將該電荷移動量除以向上述輸出側能量蓄積元件施加的施加電壓的變化量而得到的值，作為上述輸出側能量蓄積元件的電容。
12.根據權利要求10或11所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述輸出電容推測單元對向上述輸出側能量蓄積元件施加的施加電壓以及電流進行採樣，並變換為數位訊號，通過基於多個點間的數據的數字運算來推測上述輸出側能量蓄積元件的電容。
13.根據權利要求1~12中任一項所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述振幅變化監視電路具備微處理器，上述微處理器具備:切換上述雙向轉換器的動作/停止的單元；探測上述雙向轉換器的異常的單元；和在探測到該異常時停止上述雙向轉換器的動作的單元。
14.根據權利要求1~13中任一項所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，在上述輸入電壓的輸入部前級配備電壓穩定化電路。
15.根據權利要求1~14中任一項所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述雙向轉換器由具備絕緣變壓器的絕緣型轉換器構成。
16.根據權利要求1~15中任一項所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述振幅變化監視電路，在每單位時間的高頻信號的振幅變化用△RFref(tl-tO)表示，上述單位時間為t0到tl的期間，必要的增益用Gain表示，進行供給的電荷量用+ AQ(tl-tO)表示,進行再生的電荷量用-AQ(tl-tO)表示，輸出側能量蓄積元件的電容用Cout表示，輸出電壓變化用AVout表示的情況下，進行滿足如下式子的控制:Δ Vout = Δ RFref (tl-tO) XGain =〔 +Δ Q (tl_t0) - Δ Q (tl_t0)〕/Cout。
17.根據權利要求1~16中任-項所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述振幅變化監視電路具備微處理器，上述微處理器使上述雙向轉換器離散地接通/斷開，來控制由上述雙向轉換器進行的電荷供給/再生。
18.根據權利要求17所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述振幅變化監視電路具備:脈衝產生器，基於根據上述高頻信號的振幅的微分值所求出的供給/再生電荷量，來求出多個雙向轉換器之中各雙向轉換器進行供給或者再生的電荷量的分擔，並使各雙向轉換器進行接通/斷開控制。
19.根據權利要求18所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述脈衝產生器具備:延遲元件，獨立地校準各雙向轉換器的啟動時的延遲時間以及關閉時的延遲時間。
20.根據權利要求17~19中任一項所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述振幅變化監視電路具備:在上述高頻信號的振幅的微分值小於閾值的情況下，進行停止上述雙向轉換器的離散的接通/斷開控制的死區控制的單元。
21.根據權利要求1~20中任一項所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，在上述輸出部配備疊加直流的偏置電壓的直流偏置電壓疊加單元。
22.根據權利要求21所述的高頻功率放大電路用電源裝置，其中，上述直流偏置電壓疊加單元由雙向轉換器、以及在時間軸上對該雙向轉換器產生的上述偏置電壓進行變更的控制電路構成。
23.—種高頻功率放大裝置，具備放大高頻信號的高頻功率放大電路、和高頻功率放大電路用電源裝置，該高頻功率放大電路用電源裝置使作為電源電壓而向該高頻功率放大電路供給的輸出電壓，根據上述高頻信號的振幅變化而變化，上述高頻功率放大裝置的特徵在於，具備:單個或者多個雙向轉換器，設於輸入電壓的輸入部與上述輸出電壓的輸出部之間、且能進行電荷供給/再生；和振幅變化監視電路，檢測上述高頻信號的振幅變化，並控制由上述雙向轉換器進行的電荷供給/再生，使得上述輸出電壓追隨上述高頻信號的振幅變化。
【文檔編號】H03F3/20GK103636119SQ201280030646
【公開日】2014年3月12日 申請日期:2012年5月25日 優先權日:2011年6月22日
【發明者】辻仁司 申請人:株式會社村田製作所