把存儲介質的旋轉速率從起始速率改變到所需速率的方法

2023-05-17 13:29:56

>硬體要求1)2KRAM，以便作為非易失RAM的鏡象滿足快速存取保存的數據。這樣做有助於滿足非斷開命令(即ModeSense和LogSense)的需求。2)用於通電小時計數的ElapsedTimeCounter。電子電路驅動器電子電路由三個電路組件構成一個集成的主軸電機電路，如圖101A-101G所示；一個帶前置放大器的柔性(flex)電路，如圖102-105所示；以及一個包含主要驅動功能的主電路板，如圖106A至119所示。集成的主軸電機電路主軸電機板具有三個功能一個功能是接收圖101A中接插件J2上的致動器信號，並將其通過圖101G中的接插件J1傳遞到主板。該板的其他功能有無刷主軸電機驅動器和一個粗調位置傳感器前置放大器。這些功能將在以下詳述。繼續參考圖101A-G，該電路示出了主軸電機的驅動器。主軸電機驅動器電路包含圖101F中的U1，它是一個無刷電機驅動器，以及用於穩定主軸電機(電機未示出)的各種元件。U1是可編程的，並且使用由主板提供的1MHz時鐘。U1在FCOM信號端子上向主板發送定位脈衝，使主板能監控主軸速度。圖101A-G的電路還被用於產生一粗調位置誤差。運算放大器U2和U3產生該誤差信號。U2和U3使用12伏電源和+5伏電源。+5伏電源被用作參考。參考信號穿過鐵氧體磁珠進到U3的輸入腳3和5，U3具有487K的反饋電阻R18和R19與47徽微法拉的電容C19和C20相併聯。兩個互阻抗(transimpedance)放大器U3A和U3B接收來自位於致動器(未示出)上的位置敏感檢測器的輸入。該檢測器類似於一個分離檢測器光電二極體。放大器U2A的增益為2，用於差分放大來自U3A和U3B的輸出。U2A的輸出作為粗調位置誤差被發送給主電路板。另一運算放大器U2B的參考電平是輸入腳6上由電阻R23和R17產生的。該參考電平需要互阻抗放大器U3A和U3B的和輸出，這二者的和出現在U2B的節點5上，它應該與節點6上來自分壓電阻R23和R17的電壓相同。反饋電容C21使U2B形成一個積分器，通過電阻R21驅動電晶體Q3。Q3驅動一個LED，其光線照射到光電二極體(均未示出)上。這樣就基本上構成一個閉環系統，確保從互阻抗放大器U3A和U3B輸出的某些電壓電平。參見圖101A-G，該板的另一功能是電機退出驅動器。電機驅動器是一個達林頓Q1，參見圖101E，電流由電晶體Q2限制並取決於電阻R7。二極體D1和C11用於抑制電機(未示出)的噪聲。盤盒退出機構位置的是通過霍爾效應傳感器U4檢測的，參見圖101D，並且用於確定齒輪串的位置，直至盤盒被退出。在板上還有三個開關WP-SW，CP-SW和FP-SW，用於檢測盤盒是否處於防寫狀態，是否存在盤盒，以及前面板開關是否請求主處理器退出盤盒。前置放大器這裡有前置放大器的兩個實施例。通用的元件如圖102A-D和103A-D所示。兩個實施例之間不同的元件如圖104A-105B所示。圖102A-105B中所示的光學模塊柔性連線器(theopticsmod-uleflexLead)有三個主要功能。其一是伺服互阻抗放大器部分；第二是讀通道讀出前置放大器；第三是一個雷射器驅動器。圖102A中示出了接插件J4和來自U1的信號，如圖102B所示，這些信號是互阻抗信號。TD和RD是用於伺服信號的兩個四線檢測器。在最初對齊過程中，X1沒有連接到X2，因此四條線可被各自對齊。然後，X1腳1被連接到X2腳1，X1腳2連接到X2腳2，依次類推。然後通過放大器U1A至U1D對兩個四芯導線的電流之和進行互阻抗放大。由四個四線信號產生主板上的伺服信號。互阻抗放大器U1A-U1D是由100K歐姆的電阻RP1A，RP1B，RP1C和RP1D與1徽微法拉的電容C101-C104並聯而構成的。圖102A加的光電二極體FS是一個正向檢測二極體。其正向檢測電流指示雷射器發出的功率，並且通過接插件J4的腳15連接到主板上。參見圖102B，圖中的U106連接到J103。J103是另一個四線檢測器，其四條線中的兩條被用於產生差分的MO(磁光)信號以及和信號。U106是一個VM8101，它是專為MO驅動器製做的前置放大器，並且也是一個跨阻抗放大器。來自U106的讀+/-信號可以通過來自接插件J103腳6的預格式信號在差信號與和信號之間切換。圖103A-D示出了用於寫電平的電平轉換器U7B，U7C和U7D。U7B，U7C和U7D是三個差分運算放大器，它們也帶有補償，可以穩定地承受大的容性負載。U7B，U7C和U7D外圍的電阻和電容執行穩定性的任務。差分放大器U7B，U7C和U7D的增益為1/2，用於為圖104A-B中所示的電晶體基極Q301，Q302，Q303，Q304，Q305和Q306建立寫電平。寫電平有三個寫電平1，寫電平2，及寫電平3，這樣就允許本發明對需要寫入MO信號的脈衝串中的不同的脈衝提供不同的寫電平。圖103C中的第四運算放大器U7A設定讀電流電平。U7A驅動Q12，並把電流鏡像到電晶體Q7，Q8和Q9中。Q7和Q8中的鏡像電流是流向雷射器的實際讀出電流。本發明的光碟系統的組合包括雷射器，向雷射器傳遞電流的第一裝置，以及數字邏輯裝置，用於切換第一裝置的電源，從而驅動雷射器，因而僅在激勵雷射器時才消耗電功率，並且得到能增強上升和下降的切換特性。在一個優先實施例中，如圖104A和104B所示，數字邏輯裝置包括CMOS緩衝器U301和U302，它們可以接在電源地和全供電電壓之間。另外，第一裝置最好是用傳遞電晶體(passtransistors)Q301-Q306來實現，參見圖104A-B。本光碟系統的類型屬於具有聚焦機構和跟蹤機構，一個鏡頭，以及被讀的光碟，按照其另一方面，本例中的機構是由反饋環來控制的。這種反饋環的優先實施方案之一包括一個用於產生伺服信號的電子電路，以便實現聚焦機構和跟蹤機構的校正，向雷射器傳遞電流的第一裝置，以及切換第一裝置的電源以驅動雷射器的數字邏輯裝置，從而僅在激勵雷射器時才消耗電功率，並且可以獲得增強的上升和下降切換特性。在本實施例中，數字邏輯裝置包括CMOS緩衝器，它們最好是連接在電源地和全供電電壓之間。如上所述，第一裝置可用傳遞電晶體來實現。圖104A-B進一步示出了實際的脈衝驅動器及接通雷射器LD1的允許腳。雷射器實際上是由CMOS門U301和U302A來保護的，從而保證在電壓電平上升時使雷射器不受任何電流尖峰的影響。U302A保證來自LaserON信號的邏輯低，並且U302A能保持電流鏡象，如圖103A所示，不被允許，直到U302A的讀允許線，即腳1，2和3被U302A的腳20，21，22和23上的高邏輯電平允許時為止。它還提供一個信號，該信號僅在雷射器被激活之後才允許用寫脈衝驅動雷射器。激活是由U302A的腳4來執行的，該腳4控制著301A，301B和302B的輸入。U302和U301的允許腳，即腳13和24，以及U301A的腳24是獨立的寫信號，它們對應寫選通脈衝1，寫選通脈衝2及寫選通脈衝3。接通由獨立的電晶體Q301至Q306產生的電流源就可以產生的三個寫電平。圖104B中的鐵氧體珠301和302起把讀電流和寫電流隔離的作用，並且出於EMI的要求防止RF調製從電纜中向回發射。參見圖105A-B，U303是HewlettPackard生產的訂製集成電路IDZ3，其作用是產生約為460MHz的電流。該電流被引入雷射器用於RF調製，從而降低雷射器噪聲。其輸出通過C307耦合。在U303上有一個允許腳1，用於接通及關斷調製。本發明包括一個改進的Colpitts型振蕩器，其脈衝振鈴被減小了。該振蕩器包括一個用於提高振蕩器阻抗的諧振電路。諧振電路也可以包括一個電感。本發明的一個方面就是增大振蕩器的供電電壓，從而便於增大RF調製幅度及減少振鈴。如下文所詳述，改進的Colpitts振蕩器電路的一個優選實施例包括一個具有發射極，基極和集電極的電晶體；一個電壓源；以及一個串聯在集電極和電壓源之間的負載電阻，從而在向振蕩器提供寫脈衝時緩和振蕩器的振鈴。還可以有益地用一個負載電感與負載電阻相串聯。在本實施例中，寫脈衝被加到負載電阻和負載電感的連接點上，在跨過發射極和集電極的集電極與地之間可以連接一個分裂電容器的振蕩槽路。本發明的另一優選實施例的改進Colpitts振蕩器電路包括一個具有發射極，基極和集電極的電晶體；一個連接在集電極和地之間的分裂電容器，跨接在發射極和集電極上；一個電壓源；以及串聯在集電極和電壓源之間的負載電感和負載電阻，從而可以在寫脈衝被加到負載電感與負載電阻之間的連接點上時緩和振蕩器的振鈴。本實施例中也具有提高的供電電壓，以便增大RF調製幅度及減少振鈴。這一Colpitts振蕩器具有一個加大電阻的負載電路，該振蕩器可以有利地與雷射器和寫脈衝源組合在一起提供。在一個最佳實施例中，負載電路還包括一個電感。這一組合要以改成包括一個雷射器，一個寫脈衝源，一個電壓源一個具有帶發射極，基極和集電極的電晶體的Colpitts振蕩器，以及一個串聯連接在集電極和電壓源之間的負載電阻，從而可以在向振蕩器提供寫脈衝時緩和振蕩器的振鈴。它可以包括一個與負載電阻相串聯的槽路電感，寫脈衝加在負載電阻與諧振電感之間的連接點上，和/或一個連接在集電極與地之間，跨接在發射極和集電極上的分裂電容器槽路。用於本發明光碟系統的這一組合中的另一實施例包括一個雷射器，一個寫脈衝源，一個具有帶發射極，基極和集電極的電晶體的Colpitts振蕩器，以及一個連接在集電極與地之間，跨接在發射極和集電極上的分裂電容器槽路，一個電壓源，以及串聯在集電極與電壓源之間的負載電感和負載電阻，這樣就可以在把寫脈衝加到負載電阻和負載電感之間的連接點上時緩和振蕩器的振鈴。這一實施例也具有增加的負載阻抗和增加的電壓，以便於增大RF調製幅度並減少振鈴。在Colpitts振蕩器中減少振鈴的方法包括增大振蕩器的負載電阻以及增大供給振蕩器的電壓。如上所述，這種光碟系統包括聚焦機構和跟蹤機構，這些機構是有利地由反饋環控制的，反饋環包括產生一個伺服誤差信號的電子電路，用於實現聚焦機構的和跟蹤機構的校正，一個雷射器，一個寫脈衝源，一個具有帶發射極，基極，和集電極的電晶體的Col-pitts振蕩器，以及一個連接在集電極與地之間，跨接在發射極和集電極上的分裂電容器槽路，一個電壓源，以及串聯在集電極與電壓源之間的槽路電感和負載電阻，這樣，當寫脈衝被加到負載電阻與諧振電感之間的連接點上時，就可以緩和振蕩器的振鈴。在圖104中，第二實施例使用一個在單個電晶體Q400周圍構成的Colpitts振蕩器，參見圖104B，包括一個分裂電容器組C403，以及C402，和電感L400。該電路的偏置電壓為12伏，負載電阻R400為2K，從而確保來自鐵氧體珠FB301的寫脈衝不會使振蕩器電路產生任何振鈴。如果需要禁止，可以通過將R402接地而形成的基極信號來禁止振蕩器。在以前的設計中，Colpitts振蕩器包括一個5伏電源和一個替代R400的電感。這種不同的設計結構為雷射器提供了足夠的調製幅度，可以減少噪聲。然而，這種以前的設計結構在提供寫脈衝時可能會發生振鈴。由於用電阻R400替代了電感，寫脈衝不再在振蕩電路中感應出振鈴。為了清除振鈴並持續地維持RF調製中的足夠的峰-峰電流，需要把振蕩器電源由5伏改為12伏，並且要適當地改變所有電阻。主電路板圖106A-119C表示主電路板。主電路板包括未包含在主軸電機板或前置放大器中的驅動功能。其中包括SCSI控制器，用於讀和寫的編碼器/解碼器，讀通道，伺服裝置，功率放大器，以及伺服誤差產生器。圖106A所示是來自前置放大器的flex電路Jl的連接。如圖102A中所示，前置放大器flex電路J1的腳15是來自前置放大器flex電路板的正向檢測電流，見圖102A。圖106A中的電阻R2提供檢測輸出負的參考電壓。運算放大器U23B緩衝這一信號，該信號是用ADCU11(圖110C-D)來測量的。圖106A中的兩個電阻R58、R59實現電阻分壓的功能，用於使雷射器讀出電流電平獲得較精確的解析度。圖110D中所示的數-模轉換器U3的輸出設定了雷射器的讀電流。圖110A-B中的DSPU4控制該轉換器。圖106E表示Eval接插件J6，也稱為測試接插件。Eval接插件J6在測試模式下通過圖108A(1)-A(3)中所示的U43的I/O埠向處理器U38(圖109A-B)提供一個串行通信鏈路。圖106F中的比較器U29A為處理器產生SCSI復位信號。圖106G中的電源監視器U45監測系統電源，並且保持系統在復位狀態，直到5伏電源和12伏電源達到容許範圍之內時為止。圖106H中的接插件J3A把主電路板連接到主電源。電源濾波器F1和F2為主電路板濾波。參見圖106I，電容耦合的底盤MT1，MT2用於主電路板與底盤的電容接地，形成AC接地到底盤。圖107A-C中的U32表示SCSI緩衝器管理器/控制器電路。U32執行緩衝功能以及SCSI總線的命令處理。U19A展開來自圖108A的U43的探測到ID信號的長度。在圖107C中，U41，U42和U44是用做SCSI緩衝器的1Mbx9緩衝器RAM。圖107B示出了一個八位雙列直插開關S2。開關S2是一個通用的DIP開關，用於選擇諸如復位和端接的SCSI總線參數。圖108A表示一個編碼/解碼電路U43，它是SCSI控制器的一部分。編碼/解碼電路U43執行數據的RLL2，7編碼/解碼，並提供全部所需的信號，以及對用於1x和2x5-1/4英寸光碟的ISO標準光碟格式的扇區格式進行解碼。該電路還有通用的輸入/輸出，它執行多方面的功能，包括與各種串行設備的通信，啟動偏置線圈驅動器，以及確定偏置線圈的極性。圖108A(3)中的一個小的非易失性RAMU34，存儲著驅動器的專用參數。這些參數是在驅動器的校驗和製造時設定的參數。圖108B中所示的SCSI有源終端部件U50、U51可以由圖107B中的開關S2來接入。圖108A中的編碼/解碼電路43具有一個特殊方式，當這種方式在驅動器中使用時，一種NRZ位模式可被允許用於輸入和輸出。在得到允許時，圖115A-C中的訂製GLENDECU100可被用於4x光碟的RLL1，7編碼/解碼。在這種方式的編碼/解碼中，電路U43可以允許使用用於其他光碟規格的許多其他編碼/解碼系統。圖109示出了一個80C188系統控制處理器U38。80C188系統控制處理器U38的工作頻率是20兆赫茲，帶有256K字節的程序存儲器U35、U36和256K字節的RAMU39、U40，參見圖109C-D。80C188系統控制處理器U38控制驅動器的功能。80C188系統控制處理器U38是一個通用處理器，並且可以編程，以便處理不同的格式和不同的用戶需求。不同的光碟格式可以由適當的支持設備和編碼/解碼系統來處理。圖110示出了一個TITMS320C50DSP伺服控制器U4，一個用於轉換伺服誤差信號的多輸入模-數轉換器U11，以及一個用於提供伺服驅動信號和電平設定的8通道/8位數-模轉換器U3。DSP伺服控制器U4從模-數轉換器U11接收信號，並向數-模轉換器U3輸出信號。DSP伺服控制器U4的控制功能之一是通過DSP伺服控制器U4的腳40上的指示信號監控主軸的速度。DSP伺服控制器U4通過腳45上的控制信號來確定寫驅動或是讀驅動。DSP伺服控制器U4通過圖115A-C所示的GLENDECU100與系統控制處理器U38通信。DSP伺服控制器U4執行微調跟蹤伺服，粗調跟蹤伺服，聚焦伺服，雷射器讀功率控制，以及盤盒退出控制。DSP伺服控制器U4還監視主軸速度，用於校驗光碟是否是在速度公差範圍內轉動。模-數轉換器U11執行對聚焦，跟蹤，及粗調位置信號的轉換。聚焦和跟蹤轉換是使用來自模-數轉換器U11的腳17和18上的+/-參考來完成，它是由四線和信號產生的。四線和信號是各伺服信號的和。誤差信號的規格化是以+/-四線和為參考來執行的，利用一個+/-電壓參考來轉換粗調位置，四線信號以及正向檢測。圖110D中的數-模轉換器U3的輸出包括微調驅動信號，粗調驅動信號，聚焦驅動，LS及MS信號。這些信號是用於驅動功率放大器(圖111A-B中的U9和U11，以及圖112B中的U8)以及閉合伺服環路的伺服信號。聚焦包括FOCUSDRYLS和FOCUSDRYMS驅動信號。FOCUS-DRYLS信號使聚焦電機以開環方式微調步進，用很小的步進達到光碟。FOCUSDRYMS信號被用做伺服環路驅動器。圖110D中的數-模轉換器U3的腳7包含信號READLEVELMS。數-模轉換器U3的腳9包含信號READ_LEVEL_LS。來自數-模轉換器U2的腳7，9的這些信號被用來控制雷射讀功率。數-模轉換器U3的腳3是用在4x讀通道誤差恢復中的門限失調，用於在讀通道中引入失調，實現誤差恢復。本發明的光碟系統通常包括透鏡和待讀取的光碟，並且本發明所涉及的內容還包括一種聚焦捕捉的改進方法，它包括以下步驟把光照射到待讀的光碟上，最初把透鏡縮回到其行程的底部，掃描到透鏡行程的頂部同時搜索圖110D中U11的腳25上的最大QuadSum信號，移動透鏡使其離開光碟，監測從光碟上反回的總光量，在監測期間確定總光量，當總光量達到測得的峰值的一半以上，搜索第一個過零點，確定QuadSum信號何時超過峰值的一半，以及在該點上停止調焦。本發明的這種方法的另一個實施例包括以下步驟把光照射到待讀的光碟上，把透鏡移到第一位置，監測QuadSum信號，把透鏡朝著待讀的光碟移離第一位置，同時尋找最大QuadSum信號，移動透鏡使其離開光碟，監測從光碟接收到的總光量，在監測光的過程中確定總光量何時達到測得的峰值的一半以上，搜索第一個過零點，確定QuadSum信號在何時超過峰值的一半，並且在QuadSum信號超過峰值的一半時停止調焦。在這種方法的兩個實施例中，照射光都是可以來自雷射器的。本發明所改進的聚焦捕捉系統包括用於把光照射到待讀光碟上的裝置，移動裝置，用於在最初把透鏡縮回到其行程的底部，再相繼地一直掃描到透鏡行程的頂部，同時搜索最大的QuadSum信號，然後再反向把透鏡移離光碟，監測裝置，用於監測從光碟返回的總光量，並且在監測期間確定總光量何時達到測得的峰值的一半以上，用於搜索第一過零點的裝置，以及用於確定QuadSum信號何時超過峰值的一半，並且在該點上停止調焦的裝置。本發明的聚焦捕捉系統的另一個實施例包括用於把光照射到待讀光碟上的裝置，用於監測QuadSum信號的裝置，移動裝置，用於把透鏡移到第一位置，把透鏡朝著待讀光碟移離第一位置，並且再反向把透鏡移離光碟，用於監測從光碟接收到的總光量的裝置，在光的監視過程中用於確定總光量在何時達到測得的峰值的一半以上的裝置，用於搜索第一過零點的裝置，用於確定QuadSum信號在何時超過峰值的一半的裝置，以及在QuadSum信號超過峰值一半時停止調焦的裝置。在本例中，把光照射到待讀光碟上的裝置包括一個雷射器。本發明的另一方面包括一個與這種光碟系統配合使用的反饋環，該光碟系統具有聚焦機構，跟蹤機構，一個透鏡，一個待讀的光碟，其中的機構是由反饋環控制的。這種反饋環的一個實施例包括用於產生伺服信號的電子電路，伺服信號被用於實現聚焦機構和跟蹤機構的校正，用於把光照射到待讀光碟上的裝置，移動裝置，用於最初把透鏡縮回到其行程的底部，再相繼地掃描到透鏡行程的頂部，同時搜索最大的QuadSum信號，然後再反向移動透鏡使其遠離光碟，用於監測從光碟反回的總光量的裝置，並且用於在監測過程中確定總光量在何時達到測得峰值的一半以上，用於搜索第一過零點的裝置，以及用於確定QuadSum信號在何時超過峰值的一半，並在該點上停止調焦的裝置，這樣就能提高聚焦收集的能力。圖110D還示出了一個2.5伏參考U24，它被放大器U23D放大2倍，達到5伏參考值。2.5伏參考U24供比較器U29使用。比較器U29把跟蹤誤差信號的AC分量與零電壓相比較，從而確定跟蹤的過零點。跟蹤誤差信號被數位化後發送給圖115A-C中所示的GLENDECU100，用於確定在找道操作中使用的跟蹤過零點。圖110C-D中的模-數轉換器U11使用四線和信號來執行聚焦和跟蹤誤差的轉換。把四線和作為模-數轉換器U11的腳17和18上的參考，可以把誤差信號自動地校正到四線和信號。模-數轉換器U11用和信號除誤差信號，並給出一個規格化的誤差信號，輸入到伺服環內。其優點是這種伺服環中要處理的變量數目可以減少。這種規格化功能可以由外部的模擬除法器來執行。但模擬除法器具有固有的精度和速度問題。這種功能也可由圖110A-B中的DSP伺服控制器U4來執行，用四線和信號對誤差信號進行數字除法運算。在DSP伺服控制器U4中的除法運算需要大量的時間。當採樣速率為50KHz時，可能來不及做除法運算並且在伺服環內對誤差信號作數字處理。由於以四線和作為參考，不需用除法就能自動地規格化誤差信號。參見圖110和113，在圖110C-D中的模-數轉換器U11的腳17、18上的模-數參考信號是由圖113的運算放大器U17A，U17B發出的。運算放大器U17A、U17B產生參考+/-電壓。開關U27A，U27B為運算放大器U17A，U17B選擇輸入的參考。當開關27B動作時，運算放大器U17A，U17B的作用是產生1伏參考和4伏參考(2.5伏+/-1.5伏參考)，或是在開關U27A動作時產生一個來自四線和的參考。開關U27A和U27B按照伺服採樣速率50KHz被切換。這樣就使聚焦和跟蹤採樣能使用每個伺服採樣中的QuadSum，並且QuadSum，正向檢測以及粗調位置則以2.5伏+/-1.5伏為參考值來獲得。通過對參考值的多路轉換，可以在單個模-數轉換中實現伺服誤差的自動規格化。總之，圖113中的開關系統對兩種不同的參考電平執行多路轉換。該開關系統能實現真正的參考電平模-數轉換，用於雷射器功率以及來自光碟的檢測信號總量，並且在使用四線和參考時校正伺服誤差信號。對諸如雷射功率，四線和電平，聚焦誤差信號，以及跟蹤信號來說，通過在兩個參考電平之間以50kHz的速率進行切換，可以實時地對這些信號進行轉換。圖111示出的電路具有圖111A中的聚焦功率放大器U9和圖111B中的微調驅動功率放大器U10。功率放大器U9、U10的腳10是數字允許線，它們是由處理器控制的。採用徽處理器控制的優點之一是功率放大器在驅動電源接通的過程中無效，以便防止損壞以及相應的聚焦和驅動部件在此期間出現失控的移動。功率放大器U9、U10都採用2.5伏參考作為模擬參考值，並且用5伏電源供電。功率放大器U9、U10接受來自DSP伺服控制器U4的數-模輸入，以控制電流的輸出。聚焦功率放大器可以驅動+/-250毫安的電流，微調功率放大器可以驅動+/-200毫安的電流。圖112示出了具有功率放大器U30(圖112A)和U8(圖112B)的電路，用於MO偏置線圈的驅動和粗調驅動。功率放大器U30、U8由12伏電源供電，以便使電機兩端的電壓範圍較大。偏置線圈(未示出)是數字控制的，以便被使能，並且被設置到擦除極性或寫極性。功率放大器U30可以向20歐姆的線圈輸出1/3安培的電流。粗調電機功率放大器U8的設計指標是向13-1/2歐姆的負載提供最高為0.45安培的電流。功率放大器U8的一個輸入端上有一個電平變換器U23A，從而把電壓驅動的參考從2.5伏變為5伏。如圖111和112中所示的功率放大器U9、U10、U30、U8的結構是類似的，並且得到補償的帶寬範圍大於30KHz。圖112B中設在粗調功率放大器U8上的箝位二極體CR1，CR2，CR4，CR5使功率放大器U8的輸出電壓不致當粗調電機反向轉動時，因電機的反電動勢(EMF)而過份升高。箝位二極體CR1，CR2，CR4，CR5將會使功率放大器U8不致長時間進入飽和而給找道造成困難。圖112A中的放大器U26A的輸出和分壓電阻R28/R30把偏置電流反饋回圖114A所示的模-數轉換器U6。從而使處理器U38(圖109)能確保偏置線圈在實行寫入之前處在所希望的狀態。參見圖113，按照以上參照圖110的說明，四線和參考變換器是由電路U27A，U27B，U17A和U17B實現的。主軸電機接插件J2把信號傳送給其他電路元件。差分放大器U23C把粗調位置誤差轉換成以2.5伏為參考。來自主軸電機板(J2)的粗調位置誤差是以Vcc為參考的。電晶體Q14是前面板發光二極體LED1的驅動器。參見圖114，U6是一個串行A/D轉換器，用於轉換來自溫度傳感器U20的信號。響應於被測溫度的變化對驅動器進行校準。這是本發明的一個重要特性，特別是在4x寫入的情況下，此時的寫入功率是臨界的，並且有可能需要將其作為系統溫度的函數來調整。在模-數轉換器U6的腳2(PWCAL)和腳6上的信號是由84910(圖117)發出的伺服差分放大器信號。這些信號可以用來對讀通道信號採樣，並且由圖117B中84910的腳27-30上的數位訊號來控制。在本實施例中，腳27-30是接地的，但是，熟悉本領域的人員都知道，這些腳可以由各種不同的信號驅動，因此在需要校準時可以對各種信號採樣。圖114A中U6的腳3是AGC電平，該電平經過U21B的緩衝，然後用電阻分壓，達到能輸入到A/D轉換器的量級。此AGC電平將在一已知寫過的扇區中被採樣。所得的值將作為固定的AGC電平在U16的腳19上被寫出。該固定AGC電平被輸入到圖117的84910。84910隨之設置AGC電平，從而在評估扇區以便確定其是否是一個空白扇區的過程中禁止放大器工作在最大增益狀態。本發明的光碟驅動器系統包括以下裝置的組合一個盤形存儲介質，介質上具有多個數據扇區，放大裝置，用於評估一個特定的扇區，從而確定該扇區是否是空白的，以及一個裝置，它在對扇區進行評估的過程中禁止放大器工作在最大增益狀態。在本發明的一個具體實施例中，用於禁止放大裝置的裝置包括圖109A和B所示的微處理器U38，它用於設定放大裝置的增益電平。按照以下的進一步詳述，本發明的光碟系統屬於這種類型，它具有聚焦機構，和跟蹤機構，一個透鏡，及一個待讀光碟，上述機構是由反饋環控制的，反饋環包括用於產生伺服信號的電子電路，從而實現聚焦機構和跟蹤機構的有效校正，放大裝置，用於評估光碟的一個特定扇區以確定該扇區是不是空白的，以及一個裝置，用於在對扇區進行評估時禁止放大裝置以最大的增益工作。在本發明的另一具體實施例中，用於禁止放大器裝置的裝置包括圖109A和B中所示的徽處理器U38，該微處理器用於設定放大裝置的增益電平。以上結合圖112討論的偏置電流是由圖114A中模-數轉換器U6的腳4監控的，作為寫和擦除操作期間的進一步防護，用於確定偏置電流具有正確的幅值和極性。信號PWCALLF和PWCALHF分別出現在A6和A7的U6的腳7和8上，這些信號是由採樣和保持電路(見圖118)獲得的，並且可以由搭接邏輯編碼器/解碼器(GLENDEC)通過信號WTLF或WTHF來控制，如圖118B所示。在一個扇區內採用這些信號以便對高頻寫入的圖案進行採樣，以及對低頻寫入的圖案的平均DC分量採樣。可對平均值進行比較，從而獲得可被用於優化4x寫入功率的偏移。圖114A中U6(A9)的腳11通過U21A被耦合到具有INID+和INTD-輸入的差分放大器上。這些信號是與4x讀通道中恢復信號的DC電平有關的數據的DC電平。差分信號確定了在4x讀通道中的比較器所用的門限電平。若使用D/A轉換器(見圖110D)中U3腳3上的DSP門限，這一DC編移就可以被抵消。另外，為了錯誤恢復可以引入編移，以便努力恢復否則無法恢復的數據。由此就提供了4x讀通道恢復和校準功能。參見圖114A-B，信號ReadDIFF出現在U6的腳12即A10上，作為差分放大器U15B的輸出。ReadDIFF是MO(磁光)前置放大器或預格式前置放大器(preformatpreamplifier)的DC分量。這樣就能確定讀信號的DC值，並且可被用於測量第一方向上的被擦除軌道的DC值和第二方向上的被擦除軌道的DC值，以便提供一個差值信號用於峰-峰MO信號。寫入數據也可被平均，產生平均DC值，對正在寫入的過程進行測量。這一值還被用於4x寫入功率的校準。圖114B中的U16是一個由80C188(圖109A-B；U38)處理器控制的D/A轉換器。U16的輸出是幾個電壓，用於控制三個寫功率電平WR1-V、WR2-V及WR3-V的電流電平。這些信號確定了各種脈衝的功率。第四個輸出是上述的固定AGC電平。圖115中用U100示出了GLENDEC。GlueLogicENcode/DECode/主要用一個門陣列組合了多個不同的功能。ENcode/DECode部分是一個RLL1，7編碼/解碼功能。ENCode功能的輸入是U43(圖108A)腳70上的NRZ，其輸出被編碼成RLL1，7。然後通過U100的腳36、37和38被寫入盤中(WR1，WR2，WR3)。DECode功能從盤上接收RLL1，7編碼的數據，將其解碼並恢復成NRZ傳輸給U43(圖108A)。圖114B中的U16還包括用於定時的4x扇區格式。當然U16是可編程的，因而可在其內定義不同的扇區格式。由圖115中GLENDECU100執行的其他功能包括DSP(圖110中U4)與主機處理器即80C188(U38；圖109)之間的通信接口。還提供了對軌道跨越的計數器和用於測量軌道跨越之間的時間的計時器，這些都是供DSP為尋道功能使用的。圖116示出了伺服誤差發生電路。圖116A中的信號QUADA，QUA-DB，QUADC和QUADD代表位於前置放大器板上的伺服互阻抗放大器(圖102B，U1A，-U1D)的輸出。這些信號在圖116A-B的運算放大器U22A和U22B中被適當地加、減，以便在圖116A的J4上及圖116B的U22C上分別產生跟蹤和聚焦誤差信號TE和FE。圖116B的U22C將QUADA，QUADB，QUADC和QUADD相加構成了四線和信號QS。開關U28A，U28B，U28C，U28D，U27C和U27D在寫入期間被允許，從而使電路增益降低，因為寫入期間的四線電流增大了。在寫入期間，QUADA，QUADB，QUADC和QUADD都按照一個大致為4的係數被衰減了。以下參照圖118A討論讀通道。讀信號RFD+，RFD-由前置放大器板發出(圖102B，U106)，並通過增益開關U48A，U48B(圖118A(1))的傳播，用於規格化與預格式信號和MO信號有關的電平。增益開關在U25B的控制下在光碟的預格式和MO區域之間切換。U48C和U48D在寫入期間是斷開的，因此讀信號不會使讀通道的輸入飽和。在讀操作期間，這些開關都是閉合的，使讀信號通過開關送入微分器U47，參見圖118A(2)。U47的最小群延遲誤差得到補償，並可以工作到20MHz。U47的輸出通過C36和C37被AC(交流)耦合到SSI濾波器U1，並通過FRONTOUT+和FRONTOUT-送到84910(圖117)。如圖117C所示，信號被電阻R75和R48衰減，使信號達到84910可接受的信號電平。然後分別通過C34和C33把FRONTOUT+和FRONTOUT-AC耦合到84910。在84910中包括幾個功能，以便讀通道能正確地工作。其中包括讀通道AGC，讀通道鎖相環，數據檢測，數據分離以及頻率合成。具有典型的Winchester伺服誤差發生器功能的伺服誤差發生器也是84910的一部分。然而，在本實施例中沒有使用這些功能。圖117和84910(U13)的數據分離信號從腳14和15上輸出，然後接到SM330，U43(圖108A)。這些信號被用於1x和2x讀通道模式。預格式信號控制84910的腳31，因而實際上有兩個獨立的AGC信號。其一用於讀出標頭或預格式數據，另一個用於MO數據。在4x讀通道的情況下，信號SSIFP和SSIFN(圖118A(2))進入緩衝放大器U49(圖119A)。U49的輸出被通到Q3，Q4和Q5(圖119A-B)，其功能是一個帶提升的積分器。圖119B中的U5是一個緩衝放大器，用於積分和提升後的信號。因此，4x讀通道涉及SSI濾波，均衡，微分，以及積分。U5的輸出由圖119A中的放大器U12緩衝，並被耦合到用於確定峰-峰電平之間的中間點的一個電路，又稱為恢復電路。作為恢復的結果，圖118C中的信號INTD+和INTD-被輸入到一個比較器，其輸出提供用於數據分離的門限電平信號。信號INT+，INT-，INTD+和1NTD-然後被輸入圖118C中的U14一個MRC1，進行比較，從而使讀出數據被分離。U14的輸出被回送給GLENDECU100(圖115)用於編碼/解碼操作。在附於本文的附錄B中披露了數位訊號處理器固件，在此提及供參考。數字超前/滯後補償電路在本領域中熟知，對這樣的位置控制系統，其中使用與加速度成正比的驅動信號(例如驅動信號是電流)來驅動電機。有一些特別關心之處。這類位置控制系統需要有超前/滯後補償，以基本上消除振蕩，使位置控制系統或伺服系統得到穩定。本發明的電路是一種數字超前/滯後補償電路，它不僅能基本上消除振蕩，還可以提供頻率等於數字採樣頻率一半的陷波濾波器。在以下以「傳遞函數」為標題的段落中列出了本發明的數字超前/滯後電路的傳遞函數數學公式，這是一種單一超前，綜合滯後的補償。本文還列出了用於比較的幾種現有技術的數字超前/滯後補償電路和一種模擬的超前/滯後補償電路。從下文中可見，本發明的傳遞函數是H(s)=(s+6)72(s2+277s+72)6]]>在以下段落中還列出了S-域的傳遞函數公式，即一種合適用Bode曲線表示的公式。從Bode曲線圖上可以看出，本發明的補償電路對相位的影響最小。儘管現有技術的補償電路也具有最小的相位影響，但只有本發明的補償電路在數字採樣頻率的一半頻率處有一個陷波濾波器。通過正確地選擇採樣頻率，這一陷波濾波器可被用來對諸如被補償的伺服電機的那些寄生機械共振頻率進行陷波。在圖1的驅動器10中，以及在其一些替換實施例中，這種單一超前綜合滯後補償電路被用來抑制微調和聚焦伺服電機的機械去耦共振，參見以下段落。傳遞函數以下的數學公式表示本發明的數字超前/滯後補償電路的傳遞函數。首先要討論聚焦環路的傳遞函數。在其後是對補償傳遞函數的細節所做的說明。聚焦環路傳遞函數在23C上的頻移Tfactor＝1ω0＝2·π·3000致動器模型去耦合頻率ω1＝Tfactor·2·π·33·103ζ1＝0.01H1(s)=211s+12(s2+211s+12)]]>寄生諧振ω3＝Tfactor·2·π·23·103ζ3＝003ω2＝Tfactor·2·π·27·1032=3(23)]]>H2(s)=(s2+222s-22s2+233s-32)(3222)]]>高頻(HF)相位損失ω4＝2·π·100·1034=14]]>H3(s)=11+4s]]>基波頻率Mconstant＝790m/(s＾2*A)ω5＝Tfactor·2·π·36.9ζ5＝0.08H4(s)=Mconstant52(52s2+255s+52)]]>致動器響應Hactuator(s)＝H1(s)·H2(s)·H3(s)·H4(s)DSP模型單一超前綜合滯後電路採樣周期T＝20·10-6Hleadlag(s):=1+0.107e(sT)-0.893[e(sT)]21+0.356e(sT)+0.136[e(sT)]2]]>DSPSH以及處理延遲ZOH(s):=(1-exp(-sT)sT)]]>Tdelay＝3.3·10-6Hdelay(s)＝exp(-s·Tdlay)DSP響應Hdsp(s)＝(ZOH(s)·Hdelay(s)·Hleadlag(s))抗混淆濾波器Rfilt＝20000Cfilt＝100·10-12τfilt＝Rfilt·CfiltHfilt(s):=11+sfilt]]>Ffilt:=12filt]]>Ffilt＝7.958·104簡化的聚焦功率放大器響應ωpal＝2·π·28000ζpal＝.4Gpal:=0.098AV]]>Gpa2:=5216Vbit]]>DSP模型單一超前綜合滯後電路採樣周期T＝20·10-6Hleadlag(s)=1+0.107e(sT)-0.893[e(sT)]21+0.356e(sT)+0.136[e(sT)]2]]>DSPSH以及處理延遲ZOH(s)=(1-exp(-sT)sT)]]>Tdelay＝3.3·10-6Hdelay(s)=exp(-s·Tdelay)DSP響應Hdsp(s)＝(ZOH(s)·Hdelay(s)·Hleadlag(s))抗混淆濾波器Rfilt＝20000·Cfilt＝100·10-12τfilt＝Rfilt·CfiltHfilt(s)=11-sfilt]]>Ffilt=12filt]]>Ffilt＝7.958·104簡化的聚焦功率放大器響應ωpa1＝2·π28000ζpa1＝4Gpa1=0.098AV]]>Gpa2=5216Vbit]]>ωpa2＝2·π·45000ζpa2＝0.8Gpa＝Gpa1·Gpa2A/BITGpaMconstant=5.90710-3ms2bit]]>Gpa＝7.47710-6Hpa(s)=Gpa(pa12s2+2pa1pa1s+pa12)(pa22s2+2pa2pa2s+pa22)]]>聚焦誤差信號Slope:=0.1QSumm]]>Gfe=216Bit2QSu]]>Hfe=SlopeGfe106Bitm]]>Hfe＝3.277·109濾波器響應H(s)＝Hfilt(s)Volts/VoltDSP響應H(s)＝Hdsp(s)Volts/Volt功率放大器響應H(s)＝Hpa(s)Amps/bit致動器響應H(s)＝Hactuator(s)m/a聚焦誤差響應H(s)＝Hfebit/m開環響應H(s)＝Hfilt(s)·Hdsp(s)·Hpa(s)·Hactuator(s)·Hfe增益係數G=1|H(0)|]]>G＝36.059閉環響應Hcl(s)=GH(s)1+GH(s)]]>產生帶「M-圓」(M-circle)的Nyquist圖選定的閉環尖峰Mp的量值j＝1..4M=1.31.52.04.0]]>M-圓的半徑Rj=Mj1-(Mj)2]]>M-圓的中心Ctrj=(Mj)21-(Mj)2]]>n2＝100m＝1..n2min2j=Rj+Ctrjmax2j=-Rj+Ctrj]]>xm.j=min2j+(max2j-min2j)(m-1)(n2-1)]]>ym.j=-(Rj)2(xm.j-Ctrj)2]]>zm.j-(Rj)2(xm.jCtrJ)2]]>n＝300k＝1..nNk＝1000∶100kBode圖的數據min＝100max＝10·104r=In(maxmin)]]>fk=minekrn]]>deg=180]]>Magn(s)＝20·log(|G·H(s)|)φ(s)＝angle(Re(H(s))，1m(H(s)))-360·degMagn1(s)＝20·log(|Hcl(s)|)φ1(s)＝angle(Re(Hc1(s))，lm(Hcl(s)))-360·deg如圖124中所示，聚焦環路傳遞函數的Nyquist圖包括等峰值軌跡(equal-Peaking-loci)，這些軌跡構成了M-圓9-22，9-24，9-26和9-28。各自的Mp值分別為4.0，2.0，1.5，1.3。圖124還示出了由上述開環公式產生的環路曲線9-30。圖125表示開環響應9-32的量值曲線，以及閉環響應量值曲線9-34。圖126示出了開環響應9-36的相位曲線和閉環響應相位曲線9-38。補償傳遞函數T＝20·10-6ω0＝2·π·i·3000DSPSH和處理延遲ZOH(s)=(1-exp(-sT)sT)]]>Tdelay＝2.5·10-6Hdelay(s)＝exp(-s·Tdelay)DSP模型三重超前/滯後電路lead=122185]]>lag=125848]]>雙向轉換s=2T(z-1z-1)]]>Hleadlag(s)=(1+leads1+lags)]]>Hleadlag(z)=[1+2leadT(z-1)(z+1)][1-2lagT(z-1)(z+1)]]]>T-2leadT+2lead=-0.759]]>Hleadlag(z)=(Tz+T+2leadz-2lead)(Tz+T+2lagz-2lag)]]>T-2lagT+2lag=-0.463]]>Hleadlag(z)=[1+[(T-2lead)(T+2lead)]1z][1+[(T-2lag)T+2lag]1z]]]>Z的定義z＝es·THTripleComp(s)=[1+[(T-2lead)(T+2lead)]1exp(sT)1+[T-2lagT+2lag]1exp(sT)]3]]>三重超前滯後響應HTriple(s)=ZOH(s)Hdelay(s)HTripleComp(s)|HTripleComp(0)|]]>單一超前滯後響應lead=121000]]>lag=1225000]]>HLeadLag(s)=1+[(T-2lead)(T+2lead)]1exp(sT)1+[(T-2lag)(T+2lag)]1exp(sT)]]>HSingle(s)=ZOH(s)Hdelay(s)HLeadLag(s)|HLeadLag(0)|]]>綜合超前滯後ωcenter＝2·π·2200Span＝1.0ω2＝ωcenter-0.5·Span·ωcenter3:=center22]]>ζ3＝1.7ζ2＝0.707HCompl(s)=(s2+222s+22s2+233s+32)(3222)]]>22=1.1-103]]>HCompl(z)=[4T2(z-1)2(z+1)2+422T(z-1)(z+1)+22][4T2(z-1)2(z+1)2+433T(z-1)(z+1)+32]3222]]>32=4.4103]]>HCompl(z)=(4z2-8z+4+422Tz2-422T+22T2z2+222T2z+22T2)(4z2-8z+4+433Tz2-433T+32T2z2+232T2z+32T2)3222]]>HCompl(z)=[(4+22T2+422T)z2+(-8+222T2)z-422T+4+22T2][(4+32T2+433T)z2+(-8+232T2)z-433T+4+32T2]3222]]>HCompl(z)=[(4+22T2+422T)+(-8+222T2)z1+(4+22T2-422T)z-2][(4+32T2+433T)+(-8+232T2)z1+(4+32T2-433T)z-2]3222]]>HCompl(s)=[4+22T2+422T+(-8-222T2)exp(sT)+(-422T+4+22T2)exp(sT)2][4+32T2+433T+(-8-232T2)exp(sT)+(-433T+4+32T2)exp(sT)2]3222]]>HComplex(s)=ZOH(s)Hdelay(s)HCompl(s)|HCompl(0)|]]>模擬Box補償τlead＝20.5·103·0.01·10-6lag=0.0110-620.5-2.05(20.5+2.05)103]]>τlp＝330·10-12·20.5·103HABox(s)=(1+leads1+lags)11+lps]]>HAnalogBox(s)=HABox(s)|HABox(0)|]]>單一超前綜合滯後ω6＝2·π·900ω7＝2·π·22000ζ7＝0.8HCompl(s)=(s+6)(s2+277s+72)726]]>HCompl(z)=[2T(z-1)(z+1)+6][4T2(z-1)2(z+1)2+477T(z-1)(z+1)-72]726]]>HCompl(z)=(2z-2+6Tz+6T)((z+1)T)(4z2-8z+4+477Tz2-477T+72T2z2-272T2z+72T2)726]]>HCompl(z)=(2Tz2-2T+6T2z2-26T2z+6T2)(4z2-8z+4+477Tz2-477T+72T2z2+272T2z+72T2)726]]>HCompl(z)=[6T2+2T+26T2z+(6T2-2T)z2][4+72T2+477T+(-8+272T2)z+(4+72T2-477T)z2]726]]>HCompl(s)=[6T2+2T+26T2exp(sT)+(6T2-2T)exp(sT)2][4+72T2+477T+(-8+272T2)exp(sT)+(4+72T2-477T)exp(sT)2]726]]>Hslcl(s)=ZOH(s)Hdetay(s)HCompl(s)|HCompl(0)|]]>曲線數據r=In(maxmin)]]>n＝400k＝1..0min＝100fk=minekrn]]>deg=180]]>max＝10·104Magn(s)＝20·log(|HTriple(s)|)φ(s)＝angle(Re(HTriple(s))·lm(HTriple(s)))-360·degMagn1(s)＝20·log(|HSingle(s)|)φ1(s)＝angle(Re(HSingle(s))·lm(HSingle(s)))-360·degMagn2(s)＝20·log(|HComplex(s)|)φ2(s)＝angle(Re(HComplex(s))·lm(HComplex(s)))-360·degMagn3(s)＝20·log(|HAnalogBox(s)|)φ3(s)＝angle(Re(HAnalogBox(s))·lm(HAnalogBox(s)))-360·degMagn4(s)＝20·log(|Hslcl(s)|)φ4(s)＝angle(Re(Hslcl(s))，lm(Hslcl(s)))-360·deg圖127表示從所示的公式中導出的聚焦補償，傳遞函數的幅度響應曲線。圖127表示了由圖例框中的圖例來標識的用於三重超前滯後，單一超前滯後，綜合超前滯後，模擬Box，以及單一超前綜合滯後的各個響應曲線。而圖128則示出了由對應的公式導出的用於聚焦補償傳遞函數的相位響應曲線。圖128表示了用圖例標識的用於三重超前滯後，單一超前滯後，綜合超前滯後，模擬Box，以及單一超前綜合滯後的各個相位響應曲線。綜合超前/滯後HCompl(z)=[4+22T2+422T(-8+222T2)+1z-1-4+22T2-422T(-8+222T2)z-2](1+-8+232T24+32T2+433Tz-1-4+32T24-33T4+32T2+433Tz-2)32(-8+222T2)22(4+32T2+433T]]>N1=4+22T2+422T(-8+222T2)]]>N1＝-0.554N2＝1N3=4+22T2-422T(-8+222T2)]]>N3＝-0.456D1＝1D2=-8+232T2(4+32T2+433T)]]>D2＝-0.916D3=4+32T2-433T(4+32T2+433T)]]>D3＝0.068單一超前綜合滯後HCompl(z)=[(6T2+2T)+26T2z-1+(6T2-2T)z-2][(4+72T2+477T)+(-8+272T2)z-1+(4+72T2-477T)z-2]726]]>ω2·T2＋2·T＝4.276·10-52·ω2·T2＝5.529·10-6N1=6T2+2T(6T2+2T)]]>N1＝1N2=26T2(6T2+2T)]]>N2＝0.107N3=6T2-2T(6T2+2T)]]>N3＝0.893|N1|＋|N2|＋|N3|＝2D2=-8+272T24+72T2+477T]]>D2＝0.356D3=4-72T2-477T4-72T2-477T]]>D3＝0.136於本文中沒有說明的內容，以下的美國專利可供參考Grove等人的US5,155,633；Prikryl等人的US5,245,174；及Grass-ens的US5,177,640。儘管本發明是參照某些優選實施例詳細描述的，應該認識到本發明並不僅限於這些不走樣的實施例。相反，根據本文中對本發明當前的最佳實施方案的描述，本領域的技術人員在不脫離本發明的範圍和精神的條件下還可以完成許多修改和變更。因此，本發明的範圍是由下述權利要求而不是由說明書來表示的。處於與權利要求書等效的意義和範圍之內的所有變更，修改和變形均被認為屬於本發明的保護範圍。權利要求1.一種把存儲介質的旋轉速率從起始速率改變到所需速率的方法，所需旋轉速率具有可允許下限和可允許上限，所述方法包括以下步驟施加力到所述存儲介質，以將所述存儲介質的旋轉速率從所述起始速率改變到第一上限，所述第一上限在所述起始旋轉速率和所述所需旋轉速率之間；當所述存儲介質的旋轉速率超過所述第一上限時，產生第一信號，同時執行所述施加步驟；當執行所述施加步驟時和在所述產生第一信號的步驟之後，當所述介質的所述旋轉速率超過所述可允許下限時，產生第二信號；和之後終止給所述存儲介質的施加所述力的所述步驟。2.如權利要求1所述的方法，還包括在產生所述第一信號的所述步驟之後及產生所述第二信號的所述步驟之前，減少施加到所述存儲介質的所述力的幅度的步驟。3.如權利要求1所述的方法，其中所述終止的步驟包括以下步驟將第二上限設定為所述所需旋轉速率的所述可允許上限；將下限設定為所述所需旋轉速率的所述可允許下限；和當所述存儲介質的所述旋轉速率大於所述下限時，終止所述給所述存儲介質施加所述力的步驟。4.如權利要求3所述的方法，其中所述所需旋轉速率的所述可允許上限大於所述所需旋轉速率的所述可允許下限。5.如權利要求4所述的方法，其中所述可允許上限比所述所需旋轉速率大0.5％，並且所述可允許下限比所述所需旋轉速率小0.5％。6.一種把存儲介質的旋轉速率從起始旋轉速率改變到所需旋轉速率的方法，所需旋轉速率具有可允許下限和可允許上限，所述方法包括以下步驟將力施加到所述存儲介質，以將所述存儲介質的旋轉速率從所述起始旋轉速率改變到第一下限，所述第一下限是在所述起始旋轉速率和所述所需旋轉速率之間；當所述存儲介質的旋轉速率下降到低於所述第一下限時，產生第一信號，同時執行所述施加步驟；當執行所述施加步驟時及在產生所述第一信號的所述步驟後，當所述存儲介質的所述旋轉速率下降到低於所述可允許上限時，產生第二信號；和之後終止將所述力施加到所述存儲介質。7.如權利要求6所述的方法，還包括在產生所述第一信號的所述步驟之後及產生所述第二信號的所述步驟之前，減少施加到所述存儲介質的所述力的幅度的步驟。8.如權利要求6所述的方法。其中所述終止步驟包括以下步驟將第二下限設定為所述所需旋轉速率的所述可允許下限；將上限設定為所述所需旋轉速率的所述可允許上限；當所述存儲介質的所述旋轉速率低於所述上限時，終止將所述力施加到所述存儲介質。9.如權利要求8所述的方法，其中所述所需旋轉速率的所述可允許上限大於所述所需旋轉速率的所述可允許下限。10.如權利要求9所述的方法，其中所述可允許上限比所述所需旋轉速率大0.5％，並且所述可允許下限比所述所需旋轉速率小0.5％。11.如權利要求1到10中的任何一項所述的方法，通過在微處理器上和/或數位訊號處理器上操作的順序邏輯處理步驟來實現。12.一種包括用以執行如權利要求1到10中的任何一項所述的、將存儲介質的旋轉速率從起始速率改變到所需速率的方法的裝置的光碟機，所述裝置包括通過存儲的順序邏輯處理步驟操作的微處理器和/或數位訊號處理器。13.一種按照如權利要求1或6所述的方法操作的光碟系統，。14.如權利要求1到10中的任何一項所述的方法，通過按照附錄A和/或附錄B的順序邏輯處理步驟來實現。15.一種包括用以執行如權利要求1到10中的任何一項所述的方法的裝置的光碟系統，所述裝置包括通過存儲的按照附錄A和/或附錄B的處理步驟操作的微處理器和/或數位訊號處理器。全文摘要一種把存儲介質的旋轉速率從起始速率改變到具有可允許下限和可允許上限的所需速率的方法，包括以下步驟施加力到存儲介質，將存儲介質的旋轉速率從起始速率改變到在起始旋轉速率和所需旋轉速率之間的第一上限；當存儲介質的旋轉速率超過第一上限時，產生第一信號，同時執行該施加步驟；當執行施加步驟時和在產生第一信號的步驟之後，當介質的旋轉速率超過可允許下限時，產生第二信號；之後終止給存儲介質施加力的步驟。文檔編號G11B7/125GK1239288SQ9910866公開日1999年12月22日申請日期1996年1月18日優先權日1995年1月25日發明者倫道夫·S·克魯珀,馬文·B·戴維斯,戴維·E·劉易斯,庫爾特·W·格特魯爾,戴維·L·謝爾,倫納德斯·J·格拉森斯申請人:Dva公司