基站以及同步信道生成方法

2023-05-09 05:15:26 2

專利名稱：基站以及同步信道生成方法
技術領域：
本發明涉及生成同步信道的基站以及同步信道生成方法。
背景技術：
在W-CDMA(寬帶碼分多址，Wideband Code Division multiple Access)中， 移動臺使用被稱為同步信道(SCH: Synchronization Channel)的下行物理信道 進行小區搜索。同步信道由P-SCH(主SCH(Primary SCH))和S-SCH輔 SCH((Secondary SCH))的兩個子信道構成(參照非專利文獻1)。
P-SCH用於移動臺才全測時隙定時(slot timing)。 S-SCH用於移動臺^r測幀 定時以及擾頻碼組(scramble code group)。通過使用這兩個同步信道來實現高 速小區搜索。
P-SCH和S-SCH在時域中被碼復用後發送。在移動臺中，將P-SCH和 S-SCH反擴頻而分離。這樣，P-SCH和S-SCH在同一定時4皮碼復用而發送， 因此P-SCH和S-SCH受到的信道變動相同。 >人而，在S-SCH的相關才僉測時， 能夠利用已檢測的P-SCH作為參考(reference)信號(導頻信號)，並對S-SCH 進行同步檢波。由此，實現高精度的S-SCH檢測。
非專利文獻1: W-CDMA移動通信方式、立川敬二監修、平成14年3 月15日第4刷発行、112 ^—、
發明內容
發明要解決的課題
在下一代無線接入方式中，使用對於多路徑(multipath)的耐抗性更高的 OFDM(正交頻分復用，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)調製方式 的無線接入方式。OFDM調製後的信號在時域中被加上各種各樣的副載波的 信號。即使在被加上各種各樣的副載波的信號時，也期望能夠在移動臺中迅 速且容易地檢測同步信道。尤其，在小區搜索中，移動臺的處理量是問題所 在，根據如何能夠將該處理量變小，移動臺的電池持續時間會大大地變化。因此，本發明是鑑於上述問題而完成，其目的在於在使用P-SCH和S-SCH 的SCH結構中，高水平地維持移動臺的小區搜索時間特性，同時減少移動臺 的處理量。
解決i果題的方案
本發明的基站的特徵之一在於，包括
P-SCH基本波形生成單元，生成在每個規定數目的副載波間隔配置了在 頻域中一定振幅的碼的信號作為P-SCH的基本波形； 頻率-時間變換單元，將所述信號變換為時域；
碼序列乘法單元，對被變換為時域的所述信號乘以規定的碼序列； 時間-頻率變換單元，將乘以碼序列後的所述信號再次變換為頻域； S-SCH生成單元，生成S-SCH;以及
復用單元，對在所述時間-頻率變換單元中被再次變換為頻域的所述信號 復用所述S-SCH。
此外，本發明的P-SCH生成方法的特徵之一在於，包括
在頻域中以中心頻率為中心的(l/N)xNFFT(其中，N為整數，NFFT為FFT 窗大小)的頻域內生成CAZAC碼的步驟；以及
生成將所述CAZAC碼在頻域中重複後的重複序列的步驟。
發明效果
根據本發明的實施例，能夠高水平地維持移動臺的小區搜索時間特性， 同時減少移動臺的處理量。


圖l是本發明實施例的基站的方框圖。
圖2是本發明第1實施例的同步信道生成單元的方框圖。
圖3是表示頻域中的P-SCH的基本波形的圖(FDM型)。
圖4是將P-SCH的基本波形變換為時域時的圖(FDM型)。
圖5是在時域中對P-SCH進行了符號反轉(sign-invert)時的圖(FDM型)。
圖6是將P-SCH從時域再次變換為頻域時的圖(FDM型)。
圖7是復用了 P-SCH和S-SCH時的圖(FDM型)。
圖8是本發明第2實施例的同步信道生成單元的方框圖。
圖9是本發明第3實施例的同步信道生成單元的方框圖。圖IO是表示頻域中的P-SCH的基本波形的圖(CDM型)。
圖11是將P-SCH的基本波形變換為時域時的圖(CDM型)。
圖12是在時域中對P-SCH進行了符號反轉時的圖(CDM型)。
圖13是將P-SCH從時域再次變換為頻域時的圖(CDM型)。
圖14是對P-SCH進行了擴頻時的圖(CDM型)。
圖15是復用了 P-SCH和S-SCH時的圖(CDM型)。
圖16是本發明第4實施例的同步信道生成單元的方框圖。
圖n是本發明實施例的移動臺的方框圖。
圖18A是對使用了 FFT窗大小的百分之幾十(several tens percent)的頻域
的基本波形進行了時間變換時的圖。
圖18B是按照本發明第5實施例對基本波形進行了時間變換時的圖。 圖19A是表示按照本發明第1實施例到第4實施例而變換為時域的信號的圖。
圖19B是表示按照本發明第1實施例到笫4實施例乘以碼序列後的信號 的圖。
圖20是本發明第6實施例的同步信道生成單元的方框圖。 圖21是表示按照本發明第6實施例在時域中間隔剔除(puncture)後的信號 的圖。
圖22是本發明第6實施例的其他的同步信道生成單元的方框圖。
圖23是表示按照本發明第6實施例在時域中復用了 S-SCH的信號的圖。
圖24是本發明第6實施例的其他的同步信道生成單元的方框圖。
圖25是表示按照本發明第6實施例在頻域中乘以碼序列後的信號的圖。
圖26是本發明實施例的同步信道生成方法的流程圖(FDM型)。
圖27是本發明實施例的同步信道生成方法的流程圖(CDM型)。
標號說明
10移動臺
101同步信道生成單元 103共享數據信道生成單元 105復用單元 107 j專立葉反變糹灸單元 109 CP附加單元20、 30同步信道生成單元
201、 301 P-SCH基本波形生成單元
203、 303頻率-時間變換單元
205、 305碼序列乘法單元
207、 307時間-頻率變換單元
209、 309濾波器
211、 311 S-SCH生成單元
213、 313擾頻碼生成單元
215、 315擾頻碼乘法單元
217、 317復用單元
40、 50同步信道生成單元
401、 501 P-SCH基本波形生成單元
403、 503頻率-時間變換單元
405、 505碼序列乘法單元
407、 507時間-頻率變換單元
409、 509濾波器
411、 511 S-SCH生成單元
413、 513擾頻碼生成單元
415、 515擾頻碼乘法單元
417、 517復用單元
419、 519擴頻單元
421擴頻單元
60移動臺
601基本波形相關(correlation)單元
603同步信號副本(replica)生成單元
605碼序列乘法單元
607高層碼相關單元
609定時4全測單元
611 S-SCH檢測單元
25、 26、 27同步信道生成單元
256間隔剔除單元278碼序列乘法單元
具體實施例方式
以下參照

本發明的實施例。
圖1是本發明實施例的基站10的方框圖。基站10包括同步信道生成 單元101、共享數據信道生成單元103、復用單元105、傅立葉反變換單元107 以及CP附加單元109。
同步信道生成單元101生成移動臺用於進行小區搜索的同步信道(SCH: Synchronization Channel)。如前所述，SCH中有P-SCH(主SCH)和S-SCH(輔 SCH)。 P-SCH用於移動臺檢測時隙定時。S-SCH用於移動臺檢測幀定時以及 擾頻碼組。
由同步信道生成單元101生成的同步信道和由共享數據信道生成單元 103生成的共享數據信道在復用單元105中被復用。復用後的信道在傅立葉 反變換單元(IFFT)107中被變換為正交多載波信號。CP附加單元109在該多 載波信號中插入CP(Cyclic Prefix:循環前綴)。
為了移動臺接收這樣的同步信道從而實現高速小區搜索，P-SCH以及 S-SCH需要滿足以下的要4牛。
(1) SCH為了能夠進行副本相關的高速SCH定時檢測，使用小區公共的 碼(通過副本相關的定時檢測，能夠實現高速的相關處理的緣故)。
(2) S-SCH配置在時間/頻率軸上靠近P-SCH的位置(為了實現將P-SCH作
為參考信號的同步檢波)。
(3) 在對S-SCH進行同步檢波時，P-SCH作為參考信號使用，因此期望 P-SCH在頻率軸上為一定振幅(為了使每個副載波的信道估計的精度中不出 現偏差)。
(4) 在復用P-SCH和S-SCH時，期望被正交復用(為了使兩者不會互相干 擾)。同樣地，期望SCH和其他信道也被正交復用。
此外，作為減少移動臺的小區搜索處理量的P-SCH結構，需要滿足以下 的要件。
(5) 基於P-SCH的SCH碼元定時檢測在時域中使用副本相關來進行，因 此使用在時域中被重複Na次的基本波形(移動臺不需要在所有候選定時中計算完全的(full)副本相關，能夠大幅度地減少處理量的緣故)。被重複Na次的
基本波形也可以在每次重複時進行符號反轉。[第1實施例]
對於實現滿足上述要件的SCH結構的基站，參照圖2 圖7說明在頻域中復用P-SCH和S-SCH的情況(FDM型)。
圖2是詳細地表示本發明第1實施例的基站的同步信道生成單元20的圖。同步信道生成單元20包括P-SCH基本波形生成單元201、頻率-時間變換單元203、碼序列乘法單元205、時間-頻率變換單元207、濾波器209(任意選擇)、S-SCH生成單元211、擾頻碼生成單元213、擾頻碼乘法單元215以及復用單元217。如後所述，也可以沒有濾波器209。
P-SCH基本波形生成單元201生成頻域中的每個Na副載波的信號作為基本波形。該信號是通過使用CAZAC(恆定振幅零自相關序列，ConstantAmplitude Zero Auto Correlation sequence)碼等在頻域中一定振幅的碼來生成。通過使用這樣的在頻域中一定振幅的碼，能夠實現在時域中出色的自相關特性。作為這樣的碼(序列)，有CAZAC碼(Zadoff-Chu序列、Frank序列等)、PN碼(M序列、Gold序列)、刪截的(Truncated)PN碼、Golay碼。圖3表示由該P-SCH基本波形生成單元201生成的基本波形的例子。在最終生成128樣本的波形的情況下，在128樣本的頻域的緩衝器中對每個Na副載波(在圖3中Na二4)配置P-SCH。
頻率_時間變換單元203對由P-SCH基本波形生成單元201生成的信號進行傅立葉反變換(IFFT)，從而變換為時域。圖4表示這樣生成的波形。由頻率-時間變換單元203變換的波形成為Na次的重複波形(在圖4中Na=4)。這樣，通過使用在時域中的重複波形，從而不需要在全部樣本定時(128樣本)計算完全的相關。
但是，若使用時域中的單純的重複波形，則自相關特性會劣化。因此，碼序列乘法單元205對於由頻率-時間變換單元203變換為時域的信號，按每個重複單位乘以碼序列(Walsh、 CAZAC等)。或者，碼序列乘法單元205也可以對變換為時域後的信號進行符號反轉。圖5表示符號反轉時的波形。由此，在移動臺中可實現P-SCH的副本相關，能夠削減移動臺中的處理量。此外，P-SCH在時域中的自相關特性被改善(可得到尖銳的峰值)。進行傅立葉變換(FFT)，從而再次變換為頻域。圖6表示被再次變換為頻域時的信號。如圖6所示，再次變換為頻域時，雖然不完全是，但大致成為每個Na副載波的信號。此外，通過碼序列的乘法運算或者符號反轉，會如圖6所示那樣產生頻帶外分量。頻帶外分量也可以通過應用濾波器209除去。通過應用濾波器209,能夠減輕對頻帶外的其他信道的影響(但是，在SCH信號中產生失真)。此外，由於對頻帶外的其他信道的影響較輕，因此也可以不應用濾波器209。通過不應用濾波器209,不會產生SCH信號的失真。
另 一方面，S-SCH生成單元211生成S-SCH，並根據需要在擾頻碼乘法單元215中乘以由擾頻碼生成單元213生成的擾頻碼。通過乘以擾頻碼，能夠抑制時域的峰值的產生(PAPR(峰值對平均功率比，peak-to-average powerratio)變小)。
復用單元217對圖6所示的被再次變換為頻域的信號中，功率接近零的副載波的全部或者一部分復用S-SCH。
由此，能夠生成滿足上述的SCH的要件的同步信道，能夠高水平地維持移動臺的小區搜索時間特性，同時減少移動臺的處理量。
此外，對於實現滿足上述要件的SCH結構的基站，參照圖8說明在頻域中復用P-SCH和S-SCH的情況(FDM型)。
圖8是詳細地表示本發明第2實施例的基站的同步信道生成單元30的圖。同步信道生成單元30包括P-SCH基本波形生成單元301、頻率-時間變換單元303、碼序列乘法單元305、時間-頻率變換單元307、濾波器309(任意選擇)、S-SCH生成單元311、擾頻碼生成單元313、擾頻碼乘法單元315以及復用單元317。圖8所示的同步信道生成單元30的各個結構要素與圖2所示的同步信道生成單元20的各個結構要素的順序不同，但基本功能相同。
P-SCH基本波形生成單元301生成頻域中的每個Na副載波的信號作為基本波形。該信號是通過使用CAZAC碼等在頻域中一定振幅的碼來生成。基本波形如圖3所示那樣生成。
另一方面，S-SCH生成單元311生成S-SCH，並根據需要在擾頻碼乘法單元315中乘以由擾頻碼生成單元313生成的擾頻碼。
復用單元317對在圖3所示的頻域中復用了 P-SCH的副載波以外的副載波的全部或者一部分復用S-SCH。頻率_時間變換單元303對由復用單元317所復用的信號進行傅立葉反變換(IFFT)，從而變換為時域。對於這樣生成的波形中的P-SCH，生成圖4所示那樣的Na次的重複波形。
CAZAC序列等碼序列。或者，碼序列乘法單元305也可以對變換為時域後的信號進行符號反轉。符號反轉時的P-SCH如圖5所示。
進行傅立葉變換(FFT)，從而再次變換為頻域。被再次變換為頻域時的P-SCH信號如圖6所示。頻帶外分量也可以通過應用濾波器309除去。此外，由於對頻帶外的其他信道的影響較輕，因此也可以不應用濾波器309。
由此，能夠生成滿足上述的SCH的要件的同步信道，能夠高水平地維持移動臺的小區搜索時間特性，同時減少移動臺的處理量。
此外，對於實現滿足上述要件的SCH結構的基站，參照圖9 圖15說明在碼域(code domain)中復用P-SCH和S-SCH的情況(CDM型)。
圖9是詳細地表示本發明第3實施例的基站的同步信道生成單元40的圖。同步信道生成單元40包括P-SCH基本波形生成單元401、頻率-時間變換單元403、碼序列乘法單元405、時間-頻率變換單元407、濾波器409(任意選擇)、S-SCH生成單元411、擾頻碼生成單元413、擾頻碼乘法單元415、復用單元417、擴頻單元419以及擴頻單元421。如後所述，也可以沒有濾波器409。
P-SCH基本波形生成單元401生成頻域中的每個Na副載波的信號作為基本波形。其中，以同步信道帶寬的1/擴頻率的帶寬來生成。該信號是通過使用CAZAC(恆定振幅零自相關序列)碼等在頻域中一定振幅的碼來生成。圖10表示由該P-SCH基本波形生成單元401生成的基本波形的例子。若設擴頻率(spreadingfactor)為2,則在最終生成128樣本的波形的情況下，在64樣本的頻域的緩衝器中對每個Na副載波(在圖10中Na-4)配置P-SCH。
頻率_時間變換單元403對由P-SCH基本波形生成單元401生成的信號進行傅立葉反變換(IFFT),從而變換為時域。圖ll表示這樣生成的波形。由頻率-時間變換單元403變換的波形成為Na次的重複波形(在圖11中Na=4)。CAZAC序列等碼序列。或者，碼序列乘法單元405也可以對變換為時域後的 信號進行符號反轉。圖12表示符號反轉時的波形。由此，在移動臺中可實現 P-SCH的副本相關，能夠削減移動臺中的處理量。此外，P-SCH在時域中的 自相關特性被改善(可得到尖銳的峰值)。
進行傅立葉變換(FFT)，從而再次變換為頻域。圖13表示被再次變換為頻域 時的信號。如圖13所示，再次變換為頻域時，雖然不完全是，但大致成為每 個Na副載波的信號。此外，通過碼序列的乘法運算或者符號反轉，會如圖 13所示那樣產生頻帶外分量。頻帶外分量也可以通過應用濾波器409除去。 通過應用濾波器409,能夠減輕對頻帶外的其他信道的影響(但是，在SCH信 號中產生失真)。此外，由於對頻帶外的其他信道的影響較輕，因此也可以不 應用濾波器409。通過不應用濾波器409，不會產生SCH信號的失真。
擴頻單元419以擴頻率對再次變換為頻域的信號進行擴頻。圖14表示擴 頻時的頻域的信號。由於擴頻率為2，因此如圖14所示那樣可得到128樣本 的信號。
另一方面，S-SCH生成單元411以同步信道帶寬的1/擴頻率的帶寬生成 S-SCH。擴頻單元421以擴頻率對由S-SCH生成單元411生成的信號進行擴頻。
復用單元417對圖14所示的由擴頻單元419擴頻的信號，在碼域中復用 已被擴頻的S-SCH。
根據需要，對於由復用單元417復用的信號，在擾頻碼乘法單元415中 乘以由擾頻碼生成單元413生成的擾頻碼。通過乘以擾頻碼，能夠抑制時域 的峰值的產生(PAPR(峰值對平均功率比)變小)。
由此，能夠生成滿足上述的SCH的要件的同步信道，能夠高水平地維持 移動臺的小區搜索時間特性，同時減少移動臺的處理量。
此外，對於實現滿足上述要件的SCH結構的基站，參照圖16說明在碼 域中復用P-SCH和S-SCH的情況(CDM型)。
圖16是詳細地表示本發明第4實施例的基站的同步信道生成單元50的 圖。同步信道生成單元50包括P-SCH基本波形生成單元501、頻率-時間變 換單元503、碼序列乘法單元505、時間-頻率變換單元507、濾波器509(任意選擇)、S-SCH生成單元511、擾頻碼生成單元513、護0頻碼乘法單元515、復 用單元517以及擴頻單元519。圖16所示的同步信道生成單元50的各個結 構要素與圖9所示的同步信道生成單元40的各個結構要素的順序不同，但基 本功能相同。
P-SCH基本波形生成單元501生成頻域中的每個Na副載波的信號作為 基本波形。其中，以同步信道帶寬的1/擴頻率的帶寬來生成。該信號是通過 使用CAZAC碼等在頻域中一定振幅的碼來生成。基本波形如圖IO所示那樣 生成。
另一方面，S-SCH生成單元511以同步信道帶寬的1/擴頻率的帶寬生成 S-SCH。
復用單元517在碼域中對P-SCH復用S-SCH。
頻率-時間變換單元503對由復用單元517復用的4言號進行傅立葉反變換 (IFFT)，從而變換為時域。對於這樣生成的波形中的P-SCH,生成圖ll所示 那樣的Na次的重複波形。
碼序列乘法單元505對由頻率-時間變換單元503變換為時域的信號乘以 CAZAC序列等碼序列。或者，碼序列乘法單元505也可以對變換為時域後的 信號進行符號反轉。符號反轉時的P-SCH如圖12所示。
時間-頻率變換單元507對在碼序列乘法單元505中乘以碼序列後的信號 進行傅立葉變換(FFT)，從而再次變換為頻域。被再次變換為頻域時的P-SCH 信號如圖13所示。頻帶外分量也可以通過應用濾波器509除去。此外，由於 對頻帶外的其他信道的影響輕孩i,因此也可以不應用濾波器509。
擴頻單元519以擴頻率對再次變換為頻域的信號進行擴頻。擴頻時的頻 域的P-SCH信號如圖14所示。
根據需要，在擾頻碼乘法單元515中乘以由擾頻碼生成單元513生成的 擾頻碼。
由此，能夠生成滿足上述的SCH的要件的同步信道，能夠高水平地維持 移動臺的小區搜索時間特性，同時減少移動臺的處理量。 [移動臺的結構]
圖17是本發明實施例的移動臺60的方框圖。移動臺60包括基本波形 相關(correlation)單元601、同步信號副本生成單元603、碼序列乘法單元605、 高層碼(upper layer)相關單元607、定時檢測單元609以及S-SCH檢測單元
14611。
移動臺60將由天線接收到的多載波信號輸入到基本波形相關單元601 。 另一方面，同步信號副本生成單元603生成預先設定的基本波形的同步信號 副本，並依次輸入到基本波形相關單元601。在基本波形相關單元601中， 進行接收到的多載波信號和基本波形的同步信號副本的相關檢測。碼序列乘
進行符號反轉)。高， 高層碼的相關檢測。這樣，能夠進行P-SCH的副本相關。
定時檢測單元609從相關值檢測P-SCH的定時。進行P-SCH的定時檢測 時，將P-SCH作為參考信號在S-SCH檢測單元611中檢測S-SCH。另外， 在基站中施加有擾頻時，需要在同步檢波後進行解擾(descramble)。
在第1實施例到第4實施例中，基站生成頻域中的每個Na副載波的信號 作為P-SCH的基本波形，並將其變換為時域從而生成時域中的重複波形。說 明了通過利用該時域中的重複波形，可實現移動臺中的P-SCH的副本相關， 能夠削減移動臺中的處理量的情況。但是，若只是利用這樣的重複波形，則 依然存在以下的i果題。
OFDM信號具有一般在時域中PAPR(峰值對平均功率比)較大的特性。 即，由于振幅為各種各樣的值，因此在相關處理中需要實數(複數)的乘法運算。 該乘法運算會加大相關處理的運算量。為了減少移動臺中的相關處理的運算 量，優選移動臺的樣本定時中信號波形為一定(constant)振幅。
在第5實施例中，參照圖2、圖18A以及圖18B說明用於每N樣本生成 一定振幅的信號波形的基站的同步信道生成單元的結構。
在以往的OFDM信號中，將OFDM信號的發送接收處理中的FFT窗口 大小設為NFFT時，為了容易進行濾波處理而使用NFFT的百分之幾十 (NFFTxa)的頻域。FFT窗口大小是指對OFDM信號進行FFT處理的部分的區 域。另夕卜，NFFT的頻域相當於圖3中的128樣本的頻域。例如，在3GPP演 進UTRA和UTRAN中，將5MHz時的NFFT設為512，使用300/512=58.6% 的副載波數。在該範圍內生成P-SCH基本波形，並進行傅立葉反變換，則如 圖18A所示那樣，在採樣定時振幅成為各種各樣的值。
因此，在第5實施例中，圖2的P-SCH基本波形生成單元201僅使用在頻域中以中心頻率為中心的(l/N)xNFFT(其中，N為整數)的副載波。圖2的 P-SCH基本波形生成單元201在該範圍內使用CAZAC序列等碼來生成 P-SCH基本波形。將該P-SCH基本波形在頻率-時間變換單元203進行傅立 葉反變換時，如圖18B所示，每N樣本出現一定振幅的點。即，移動臺進行 小區搜索的P-SCH定時檢測時，通過使用每N樣本的信號，從而可進行以一 定振幅的信號為前提的處理(相關)。
N的值是任意的整數，但優選(1/N)作為接近3GPP演進UTRA和UTRAN 時的58.6%的值從而N=2。這時，每2樣本出現一定振幅的點。
進而，優選P-SCH基本波形生成單元201在(l/N)xNFFT的副載波的範 圍內，使用CAZAC碼之一的Frank序列來生成P-SCH基本波形。Frank序列 是指如下表示的序列。
序列長度N=m2(m:任意自然數)
相位數A=m
序列ak(k=0， 1 ，2,…,N-1 )=exp(-j27iHk/m)
其中，r是與m互質(relatively prime)的自然數(Km)， j是複數，lk是以下 所示的mxm的力口4又矩P車。 [數l]
formula see original document page 16、
通過這樣使用CAZAC碼之一的Frank序列，在數據調製後，在圖18B 所示的每N樣本，在IQ平面中出現一定振幅的點。具體來說，以BPSK調 制方式對N-4的Frank序列進行數據調製時，在IQ平面中出現振幅為(+l ， -l)的兩個點。此外，在以QPSK調製方式對N-16的Frank序列進行數據調 制時，在IQ平面中出現4個點。同樣地，在以8PSK調製方式對N-64的Frank 序列進行數據調製時，在IQ平面中出現8個點。從而，能夠減少移動臺進行 小區搜索時的運算量。
在第5實施例中，關於圖2的P-SCH基本波形生成單元201進行了說明， 但通過在圖8、圖9以及圖16的P-SCH基本波形生成單元也進行上述的處理，移動臺能夠進行以一定振幅的信號作為前提的處理。
另外，基站在頻域中使用(l/N)xNFFT的副載波作為P-SCH，從而能夠在 頻域中與其他信道進行正交。此外，關於P-SCH和S-SCH的復用，只要是在 (1/N)xNFFT副載波的範圍內，則頻域中的P-SCH波形也是CAZAC序列等， 因此還能進行P-SCH和S-SCH的復用的正交。
在第1實施例到第4實施例中，說明了通過對變換為時域的信號乘以碼 序列來改善自相關特性的情況。即，在頻域中將每Na副載波的CAZAC序列 變換為時域，得到圖19A所示那樣的時域中的重複信號。對該重複信號乘以 碼序列從而得到圖19B所示那樣的信號。由此，自相關特性被改善。但是， 仍然留有頻域中的振幅偏差。
在第6實施例中，參照圖20~圖25說明沒有自相關特性的劣化且用於在 頻域中保持一定振幅的同步信道生成單元的結構。
圖20表示用於在頻域中保持一定振幅的基站的同步信道生成單元25的 結構。同步信道生成單元25除了圖2所示的同步信道生成單元20之外，還 包括間隔剔除(puncturing)單元256。間隔剔除單元256在時J^或中將信號間隔 剔除為1/Ni(Ni為整數)。圖21表示在時域中被間隔剔除為1/4的信號。在將 這樣間隔剔除後的信號在時間-頻率變換單元207中變換為頻域時，CAZAC 序列被重複Ni次(在將間隔剔除為1/4的信號變換為頻域時，CAZAC序列被 重複4次)。即，在頻域中一定振幅被保持。此外，在將帶寬從1.25MHz擴大 到2.5MHz或者5MHz時，也能夠使用相同的副本波形。進而，在時域中間 隔剔除而產生成為NULL(零，zero)點的部分，因此可得到運算量減少的效果。 但是，會產生在時域中成為離散的波形，峰值功率增加的缺點。
圖22表示用於減少這樣的峰值功率的基站的同步信道生成單元26的結 構。除了復用單元217的位置不同之外，圖22與圖20相同。復用單元217 復用S-SCH，以作為整體來抑制峰值功率。圖23表示在時域中S-SCH被復 用的信號。通過這樣復用S-SCH，從而時域中離散的波形消失，可減少峰值 功率。
此外，圖24表示用於減少峰值功率的其他的基站的同步信道生成單元 27的結構。除了還具有碼序列乘法單元278之外，圖24與圖20相同。碼序 列乘法單元278對頻域中的CAZAC序列的重複，乘以碼序列。圖25表示在頻域中被乘以碼序列的信號。通過乘以這樣的碼序列，從而時域中離散的波 形消失，可減少峰值功率。
另夕卜，通過在圖22的時間-頻率變換單元207之後"&置圖24的碼序列乘 法單元278,還能夠組合S-SCH的復用和頻域中的碼序列的乘法運算。
在第6實施例中，說明了圖2的基站的同步信道生成單元20的變形例， 但在圖8、圖9以及圖16的基站的同步信道生成單元中，通過在時間-頻率變 換單元之前追加間隔剔除單元，並在時間-頻率變換單元之後追加碼序列乘法 單元，也能夠得到同樣的效果。
如使用上述的實施例說明的那樣，作為P-SCH,優選其滿足以下的要件。
(1) 為了充分提高SCH定時檢測的精度，P-SCH信號具有出色的自相關特 性(越是具有尖銳的峰值特性，則能夠檢測正確的定時的可能性越大)。
(2) 為了以低運算處理量進行SCH定時檢測，P-SCH信號為可實現運算處 理量的減少的信號(SCH定時檢測通過使用基於副本相關的方法，可進行高精 度的檢測。要求P-SCH使用能夠減少副本相關的運算處理量那樣的信號)。
(3) 為了提高S-SCH檢測時的信道估計的精度，P-SCH信號為在頻域中一 定振幅的信號(S-SCH檢測時，將P-SCH作為參考信號來進行信道估計，通 過對S-SCH進行同步檢波，可實現高精度的檢測。即，若P-SCH在頻域中為 一定振幅，則可得到較高的信道估計精度)。
為了具有上述要件(l)的時域中出色的自相關特性，需要P-SCH在頻域中 為一定振幅(或者接近一定振幅)。因此，如第1實施例中說明的那樣，使用 CAZAC碼等。另外，通過該要件被滿足，上述要件(3)也被滿足。
對於上述要件(2),需要減少運算次數。因此，可以如第1實施例中說明 的那樣，使用時域中的重複序列。進而，也可以如第6實施例中說明的那樣， 使用時域中NULL點多的序列(頻域中的重複序列)。
此外，對於上述要件(2)，也可以減少每一次的運算量。因此，如第5實 施例中說明的那樣，僅使用FFT窗口大小的1/N的副載波，在該副載波中使 用CAZAC碼等信號序列。此外，為了減少每N樣本的運算量，也可以使用 Frank序列。
如上所述，在頻域中復用P-SCH和S-SCH時，優選基站如圖26那樣生成P-SCH。
(步驟FDM1)生成CAZAC碼(參照第1實施例、第2實施例)。這時，優 選僅使用FFT窗口大小的1/N的副載波(參照第5實施例)。此外，作為CAZAC 碼也可以-使用Frank序列。
(步驟FDM2)生成頻域中的重複序列(生成在頻域中重複CAZAC碼的序 列)。該序列在時域中具有相當於重複次數的NULL點(value)(參照第6實施 例)。
(步驟FDM3)生成時域中的重複序列。該序列在頻域中具有相當於重複次 數的NULL點。即，相當於生成每Na副載波的信號(參照第1實施例)。若使 用時域中的單純的重複波形則自相關特性會劣化，因此對每個重複單位乘以 碼序列(Walsh、 CAZAC等)。另外，能夠在頻域中對NULL點的部分復用 S-SCH。
(步驟FDM4)作為CAZAC碼之一使用Frank序列，使用與Frank序列對 應的調製方式(參照第5實施例)。
上述的(步驟FDM1) (步驟FDM4)可以以任意順序來應用，也可以以任意 組合來應用。 如上所述，在碼域中復用P-SCH和S-SCH時，優選基站如圖27那樣生 成P-SCH。
(步驟CDM1)生成CAZAC碼(參照第3實施例、第4實施例)。這時，優 選僅使用FFT窗口大小的1/N的副載波(參照第5實施例)。此外，作為CAZAC 碼也可以使用Frank序列。
(步驟CDM2)生成頻域中的重複序歹'j(生成在頻域中重複了 CAZAC碼的 序列)。該序列在時域中具有相當於重複次數的NULL點(參照第6實施例)。
(步驟CDM3)作為CAZAC碼之一使用Frank序列，使用與Frank序列對 應的調製方式(參照第5實施例)。
上述的(步驟CDM1) (步驟CDM3)可以以任意順序來應用，也可以以任 意組合來應用。
如上所述，根據本發明的實施例，能夠高水平地維持移動臺的小區搜索 時間特性，同時減少移動臺的處理量。
本國際申請要求基於2006年5月1日申請的日本專利申請2006-127993號、2006年6月19日申請的日本專利申請2006-169452號以及2006年8月 22曰申請的日本專利申請2006-225922號的優先權，並將2006-127993號、 2006-169452號以及2006-225922號的全部內容引用到本國際申請中。
權利要求
1、一種基站，包括P-SCH基本波形生成單元，生成在每個規定數目的副載波間隔配置了在頻域中一定振幅的碼的信號作為P-SCH的基本波形；頻率-時間變換單元，將所述信號變換為時域；碼序列乘法單元，對被變換為時域的所述信號乘以規定的碼序列；時間-頻率變換單元，將乘以碼序列後的所述信號再次變換為頻域；S-SCH生成單元，生成S-SCH；以及復用單元，對在所述時間-頻率變換單元中被再次變換為頻域的所述信號復用所述S-SCH。
2、 如權利要求l所述的基站，其特徵在於，所述復用單元對在所述時間-頻率變換單元中被再次變換為頻域的所述 信號中功率小的副載波，在頻域中復用所述S-SCH。
3、 如權利要求l所述的基站，其特徵在於，所述復用單元對在所述P-SCH基本波形生成單元復用了 P-SCH的副載波 以外的副載波，在頻域中復用所述S-SCH。
4、 如權利要求l所述的基站，其特徵在於，所述P-SCH基本波形生成單元以同步信道帶寬中擴頻率的倒數的帶寬來 生成所述信號，所述基站還包括擴頻單元，將在所述時間-頻率變換單元中被再次變換為 頻域的所迷信號以所述擴頻率進行擴頻，所述S-SCH生成單元以所述同步信道帶寬中所述擴頻率的倒數的帶寬來 生成所述S-SCH並以所述擴頻率擴頻，所述復用單元對在所述擴頻單元中復用的所述信號，在碼域復用擴頻後 的所述S-SCH。
5、 如權利要求l所述的基站，其特徵在於，所述P-SCH基本波形生成單元以同步信道帶寬中擴頻率的倒數的帶寬來 生成所述信號，所述S-SCH生成單元以所述同步信道帶寬中所述擴頻率的倒數的帶寬來 生成所述S-SCH，所述復用單元對在所述P-SCH基本波形生成單元中生成的P-SCH，在碼 域中復用在所述S-SCH生成單元生成的S-SCH，所述基站還包括擴頻單元，將在所述時間-頻率變換單元中淨皮再次變換為 頻域的所述信號以所述擴頻率進行擴頻。
6、 如權利要求l所述的基站，還包括濾波器，除去將乘以碼序列後的所述信號再次變換為頻域時的頻帶外分量。
7、 如權利要求l所述的基站，其特徵在於， 所述基本波形生成單元使用CAZAC碼來生成所述信號。
8、 如權利要求l所述的基站，其特徵在於， 所述碼序列乘法單元對變換為時域的所述信號進行符號反轉。
9、 如權利要求l所述的基站，其特徵在於，所述P-SCH基本波形生成單元在頻域中以中心頻率為中心的 (1/N)xNFFT(其中，N為整數，NFFT為FFT窗大小)的頻域內生成P-SCH基 本波形。
10、 如權利要求l所迷的基站，其特徵在於，所述P-SCH基本波形生成單元在頻域中以中心頻率為中心的 (1/N)xNFFT(其中，N為整數，NFFT為FFT窗大小)的頻域內，使用Frank序 列生成P-SCH基本波形。
11、 如權利要求l所述的基站，還包括間隔剔除單元，間隔剔除在所述碼序列乘法單元中乘以碼序列後的所述 信號。
12、 如權利要求l所述的基站，還包括碼序列乘法單元，對在所述時間-頻率變換單元中再次變換為頻域的所述 信號乘以規定的碼序列。
13、 一種P-SCH生成方法，包括在頻域中以中心頻率為中心的(l/N)xNFFT(其中，N為整數，NFFT為FFT 窗大小)的頻域內生成CAZAC碼的步驟；以及生成將所述CAZAC碼在頻域中重複的重複序列的步驟。
14、 一種P-SCH生成方法，還包括 在頻域中復用P-SCH和S-SCH時，將所述重複序列在頻域中間隔剔除的步驟。
15、如權利要求13所述的P-SCH生成方法，其特徵在於，作為所述CAZAC碼，使用與規定的數據調製方式對應的Fmnk序列。
全文摘要
同步信道通過以下步驟生成，即生成在每個規定數目的副載波間隔配置了在頻域中一定振幅的碼的信號作為P-SCH的基本波形；將所述信號變換為時域；對被變換為時域的所述信號乘以規定的碼序列；將乘以碼序列後的所述信號再次變換為頻域；生成S-SCH；以及對被再次變換為頻域的所述信號復用所述S-SCH。
文檔編號H04W88/08GK101480094SQ20078002355
公開日2009年7月8日 申請日期2007年4月20日 優先權日2006年5月1日
發明者丹野元博, 佐和橋衛, 岸山祥久, 樋口健一, 永田聰 申請人:株式會社Ntt都科摩