一種循環前綴ofdm系統同步方法
2023-04-23 01:42:21 2
專利名稱：一種循環前綴ofdm系統同步方法
技術領域：
本發明涉及一種OFDM系統同步方法，特別是涉及一種OFDM系統的循環前綴同步方法。
背景技術：
正交頻率分集復用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術因其抗快速衰減信道性能較好，且實現簡單，近年來引起了業界的極大興趣，在IEEE 802.11系列及歐洲的DVB-T中都有應用。然而，OFDM最大的兩個弱點，對頻偏的敏感性以及較大的PAPR(波峰功率與平均功率的比值)，使得該技術的應用得到了限制。
OFDM同步包括時間同步和頻率同步。傳統的OFDM同步技術從帶寬利用率上來分包括有三種第一種，在發送端傳輸訓練符號，並在接收端通過接收信號與已知訓練符號相干峰值來估計頻偏及時偏參數。該方法雖然簡單且性能好，但由於其佔用帶寬，一般只是在幀的起始位發送訓練符號(IEEE802.11a)。第二種，是在發送的OFDM符號間穿插導頻，該方法雖然解決了上述方法佔用帶寬的問題，但其精確度較差，一般是結合訓練符號進行自適應跟蹤同步。第三種方法，也叫做盲同步方法，不發送任何已知符號，最大的節省了帶寬，但算法複雜且精確度不高。Van de Beek等人提出了一種利用OFDM自身循環前綴進行盲同步的方法。如IEEE 802.11a中所建議的，當FFT大小為64時，OFDM符號包括80個信號採樣，其中16個為附加的循環前綴。這16個信號採樣的加入，使得OFDM調製後的基帶信號不再是平穩高斯隨機過程，而呈現周期性的相關性。利用該特點，多篇IEEE上的文獻都提出了許多算法來實現OFDM系統頻偏、時偏的校正， 其中，Jan Jaap van de Beek提出了利用循環前綴進行頻偏、時偏的最大似然估計法。傳統的系統中加入的循環前綴不需經過處理，直接將N點IFFT調製後的N個採樣點的後g個拷貝，然後整段添加到這N個採樣點的頭部，並將這N+g個採樣點送入射頻端發送，其中N為IFFT的大小。
傳統的同步技術方法中利用OFDM自身循環前綴，基於該部分與OFDM符號中部分相同，在接收端實現相干估計同步參數。本發明利用FFT自身循環正交性，在發送端選擇具有最大能量的循環前綴進行發送，該系統可以顯著地提高傳統的利用OFDM自身循環前綴進行相干同步的系統性能。同時，因為該方法改變了信號的統計特性，通過在發送端加入一個放大偏差控制器，可以有效地控制OFDM符號的PAPR。因為本方法在接收端沿襲已有的Beek在1997年IEEE雜誌「Transactions on Communications」上提出的基於循環前綴的最大似然估計時偏、頻偏電路。本說明書僅對發送端實現作有關介紹，本發明的實現主要包括發送端部分。
發明內容
本發明所要解決的技術問題在於提供一種最大循環前綴OFDM系統同步方法，以提高利用OFDM利用自身循環前綴進行相干同步的系統性能，降低系統的時偏、頻偏估計誤差。
為了實現上述目的，本發明提供了一種循環前綴OFDM系統同步方法，利用循環前綴來實現OFDM系統的同步，包括在發送端將循環前綴加入OFDM符號的步驟；及在接收端實現相干估計同步參數的步驟；其中，所述將循環前綴加入OFDM符號的步驟進一步包括步驟A，尋找出具有最大能量的循環前綴；步驟B，將OFDM符號旋轉到最大能量循環前綴的對應位置。
所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，所述步驟A進一步包括步驟A1，計算信號模值平方|x(i)|2，i的取值為0至N+g-1，其中，當i大等於N時，x(i)＝x(i-N)；步驟A2，累加循環連續的g位信號模值平方，根據公式u=argmax0iN-1[i=nn+g-1|x(i)|2]]]>取計算出的u為最大循環前綴的起始點，其中，N為OFDM系統FFT的大小，x(i)為第i個採樣點時的信號值，g為循環前綴的長度。
所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，還包括一設置PAPR控制實現電路的步驟，用於控制所述OFDM系統的PAPR值；其中，所述PAPR控制實現電路進一步包括一設置在所述發送端射頻放大器前的放大器偏差控制器，所述放大器偏差控制器用於控制所述射頻放大器的偏差點。
所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，所述PAPR控制實現電路進一步包括一偏差控制信號產生器，用於產生所述放大器偏差控制器工作所需的控制信號；其中，所述偏差控制信號產生器設置在所述放大器偏差控制器前。所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，還包括一設置PAPR控制實現電路的步驟，用於控制所述OFDM系統的PAPR值。
所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，所述偏差控制信號產生器用於產生一周期性矩形波。
所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，所述周期性矩形波的波形幅值大小由FFT的長度和循環前綴的長度確定。
所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，在接收端採用最大似然估計法來實現相干估計同步參數。
所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，在接收端採用最大似然估計法來實現相干估計同步參數的步驟進一步包括步驟d，計算時偏估計值，具體為計算並緩存接收信號在兩個距離為N個採樣點的滑動窗中相關值，波峰值所對應的位置即為估計的OFDM符號起始位，其中N為OFDM系統FFT的大小；步驟e，計算頻偏估計值，具體為通過計算估計函數的幅值相位來得出；其中，所述時偏估計是在假定所述OFDM系統粗略時同步的前提下進行估計的；所述估計函數為所述兩個滑動窗的相關值減去兩個滑動窗中所包括的信號能量與接受信噪比的加權值。
所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，所述最大似然估計法進一步包括步驟a，計算時偏θ的估計值 ^=argmax[f];]]>
步驟b，計算頻偏估計值 ^=-12[(^)]:]]>其中，代價函數f(θ)＝|γ(θ)|-ρφ(θ)；其中，(m)=n=mm+g-1r(n)r*(n+N),]]>m∈
，為兩個滑動窗中的互相關值其中，(m)=12n=mm+g-1|r(n)|2+|r(n+N)|2,]]>m∈
為兩個滑動窗所包含信號的能量的平均值其中，加權因子=s22(s2+w2),]]>σs2和σw2分別為發送信號和接收端噪音的均方值，N為OFDM系統FFT的大小，g為循環前綴的長度。
所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，進一步包括一校正在接收信號中引入的循環相位因子的步驟。
所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，進一步包括一通過導頻信號來校正非差分OFDM系統在所述接收信號中引入的循環相位因子的步驟；或一通過結合信道的估計來校正差分OFDM系統中引入的循環相位因子的步驟。
所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，所述通過導頻信號來校正非差分OFDM系統循環相位因子的步驟進一步包括在接收信號經過頻偏、時偏校正後，將同步校正後的導頻信號輸入到FFT的步驟；其中，輸出的波峰所在點u即對應需校正的相位因子。
所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，所述通過導頻信號來校正非差分OFDM系統循環相位因子的步驟進一步包括一在發送端各OFDM符號中實現二重差分信號的步驟。
所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其中，所述差分的基準信號為插入的導頻信號。
本發明還提供了一種OFDM系統，包括發送端及接收端，所述發送端包括一IFFT運算模塊及一循環前綴加入模塊；所述接收端包括一同步參數相干估計模塊；其中，所述循環前綴加入模塊進一步包括一最大能量循環前綴選擇模塊，用於尋找具有最大能量的循環前綴並將OFDM符號旋轉到所述最大循環前綴的對應位置。
所述的OFDM系統，其中，所述尋找最大循環前綴模塊進一步包括一模平方計算單元，用於計算信號模平方；一峰值檢測器，用於在累加完循環連續的g位信號模平方值後檢測累加結果中的峰值，並由此確定最大循環前綴的起始點，其中g為循環前綴的長度。
一移位寄存器，用於緩衝所輸入的經過IFFT運算的數據和/或緩存計算出的信號模平方數據。
所述的OFDM系統，其中，所述發送端還包括一PAPR控制實現電路，用於控制所述OFDM系統的PAPR值；其中，所述PAPR控制實現電路進一步包括一設置在所述發送端射頻放大器前的放大器偏差控制器，所述放大器偏差控制器用於控制所述射頻放大器的偏差點。
所述的OFDM系統，其中，所述PAPR控制實現電路進一步包括一偏差控制信號產生器，用於產生所述放大器偏差控制器工作所需的控制信號；其中，所述偏差控制信號產生器設置在所述放大器偏差控制器前。
所述的OFDM系統，其中，進一步包括一循環相位因子校正裝置，用於校正系統接收信號中引入的循環相位因子。
所述的OFDM系統，其中，所述循環相位因子校正裝置包括一設置在接收端的FFT晶片，用於通過導頻信號來校正非差分OFDM系統接收信號中引入的循環相位因子。
本發明的OFDM時偏、頻偏估計方法，不同於諸如IEEE多種文獻中所討論的循環前綴方法，僅僅在接收端通過OFDM符號自身的自相干特性進行頻偏、時偏估計，本方法在發送端對OFDM符號本身進行了「優化性設計」，即尋找具有最大能量的循環前綴。根據IFFT(FFT)的運算特性，IFFT運算處理在輸入信號採樣循環放置時，所得信號輸出的正交性並沒有受到影響。基於以上各點，該發明在OFDM系統發送端信號經過IFFT運算後加入尋找最大循環前綴模塊，將OFDM符號旋轉到最大循環前綴對應位置，然後才將處理過後的信號加入前綴，濾波，調製載波。因為該方法實際上改變了信號的統計特性，雖然整個OFDM符號的PAPR並未發生改變，但分段後的各部分的PAPR較之於整體PAPR來說均有一定的降低。具體當FFT大小為64時，一個OFDM符號包括80個信號採樣，可分為如下兩段32位循環前綴和循環前綴對應數據段；及48位剩餘的數據段。基於此，本發明在發送端射頻放大器前插入了放大器偏差控制器，通過輸入一個周期矩形波來控制放大器的偏差點，從而實現了PAPR的控制。
在接收端，本發明採用的是Beek所建議的頻偏、時偏最大似然估計架構即Beek的經典ML相干算法，不同之處是對於普通OFDM系統，如IEEE802.11a中所示系統，本發明在發送端引入對循環前綴的預處理，選擇具有最大能量的循環前綴進行發送。本發明發送端對於信號的處理相當於在接收信號中引入一個隨著載波序數遞增的相位因子。該相位因子理論上可以通過一個導頻信號進行校正。對於非差分OFDM系統，本發明給出了通過導頻信號校正的實現方法。對於差分OFDM系統，該相位因子相當於引入的額外的相位噪音，可以結合信道的估計而矯正，而對於雙差分OFDM系統，因為其系統自身具有抗相位幹擾特性，該發明在接收端並不需要矯正引入的循環相位因子。
實施本發明提供的最大循環前綴方法，不但可以比以往的循環前綴估計具有更好的性能(具體在IEEE 802.11a中所建議的情況下，FFT大小為64時，仿真結果表示頻偏錯誤估計均方值減少約2dB，而時偏錯誤估計在SNR為15dB時，可降低大約6dB)，而且可以同時實現OFDM系統中PAPR的控制。本方法的另一優點是實現很簡單，並不需要很多的運算開支。
以下結合附圖和具體實施例對本發明進行詳細描述，但不作為對本發明的限定。
圖1為按照IEEE 802.11a標準的OFDM發送端和接收端原理框圖；圖2為本發明的最大循環前綴方法的實現框圖；圖3為本發明的PAPR控制電路的實現框圖；圖4為本發明接收端頻偏、時偏以及引入的相位因子的校正實現框圖；圖5A1至圖5E2為理想狀況下實現本發明時，信號在各階段的波形圖；
圖6為PAPR控制模塊中放大器偏差控制信號的波形；圖7A為Monte Carlo仿真所示的本方法與Beek的方法的時偏估計比較圖；圖7B為Monte Carlo仿真所示的本方法與Beek的方法的頻偏估計比較圖；圖8為採樣本發明的方法分段後各段的PAPR與原始的PAPR的比較圖。
具體實施例方式
圖1為IEEE 802.11a建議的OFDM實現的框圖。由圖所示，OFDM系統發送端包括信源編碼器1，交織繞碼器2，QAM/QPSK/BPSK信號產生器3，導頻嵌入模塊4，串並轉換器5，IFFT 6，並串轉換器7，循環前綴加入及加窗模塊8、數模轉換器9、射頻放大器10及發射天線11，輸入信息經過編碼、交織、QAM/QPSK/BPSK映射、零插入、串並轉換、IFFT運算、並串轉換、加入循環前綴、加窗處理後，形成信號波形，再經過濾波，上調載波及射頻放大從發射天線11發送出。OFDM的接收端包括接收天線12、接收信號放大器13，模數轉換器14、時偏頻偏校正模塊15、循環前綴去除模塊16、串並轉換器17、FFT18、並串轉換器19、信道均衡模塊20、QAM/QPSK/BPSK信號解調器21、解交織繞碼器22、解碼器23。接收信息經過放大後、下調載波、同步校正、除去循環前綴，FFT，零插入去除，QAM/QPSK/BPSK信號解調、解交織、解碼後輸出。
本發明適用於所有具有循環前綴的OFDM系統，具體在IEEE 802.11a的建議中，其實現是這樣的在發送端，經過64位IFFT處理過後的OFDM符號經並串轉換電路後被輸入到查找最大循環前綴模塊，該模塊負責找出具有最大能量的連續16個信號採樣段，然後將所輸入的原始符號進行旋轉，使得該段正好對應於信號採樣的48～63位，也就是循環前綴所對應的位置，經過該處理的OFDM符號即被加入前綴，AD變換，濾波，並調製載波。在射頻放大時，本發明建議放大器前加入放大器偏差控制器，通過一個周期矩形波來控制放大器的偏差，藉此來控制OFDM符號的PAPR，提高射頻放大器的利用效率。
在接收端，接收信號通過Beek所提出的最大似然法估計頻偏、時偏。在假定粗略時同步的情況下(即接受OFDM符號的起始位與實際發送的起始位相差在一個符號之內，也就是所要進行時偏估計的範圍為0～79)，計算並緩存接收信號在兩個距離為64採樣點的滑動窗中相關值，波峰值所對應的位置即為估計的OFDM符號起始位；頻偏估計是在時偏估計值得到後，通過計算估計函數的幅值相位來得出的。該估計函數實際上是如上所述的兩個滑動窗的相關值減去兩個滑動窗中所包括信號能量與接受信噪比的加權值。該最大似然估計的步驟詳細給出如下第一步，時偏θ的估計值 由(1)給出，^=argmax[f]---(1)]]>第二步，頻偏 的估計由(2)給出，^=-12[(^)],---(2)]]>其中代價函數為f(θ)＝|γ(θ)|-ρφ(θ)，(3)上式中第一項為兩個滑動窗中的互相關值(m)=n=mm+g-1r(n)r*(n+N),]]>m∈
(4)第二項為兩個滑動窗所包含信號的能量的平均值，(m)=12n=mm+g-1|r(n)|2+|r(n+N)|2,]]>m∈
(5)其中加權因子ρ與接收信號的SNR有關，具體為=s22(s2+w2),---(6)]]>注意其中的σs2和σw2分別為發送信號和接收端噪音的均方值。在本發明中，因為發送端對於信號的預處理，接收信號中會引入一個隨著載波序數遞增的相位因子ej2πuk/N，k為對應的IFFT所對應的相應的子載波數，u為發送端旋轉時對應的子載波點。
在非差分的OFDM系統中，需通過導頻來校正該相位因子。該遞增的相位因子只有一個未知參數，理論上只需要一個導頻信號便可校正。本發明中給出兩種可能的校正方法。因為需校正的相位因子是整數倍的OFDM系統中子載波間隔，在接受信號經過頻偏、時偏校正後，先將同步校正後的導頻信號輸入到FFT，輸出的波峰所在點u即對應需校正的相位因子。第二種方法，是在發送端在各OFDM符號中實現二重差分信號。一重差分時，每個OFDM符號中需空出一個基準信號，其餘子載波上所帶的信息是對應於基準信號的相位變化，而非信號本身。當FFT大小為64時，有63個子載波傳送信息。該差分信號調製可以將如上的隨子載波數遞增的相位因子變為符號內各子載波上恆定的相位噪音。如果使用二重差分概念，則本發明在發送端引入的相位因子可以自動校正。本發明建議使用二重差分OFDM符號，因為當FFT較大時，該差分信號基準佔有的帶寬非常低(2/N)，況且，還可以利用插入的導頻信號作為差分的基準信號。以下給出詳細的各模塊的說明所述尋找最大循環前綴模塊包含有一個移位寄存器，用以緩衝所輸入的經過IFFT轉換過後的數據；一個信號模平方計算單元；一個峰值檢測器；其具體流程框圖在附圖2中給出。圖2虛線框中所示為本發明在發送端最大循環前綴實現的實現框圖。如圖2所示，輸入信號經串並轉換後，步驟201；64個信號採樣點先進行傳統的OFDM系統中的IFFT運算，進行並串轉換，步驟202，經過此步驟後的信號為x＝[x(0)，Λ，x(63)]；循環重複符號後16位，步驟203，經此步驟後信號變為xe＝[(0)，Λ，x(63)，x(0)，Λ，x(16)]，根據實現方式的不同本步驟不一定必須有；然後在本發明的建議中，該信號先經過模值平方計算，結果被輸入到一個移位寄存器，緩存大小為80個數據，然後加法器實現循環連續的16位數據累加。接著，順序排放加法器的輸出結果，64個結果中最大值所對應的位置即為最大循環前綴對應位置，即為u，由此找出了最大循環前綴的起始點，即x(u)...x(16+u-1)為能量最大的16個採樣點窗，步驟204；調整該OFDM符號的起始位置為最大循環前綴對應的位置，即調整起始位為u，步驟205；此時處理過的信號為x′＝[x(u)，Λ，x(63+u-1)]；然後將處理過的信號加上循環前綴、上調載波及射頻放大，步驟206；將信號發送天線，步驟207。假設u＝6，則對應加入循環前綴的80個採樣點的OFDM符號為[x(6)..x(21)，x(22)..x(63)，x(1)..x(20)]。
圖3為本發明的PAPR控制實現電路框圖。在圖3中，PAPR控制實現電路包括一個射頻放大器10，一個放大器偏差控制器25，一個偏差控制信號產生器24和一個動態範圍控制信號。偏差控制信號產生器24產生一個周期性矩形波，該控制信號被饋入放大器偏差控制器25，進而實現對射頻信號放大器10的偏差控制。偏差控制信號及動態範圍控制信號均為周期性矩形波，其波形在附圖6中給出。因為波形幅值大小的數學推導十分繁瑣且不很精確，在實際中，波形幅值大小由FFT的大小和循環前綴的大小確定。動態範圍控制信號用於控制偏差控制信號產生器24產生對應的放大器放大偏差中點。本發明通過仿真給出了幾種常見的FFT大小和前綴長度所對應的偏差控制信號幅值比，如表1中所示。表1給出了FFT和循環前綴幾種不同長度情況下(其中FFT的大小為N，循環前綴的大小為g)，通過仿真得到的建議的偏差控制信號幅值組合。每個單元格上面的數值為循環前綴及其對應段偏差控制信號幅值，下面的數值為OFDM符號中其餘部分偏差控制信號幅值。例如，第一個單元格中1.4146為FFT大小為64，循環前綴為16時循環前綴對應段的偏差控制信號的幅值，0.9017為OFDM符號中其餘部分偏差控制信號的幅值由於在IEEE802.11a以及實際中，循環前綴的長度一般不超過OFDM符號數據部分的四分之一，該表中下半部分用NA標註。
表1.不同FFT和循環前綴長度情況下，偏差控制信號幅值組合(倍乘單位信號採樣點能量)
圖4為本發明接收端頻偏、時偏以及引入的相位因子校正實現框圖。其中虛線框中的為非差分OFDM的相位校正的第一種方法，其中p為一個OFDM符號中導頻信號個數。該圖中頻偏、時偏估計採用Beek所建議的最大似然估計方法。該實現電路較為簡單，只加入一塊FFT晶片。如圖4所示，頻偏、時偏聯合最大似然估計的代價函數在上述等式(1)～(6)給出。頻偏、時偏校正之後，刪除循環前綴，(步驟401至步驟404)；確定p個導頻信號，虛線框中該p個導頻信號被輸入到FFT，步驟405；FFT輸出信號最大波峰所對應的位置即為u，步驟406；根據該值，進行相位校正，信號旋轉至IFFT調製的初始位置，步驟407；校正完後的信號再輸入FFT，步驟408，最後進行信號解調。第二種校正方法需要在發送端完成，由於傳統的差分編碼可直接應用在符號內OFDM各子載波間，本發明中不再提供其編碼映射表。
圖5A1至圖5E2是無噪聲、信道影響情況下實現該發明時對應各階段信號的波形圖，其中，FFT大小N＝64，循環前綴長度g＝16，信號調製模式為QPSK，按照IEEE 802.11a中所示，每個OFDM符號中插入有12個零信號。圖5A1、圖5A2示出了IFFT處理前的一個OFDM符號的波形圖，其中圖5A1為頻域信號實部，圖5A2為頻域信號虛部；圖5B1、圖5B2示出了IFFT處理後的OFDM符號波形圖，其中圖5B1為時域信號實部，圖5B2為時域信號虛部，圖中加粗的部分對應循環前綴部分；圖5C1、圖5C2為經過最大循環前綴處理後的OFDM符號的波形圖，其中圖5C1為時域信號實部，圖5C2為時域信號虛部，可見圖中加粗的部分信號的幅值明顯較圖5B1、圖5B2有所增大；圖5D1、圖5D2為接收端未進行相位因子校正的信號經過FFT處理過後的OFDM符號波形圖，其中圖5D1為頻域信號實部，其中圖5D2為頻域信號虛部，由圖可見，該信號幅度上起伏表示相位因子的影響；圖5E1、圖5E2為接收端進行相位因子校正後的信號經過FFT處理過後的OFDM符號波形圖，其中圖5E1為頻域信號實部，其中圖5E2為頻域信號虛部。
圖6是PAPR控制模塊中放大器偏差控制信號的波形。如圖所示，該信號周期為一個OFDM符號長度，具體在IEEE 802.11a中，為80個信號採樣長度。該信號的前16個信號採樣點與最後16個信號採樣點對應OFDM符號中的循環前綴，幅值較大，具體在FFT為64，循環前綴為16時，經過仿真得到這部分控制信號所對應幅值為1.42倍信號能量，而OFDM符號中剩餘部分所對應的幅值為0.9倍的信號能量；圖7A是Monte Carlo仿真所示的本方法與Beek的方法的時偏估計性能比較圖。圖7B是Monte Carlo仿真所示的本方法與Beek的方法的頻偏估計性能比較圖。圖7A、圖7B上的曲線7a1、曲線7b1示出了Beek的方法(OriginalBeek’s scheme)時偏、頻偏估計的性能；曲線7a2示出了信號能量增加1.6dB時的Beek的方法(Beek’s scheme with 1.6dB gain)時偏估計的性能；曲線7b2示出了信號能量增加2dB時的Beek的方法(Beek’s scheme with 2dB gain)頻偏估計的性能曲線；曲線7a3、曲線7b3示出了本發明的循環前綴同步方法(New data rotation scheme)的時偏、頻偏估計的性能。可見具體在FFT為64，循環前綴為16時，如圖7A所示，本發明中時偏估計性能的提高隨信號SNR改變，SNR越大，該增益越明顯，具體在SNR為15dB時，時偏錯誤估計(時偏錯誤採樣位置的絕對值)可降低大約6dB。圖7B中頻偏估計差錯(頻偏錯誤的均方值)比Beek的方法幾乎平行下降了大約2dB，其中當SNR降低時，Beek的方法由於時偏估計差錯較大，頻偏的錯誤也明顯較大。為了更進一步說明本方法所帶來的等效的SNR增益，在仿真中為Beek的方法中信號相應增加信號能量2dB(頻偏估計比較圖中)及1.6dB(時偏估計比較圖中)，由仿真結果可見頻偏估計在SNR值較高時與等效增益後的Beek的估計結果吻合得很好。
圖8給出了採用本發明的同步方法，經過最大循環前綴法之後及加入了放大器偏差控制器後，OFDM符號兩段(一段為循環前綴段，包括循環前綴與循環前綴對應數據段；另一段為剩餘數據段)分別的PAPR與原始的總的PAPR的比較圖。其中的未加PAPR控制是指沒有採用本同步方法傳統的OFDM系統的PAPR。因為採用本同步方法，實際傳輸符號能量有所增加，所以此處是和傳統的未進行任何處理的OFDM系統比較的。在圖8中同時還示出了本發明分別的PAPR與現有PTS(部分傳輸序列)方法的比較。該圖橫坐標為基準PAPR(圖中用PAPR0表示，橫軸為各個PAPR0值)，圖中縱坐標為信號PAPR超過PAPR0的概率。可見本發明明顯改善了第一段，即循環前綴段的PAPR性能，第二段的PAPR也比原始的總的PAPR有了一些降低。
通過將本發明的方法和實現應用在一種實驗性的仿真平臺中，使OFDM的同步性能有了較大增益，同時又簡單的實現了PAPR的有效控制，對於發送、接收端都沒有大的計算支出。
當然，本發明還可有其他多種實施例，在不背離本發明精神及其實質的情況下，熟悉本領域的技術人員當可根據本發明作出各種相應的改變和變形，但這些相應的改變和變形都應屬於本發明所附的權利要求的保護範圍。
權利要求
1.一種循環前綴OFDM系統同步方法，利用循環前綴來實現OFDM系統的同步，包括在發送端將循環前綴加入OFDM符號的步驟；及在接收端實現相干估計同步參數的步驟；其特徵在於，所述將循環前綴加入OFDM符號的步驟進一步包括步驟A，尋找出具有最大能量的循環前綴；步驟B，將OFDM符號旋轉到最大能量循環前綴的對應位置。
2.根據權利要求1所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其特徵在於，所述步驟A進一步包括步驟A1，計算信號模值平方|x(i)|2，i的取值為0至N+g-1，其中，當i大等於N時，x(i)＝x(i-N)；步驟A2，累加循環連續的g位信號模值平方，根據公式u=argmax0iN-1[i=nn+g-1|x(i)|2]]]>取計算出的u為最大循環前綴的起始點，其中，N為OFDM系統FFT的大小，x(i)為第i個採樣點時的信號值，g為循環前綴的長度。
3.根據權利要求1或2所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其特徵在於，還包括一設置PAPR控制實現電路的步驟，用於控制所述OFDM系統的PAPR值；其中，所述PAPR控制實現電路進一步包括一設置在所述發送端射頻放大器前的放大器偏差控制器，所述放大器偏差控制器用於控制所述射頻放大器的偏差點。
4.根據權利要求3所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其特徵在於，所述PAPR控制實現電路進一步包括一偏差控制信號產生器，用於產生所述放大器偏差控制器工作所需的控制信號；其中，所述偏差控制信號產生器設置在所述放大器偏差控制器前。
5.根據權利要求1、2或4所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其特徵在於，在接收端採用最大似然估計法來實現相干估計同步參數。
6.根據權利要求5所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其特徵在於，進一步包括一校正在接收信號中引入的循環相位因子的步驟。
7.根據權利要求6所述的循環前綴OFDM系統同步方法，其特徵在於，通過導頻信號來校正非差分OFDM系統在所述接收信號中引入的循環相位因子；或，通過結合信道的估計來校正差分OFDM系統中引入的循環相位因子；其中，所述通過導頻信號來校正非差分OFDM系統循環相位因子的步驟又進一步包括在接收信號經過頻偏、時偏校正後，將同步校正後的導頻信號輸入到FFT的步驟，其中，輸出的波峰所在點u對應需校正的相位因子；或，在發送端各OFDM符號中實現二重差分信號的步驟。
8.一種採用權利要求1所述OFDM系統同步方法的OFDM系統，包括發送端及接收端，所述發送端包括一IFFT運算模塊及一循環前綴加入模塊；所述接收端包括一同步參數相干估計模塊；其特徵在於，所述循環前綴加入模塊進一步包括一最大能量循環前綴選擇模塊，用於尋找具有最大能量的循環前綴並將OFDM符號旋轉到所述最大循環前綴的對應位置。
9.根據權利要求8所述的OFDM系統，其特徵在於，所述最大能量循環前綴選擇模塊進一步包括一模平方計算單元，用於計算信號模平方；一峰值檢測器，用於在累加完循環連續的g位信號模平方值後檢測累加結果中的峰值，並由此確定最大循環前綴的起始點，其中g為循環前綴的長度。一移位寄存器，用於緩衝所輸入的經過IFFT運算的數據和/或緩存計算出的信號模平方數據。
10.根據權利要求8或9所述的OFDM系統，其特徵在於，進一步包括一用於校正系統接收信號中引入的循環相位因子的循環相位因子校正裝置及一設置在所述發送端的用於控制所述OFDM系統PAPR值的PAPR控制實現電路；其中，所述循環相位因子校正裝置又包括一設置在所述接收端的FFT晶片；其中，所述PAPR控制實現電路進一步包括一設置在所述發送端射頻放大器前用於控制所述射頻放大器的偏差點的放大器偏差控制器。
全文摘要
本發明涉及一種循環前綴OFDM系統同步方法，利用循環前綴來實現OFDM系統的同步，包括在發送端將循環前綴加入OFDM符號的步驟；及在接收端實現相干估計同步參數的步驟；其特徵在於，所述將循環前綴加入OFDM符號的步驟進一步包括步驟A，尋找出具有最大能量的循環前綴；步驟B，將OFDM符號旋轉到最大能量循環前綴的對應位置。本發明的最大循環前綴OFDM系統同步方法使OFDM系統的同步性能有了較大增益，同時又簡單地實現了對PAPR的有效控制，且對於發送、接收端都沒有大的計算支出。
文檔編號H04L27/26GK1878157SQ20051004050
公開日2006年12月13日 申請日期2005年6月7日 優先權日2005年6月7日
發明者石苗 申請人:中興通訊股份有限公司