接收器電路的製作方法
2023-05-24 22:58:21 1
本發明涉及接收器電路，所述接收器電路包括提供同信道幹擾補償(cic)的接收器電路。
背景技術：
fm頻帶的帶內同信道(iboc)數字無線電廣播標準由國家電視系統委員會(nrsc)(nationalradiosystemscommittee)所公布的「帶內/同信道數字無線電廣播標準(in-band/on-channeldigitalradiobroadcastingstandard)」文件的fm部分限定。此文件也是所傳輸的iboc信號的基礎，所述iboc信號可以被由hdradiotm認證的接收器接收。hdradiotm傳輸也是基於「(hdradiotm空中接口設計描述層1fm)hdradiotmairinterfacedesigndescriptionlayer1fm」，文件編號：第sy_idd_1011sg號rev.g，2011年8月23日。
技術實現要素：
根據本發明的第一方面，本發明提供一種接收器電路，所述接收器電路包括：
輸入端，所述輸入端被配置成接收輸入信號；
幹擾信號強度計算器，所述幹擾信號強度計算器被配置成基於輸入信號來確定幹擾信號強度指示符；
補償區塊，所述補償區塊被配置成對輸入信號施加同信道幹擾補償操作，以便產生補償輸入信號；
補償加權組件，所述補償加權組件被配置成對補償輸入信號施加補償加權因數，以便產生加權補償輸入信號，其中所述補償加權因數是基於幹擾信號強度指示符；
延遲區塊，所述延遲區塊被配置成對輸入信號施加延遲，以便產生延遲輸入信號；
延遲加權組件，所述延遲加權組件被配置成對延遲輸入信號施加延遲加權因數，以便產生加權延遲輸入信號，其中所述延遲加權因數是基於幹擾信號強度指示符；以及
信號合路器，所述信號合路器被配置成將加權延遲輸入信號與加權補償輸入信號組合，以便提供用於解調的組合輸入信號。
通過使用補償輸入信號與延遲輸入信號的加權組合，可以實現良好的靈敏度增益。
在一個或多個實施例中，延遲加權組件、補償加權組件以及信號合路器被配置成根據幹擾信號強度指示符對補償輸入信號和延遲輸入信號施加混合加權。
在一個或多個實施例中，輸入信號包括帶內同信道信號的數字上邊帶信號或數字下邊帶信號。
在一個或多個實施例中，數字上邊帶信號和數字下邊帶信號包括ofdm信號。
在一個或多個實施例中，接收器電路另外包括一種濾波器，所述濾波器被配置成接收接收器信號，並向輸入端提供輸入信號。接收器信號可以包括帶內同信道信號，所述帶內同信道信號包括中央fm信號、數字上邊帶信號以及數字下邊帶信號。濾波器可以被配置成過濾出頻率在數字上邊帶和數字下邊帶的信號頻率之外的信號。
在一個或多個實施例中，幹擾信號強度指示符被配置成提供關於輸入信號為ofdm信號的程度的指示符。幹擾信號強度指示符可以被配置成提供關於輸入信號為恆定模數信號的程度的指示符。
在一個或多個實施例中，幹擾信號強度計算器包括二階矩計算器。幹擾信號強度指示符可以包括基於二階矩的比率。基於二階矩的比率可以包括以下兩者之間的比率：
輸入信號(e{y2})的絕對值平方的方差；和
輸入信號((e{y})2)的絕對平方值的均方。
在一個或多個實施例中，幹擾信號強度指示符可採用零與一之間的值。補償加權因數可以為一減去幹擾信號強度指示符。延遲加權因數可以是幹擾信號強度指示符。
在一個或多個實施例中，幹擾信號強度計算器被配置成：
當輸入信號為ofdm信號時，將幹擾信號強度指示符的值設置成第一值，所述第一值可以是1；
當輸入信號為恆定模數信號時，將幹擾信號強度指示符的值設置成第二值，所述第二值可以是0；和
當輸入信號包括恆定模數信號和ofdm信號兩者時，將幹擾信號強度指示符的值設置成在所述第一值與所述第二值之間的值。
在一個或多個實施例中，接收器電路另外包括解調器，所述解調器被配置成解調組合輸入信號。
在一個或多個實施例中，補償區塊被配置成對輸入信號施加連續遍歷算法，以便產生補償輸入信號。
可以提供一種處理輸入信號的方法，所述方法包括：
確定輸入信號的幹擾信號強度指示符；
對輸入信號施加同信道幹擾補償操作，以便產生補償輸入信號；
對補償輸入信號施加補償加權因數，以便產生加權補償輸入信號，其中所述補償加權因數是基於幹擾信號強度指示符；
對輸入信號施加延遲，以便產生延遲輸入信號；
對延遲輸入信號施加延遲加權因數，以便產生加權延遲輸入信號，其中所述延遲加權因數是基於幹擾信號強度指示符；以及
將加權延遲輸入信號與加權補償輸入信號組合，以便提供用於解調的組合輸入信號。
可以提供一種汽車無線電接收器系統，所述汽車無線電接收器系統包括本文中所公開的任一接收器電路或其被配置成執行本文中公開的任一方法。
可以提供一種集成電路或電子裝置，所述集成電路或電子裝置包括本文中所公開的任一電路或系統。
儘管本發明容許各種修改和替代形式，但其細節已藉助於例子在附圖中示出並且將詳細地描述。然而，應理解，也可能存在除所描述的特定實施例以外的其它實施例。屬於所附權利要求書的精神及範圍內的所有修改、等效物以及替代實施例也涵蓋在其中。
以上論述並不旨在呈現當前或未來權利要求集的範圍內的每一個示例實施例或每一個實施方案。以下圖式和「具體實施方式」還示例各種示例實施例。結合「附圖說明」考慮以下「具體實施方式」可以更全面地理解各種示例實施例。
附圖說明
現將僅藉助於例子參看附圖來描述一個或多個實施例，附圖中：
圖1示出一種類型的iboc信號的簡化形式；
圖2a和2b示出圖1的iboc信號，以及第1鄰近下和上相鄰fm信道；
圖3示出具有下和上第1鄰近(fm)幹擾信號的(h)iboc傳輸的功率譜密度(psd)估算值的周期圖；
圖4示出iboc信號的全數字實施方案的譜標繪圖；
圖5示出用於針對同信道幹擾補償(cic)施加連續遍歷(colt)算法的示例電路；
圖6示出用於針對(h)iboc信號的數字調製ofdm部分執行同信道幹擾補償(cic)的示例電路；
圖7示出接收器電路的示例性實施例；
圖8示出雙路徑cic接收器系統的框圖的示例性實施例；
圖9示出具有兩個較強第1鄰近fm幹擾信號的穩定awgn信道的誤碼概率；以及
圖10示意性地示出處理輸入信號的方法的示例性實施例。
具體實施方式
圖1示出一種類型的iboc信號100的簡化形式，所述iboc信號100是所謂的「混合ibocfm」信號，並且在本文中表示為「混合iboc」。在水平軸線上示出頻率，用0hz表示載波頻率。圖1的垂直方向表示功率。
混合信號100是模擬fm信號110與數字調製信號112、114的組合/疊加。模擬fm信號110佔用200khz的帶寬，所述200khz的帶寬在-100khz與100khz之間，並且表示以載波頻率為中心的中央部分。數字調製信號112、114佔用約200khz的帶寬。然而，數字調製信號被分成下邊帶112和上邊帶114，每一邊帶的帶寬大致為100khz。下邊帶譜定位在比載波頻率低100khz的距離處。上邊帶114頻譜定位在比載波頻率高100khz的距離處。以此方式，下邊帶112低於中央部分的最低頻率，並且上邊帶114高於中央部分的最高頻率。數字調製信號112、114可以使用正交頻分多路復用(ofdm)，其中副載波的數量能夠隨所選服務/傳輸模式而變化。
數字調製信號112、114的總功率可以比模擬主fm信號110的功率小約一百倍。混合iboc信號100可以因此被視為噪音fm信號。
所謂的「信道柵格」限定用於模擬fm信號的保留信道帶寬。如圖1中的模擬中央部分110示出，通過調節，頻帶ii的信道帶寬為200khz。其結果是，下和上數字ofdm邊帶112、114可以對應於第1鄰近下和上相鄰fm信道的頻率範圍。將參見圖2a和2b另外對此進行另外描述。
圖2a示出圖1的iboc信號，以及第1鄰近下相鄰fm信道220a和第1鄰近上相鄰fm信道230a。
(h)iboc信號的主要邊帶212、214佔用下相鄰信道220a的約100khz，佔用上相鄰信道230a的約100khz。由於主要邊帶212、214超出此200khz柵格，其容易受到相鄰信道的幹擾，所述幹擾為第1鄰近(fm)幹擾。因此，(h)iboc傳輸的每個第1鄰近(fm)信號220a、230a可以對數字調製下邊帶和上邊帶212、214造成同信道幹擾。
可以通過調節使同信道幹擾達到更大的功率，所述功率比數字調製下邊帶和上邊帶212、214的功率大一百倍。此外，第1鄰近幹擾信號220a、230a兩者可以同時存在，因此，在這種狀況下，相鄰fm傳輸導致下邊帶和上邊帶212、214均失真。
圖2b示出圖1的iboc信號，以及第1鄰近相鄰fm信道220b、230b。與圖2a相比，第1鄰近下相鄰fm信道220b和第1鄰近上相鄰fm信道230b的功率小於它們所幹擾的相應數字調製下和上邊帶212、214的功率。如將在下文中論述，圖7的電路可以充分地解碼信號，而與第1鄰近相鄰fm信道220b、230b的強度無關。
圖3示出具有下和上第1鄰近(fm)幹擾信號的(h)iboc傳輸的功率譜密度(psd)估算值的周期圖。圖3中的信號的各種部分已經被給定與圖2a中示出的信號的相應部分相同的參考標號。
圖3示出，實際上，下第1鄰近相鄰fm傳輸320(淺灰色曲線)和上第1鄰近相鄰fm傳輸(深灰色曲線)330分別造成(h)iboc傳輸(黑色曲線)的下邊帶和上邊帶312、314嚴重失真
可以使用「帶內同信道」(iboc)無線電傳輸系統，以此來在同一頻率上同時傳輸數字無線電和模擬無線電廣播信號。如將在下文中論述，也存在兩種數位訊號被組合在其中的全數字形式。用於本文的術語(h)iboc指的是可以呈混合形式或全數字形式的iboc信號。
圖4示出iboc信號的全數字實施方式的譜標繪圖。針對全數字ibocfm信號，模擬fm信號被(第二)數字調製信號420b、422b替換。在全數字模式下，主要數字邊帶420a、422a的帶寬憑藉低功率第二邊帶充分地擴增。
全數字iboc信號的帶寬大致為400khz。以與上文參看圖2a所描述的方式相同的方式，大約各個下和上鄰近信道的100khz被佔用(也就是說，超出200khz「信道柵格」的頻率)。全數字iboc信號的下數字邊帶示為420，並且上數字邊帶示為422。其各自具有主要區段420a、422a和第二區段420b、422b。在圖4中，擴展頻率分區(e)的數目固定為4。在混合模式系統中，例如如圖1和圖2中示出，依據所傳輸服務模式，擴展頻率分區(e)的數目可以是0、1、2或4。
在(h)iboc傳輸的情況下，在混合模式以及全數字模式中，數字調製下和上邊帶可以基於經解碼ofdm(cofdm)的特定形式。在(h)iboc傳輸中，兩個(上和下)第1鄰近fm信號對於數字調製cofdm信號來說是同信道幹擾信號，這是因為它們以與(h)iboc傳輸信號的下和上邊帶的頻率相同的頻率駐留。因此，為使其穩固以抵禦此等第1鄰近(fm)同信道幹擾信號，(h)iboc系統可以使用一種同信道幹擾補償(cic)。cic的目的是減少(或實際上消除)第1鄰近fm幹擾信號，以使得所得信號可以用於例如通過軟決策維特比解碼器(soft-decisionviterbi-decoder)來進行ofdm處理、解調和解碼。
圖5示出用於針對同信道幹擾補償(cic)施加連續遍歷(colt)算法的示例電路。在us6,259,893b1中更加詳細地描述所述電路，其內容通過引用的方式併入本文中。
可以從圖5看出，colt補償算法利用fm幹擾信號是連續模數信號的事實。實際上，仔細觀察圖5，圖5示出：colt算法根據以下方程式以模數與模數的平均值之間的比率來「加權」失真邊帶信號：
其中，s(t)是失真邊帶信號，即，移位和濾波基帶輸入信號的i和q時間樣本，並且e{.}是統計平均值。
圖6示出用於針對(h)iboc信號的數字調製ofdm部分執行同信道幹擾補償(cic)的示例電路。圖6的電路是關於應用圖5的colt原理的雙路徑cic情境。在us6,671,340b1中更加詳細地描述圖6的電路，其內容通過引用的方式併入本文中。
在這個電路中，在如圖6中dab邊帶濾波器144所表示的頻帶分隔濾波器或「分離濾波器」的後面提供第1路徑146和第2路徑148。
第2路徑148(如圖6中所示的上路徑)包括：
·ofdmfftdemod區塊170，所述ofdmfftdemod區塊170用於執行快速傅立葉變換(fft)(fastfouriertransform)(藉此提供ofdm處理)和解調所接收信號；
·估算csi(信道狀態信息)區塊172，所述估算csi(信道狀態信息)區塊172用於執行信道估算；以及
·軟二元度量區塊176，所述軟二元度量區塊176用於計算各個經解碼位的軟決策信息(即，對數似然比(llr))。
第1路徑146(圖6中所示的最下路徑)也包括ofdmfftdemod區塊156、估算csi區塊160以及軟二元度量區塊162，它們執行與第2路徑148中相應區塊相同的任務。此外，第1路徑146也包括fm跟蹤和抵消區塊152，所述fm跟蹤和抵消區塊152基於如圖5中所示的colt原理執行cic。被此基於colt的cic處理採用的「非線性加權」(根據上述方程式1)將通過改變信號的「信道增益」、「信道相位」以及噪音分量而影響信號。為了對此等非線性變化建模，將把第2路徑148當作相對於第1路徑146可能具有「獨立特性」的路徑處理。應注意，此為假設，這是因為第2路徑148的統計數據源自仿效dab邊帶濾波器144的同一信號，並且因此，所述統計數據與所述第1路徑146的統計數據完全相同。然而，假設非線性colt加權會以(兩個不同「獨立」路徑中的)這個信號模式可能保持的方式來影響信號。
此外，假設一個信號模式，在此信號模式中，循環前綴(cp)(所述循環前綴為重複以防止或減少符號間幹擾(isi)的ofdm符號的已知部分)會徹底消除任何isi並且不存在載波間幹擾(ici)。第2路徑148具有延遲區塊166，所述延遲區塊166估算出現在第1路徑146中的時序和頻率偏移(由fm跟蹤和抵消區塊152所導致)並且在第2路徑148中對所接收信號施加延遲，這對由第1路徑146在(h)iboc串流上執行的額外處理進行補償。因此，針對這種雙路徑cic法，可以把針對各個路徑計算所得的軟決策位度量與求和區塊180組合，所述求和區塊180在頻域中施加疊加。可以從圖6看出，這個疊加發生在包括信道狀態信息(csi)估算的軟決策位度量處理在各個路徑中執行之後。
如圖6中示出，第1路徑146包括基於colt原理的cic處理，而第2路徑148並不執行cic操作。然而，對於兩個路徑來說，存在完整的「接收器鏈」。由於需要完整的額外路徑以用於組合，這種情況使圖6的電路方法變得極其複雜。
圖7示出接收器電路的示例性實施例，所述接收器電路具有用於接收輸入信號的輸入端702。在這個例子中，所述電路也包括接收接收器信號的上遊dab邊帶濾波器700，並且將輸入信號提供到輸入端702。接收器信號包括h(iboc)信號，所述h(iboc)信號包括中央fm信號、數字上邊帶信號和數字下邊帶信號。dab邊帶濾波器700過濾出頻率在數字上邊帶和數字下邊帶的信號頻率之外的信號。也就是說，圖7的接收器電路可以用於處理數字上邊帶和數字下邊帶中的一個。為了處理數字上邊帶，dab邊帶濾波器700被配置成使得對應於上邊帶和其第1鄰近上相鄰fm信道(例如，頻率在+100khz與+300khz之間)的頻率通過。類似地，為了處理數字下邊帶，dab邊帶濾波器700被配置成使得對應於下邊帶和其第1鄰近上相鄰fm信道(例如，頻率在-300khz與-100khz之間)的頻率通過。以此方式，輸入信號包括數字邊帶信號和來自第1相鄰fm信號的任何幹擾(如圖2a和2b中示出)。
電路也包括可以確定幹擾信號強度指示符的幹擾信號強度計算器。在這個例子中，幹擾信號強度計算器是二階矩計算器704，所述二階矩計算器704可以確定輸入信號的基於二階矩的比率(ψ)。可以將基於二階矩的比率(其將出於混合目的而使用)限定為以下兩者之間的比率：
(a)輸入信號的絕對值平方的方差(隨機變量)；和
(b)輸入信號的絕對平方值的均方(即，取絕對平方值的平均值的二次冪)。
如將在下文中詳細論述，基於二階矩的比率可以提供指示第1相鄰fm信號相對於數字邊帶信號的強度的指示符。在這個例子中，基於二階矩的比率(ψ)可以採用0與1之間的值，其中：
0表示輸入信號為恆定模數fm信號，當第1相鄰fm信號完全蓋過數字邊帶信號時，發生所述恆定模數fm信號；和
1表示輸入信號為ofdm((h)iboc)信號，當不存在第1相鄰fm信號時，發生所述ofdm((h)iboc)信號。
在其它例子中，幹擾信號強度指示符可以是不同類型的指示符，以用於在所需信號類型(例如ofdm信號)與幹擾信號類型(例如恆定模數信號)之間進行區別。在一些實施方案中，可以使用基於較高階矩的指示符(例如基於三階或四階矩的比率)。
圖7包括補償區塊706，所述補償區塊706對輸入信號施加同信道幹擾補償(cic)操作，以便產生補償輸入信號ycolt(t)。在這個例子中，雖然所述cic操作是上文所論述的colt操作，但應了解，可以使用其它cic操作。向補償加權組件708提供補償輸入信號ycolt(t)，所述補償加權組件708對補償輸入信號ycolt(t)施加補償加權因數，以便產生加權補償輸入信號。在這個實施例中，補償加權組件708為乘法器。
補償加權因數是基於所述基於二階矩的比率。在這個情況下，補償加權因數為(1-ψ)。以此方式，當第1相鄰fm信號相對於數字邊帶信號(ψ≈0)較強時，加權補償輸入信號約等於補償輸入信號ycolt(t)。相比之下，當第1相鄰fm信號相對於數字邊帶信號(ψ≈1)較弱時，加權補償輸入信號約等於零。
圖7的電路也包括延遲區塊710，所述延遲區塊710對輸入信號施加延遲，以便產生延遲輸入信號y(t)。由延遲區塊710提供的延遲時長對應於由補償區塊706併入的延遲。以此方式，延遲輸入信號y(t)與補償輸入信號ycolt(t)同步。向延遲加權組件712提供延遲輸入信號y(t)，所述延遲加權組件712對延遲輸入信號y(t)施加延遲加權因數，以便產生加權延遲輸入信號。在這個實施例中，延遲加權組件712也為乘法器。
延遲加權因數也基於所述基於二階矩的比率。在這個情況下，延遲加權因數為ψ；即，其與基於二階矩的比率相同。以此方式，當第1相鄰fm信號相對於數字邊帶信號(ψ≈0)較強時(例如如圖2a中示出)，加權延遲輸入信號約等於零。相比之下，當第1相鄰fm信號相對於數字邊帶信號(ψ≈1)較弱時(例如如圖2b中示出)，加權延遲輸入信號約等於延遲輸入信號y(t)。
所述電路也包括信號合路器714，所述信號合路器714將加權延遲輸入信號與加權補償輸入信號組合，以便提供組合輸入信號ycic(t)。在這個例子中，信號合路器714為加法器區塊。
由於(i)基於二階矩的比率(ψ)可以採用0與1之間的值、(ii)補償加權因數被設為(1-ψ)並且(iii)延遲加權因數被設為ψ，所以應了解，加權延遲輸入信號和加權補償輸入信號的總和表示一種形式的輸入信號，所述形式的輸入信號具有(a)已被施加cic的信息的混合和(b)尚未被施加cic的信息的混合。混合程度由第1相鄰fm信號的相對強度設置。
當根據基於二階矩的比率對補償輸入信號ycolt(t)和延遲輸入信號y(t)施加混合加權時，可以考慮使用延遲加權組件712、補償加權組件708以及信號合路器714。
圖7的電路也包括用於解調組合輸入信號ycic(t)的解調器716。在這個例子中，解調器716包括ofdmfftdemod區塊718、估算csi區塊720以及軟二元度量區塊722，方式與如上文所描述的圖5和6的電路相同。
有利的是，圖7的電路已經除去圖6的第2路徑，所述圖6的第2路徑包括第二解調器和接收器鏈。在一些應用中，此做法使得電路的複雜程度降低了幾乎2個因數。同樣，如將參考圖9在下文中示出，可以改善(h)iboc接收器的靈敏度增益。通過產生單一信號可能實現第2路徑的此除去，所述單一信號在這個實施例中是基於colt的cic處理後的信號的「加權組合」，並且被稱為「乾淨」信號，即，未受colt操作處理的信號。
乾淨(h)iboc信號和cic處理後的(h)iboc信號的這個組合加權將被稱作「χ2-混合」。χ2-混合的原理是基於恆定模數信號的模數的一階和二階矩與ofdm信號的模數的一階和二階矩不同的事實。(h)iboc信號的第1鄰近下和上幹擾信號是fm信號，所述fm信號是恆定模數信號。相比之下，「乾淨」所接收(h)iboc信號(不受fm信號幹擾)的下和上邊帶是數字調製複雜ofdm信號。這些複雜ofdm信號針對他們的實(i)分量和虛(q)分量具有高斯分布(gaussiandistribution)並且，因此，平方模數將具有χ2-分布，此情況(顯然)不適用於恆定模數信號。因此，加權組合可以基於接收到的(h)iboc信號的一階和二階矩。
雖然在下文的數學例子中以線性加權進行加權組合，即，「對同信道幹擾補償(cic)進行χ2-混合」，但應了解，在一些例子中也可以使用非線性加權。
首先，我們注意到，所接收(h)iboc信號：
其中，i分量以及q分量均具有高斯(即，正態)分布，所述高斯分布具有零平均值和方差另外，由於我們關注χ2隨機變量的一階和二階矩，我們限定：
並且y變為各自具有完全相同的分布的兩個獨立隨機變量的求和。從而，y是具有共同方差σ2的兩個iid(獨立且相同分布)零平均值高斯隨機變量的和，那麼y便是「具有2個自由度的χ2隨機變量」。此外，y的平均值和方差由以下給定：
現在我們重寫y的方差：
並且限定特定的基於二階矩的比率：
注意，在所接收信號是ofdm信號(例如，表示不具有第1鄰近fm信號的(h)iboc信號)的情況下，y是具有2個自由度的χ2隨機變量並且比率ψ求值成1：
針對ofdm((h)iboc)信號方程式7
然而，如果當所接收信號是恆定模數(fm)信號(例如，表示具有極強第1鄰近fm信號的(h)iboc信號)時我們對y求值，那麼比率ψ求值成0：
針對恆定模數(fm)信號方程式8
這是因為歸因於所接收(輸入)信號是恆定模數信號的事實，y(大致)為恆定值。現在，我們可以施加所謂的「χ2-混合規則」，其在乾淨所接收(h)iboc信號與colt處理後所接收(h)iboc信號之間執行線性加權。從而，χ2-混合技術得出：
其中，ycolt(t)表示被colt技術處理的用於cic的信號，例如圖7的補償區塊的輸出信號。注意，現在只有一個信號ycic(t)需要另外處理。因此，針對ofdm處理(即，fft、解調、信道估算、csi估算和llr計算)，只需要一個路徑。與圖6的電路相比，這種χ2-混合技術因此會避免大量的計算複雜性。
上文所描述的混合處理可以產生所需信號和第1鄰近近鄰的抑制形式的組合信號。可以接著將這種混合(組合)信號用於llr計算，以產生用於維特比解碼器的精確軟決策信息。
圖8示出雙路徑cic接收器系統的框圖的示例性實施例，在這個例子中示出併入有圖6的電路的汽車無線電接收器系統。接收器系統包括被耦接到rf區塊804的天線802，所述rf區塊包括無線電前端(rfe)。所述rfe向a/d區塊806提供模擬i/q信號。所述a/d區塊806向基帶區塊808提供數字i/q信號。所述基帶區塊808包括向同信道幹擾補償區塊810提供另一數字i/q信號的數字前端(dfe)，在這個例子中，所述同信道幹擾補償區塊810執行colt操作，以提供cig。如圖8中示出，同信道幹擾補償區塊810向用於ofdm解調和解碼的h(iboc)接收器區塊816提供第一數字i/q信號812和第二數字i/q信號814。如圖6中示出，兩個數字i/q信號被分開的接收器鏈解碼。在這個例子中，h(iboc)接收器區塊816並不包括幹擾補償。
如果圖8的接收器系統變成使用圖7的電路(其施加χ2-混合)而不是圖6的電路(其並不施加χ2-混合)，那麼將不再需要第二數字i/q信號814。同樣，h(iboc)接收器區塊816將只需要單條接收器鏈。
圖9示出具有兩個較強(信號幹擾比sir＝-20db)第1鄰近fm幹擾信號的穩定awgn信道的誤碼概率(誤碼率-ber)。圖9中的第一曲線902示出圖8的接收器系統的結果，所述圖8的接收器系統包括圖6的電路(無χ2-混合)，並且因此在接收器區塊中具有兩條接收器鏈。第二曲線904示出圖8的接收器系統的結果，所述圖8的接收器系統包括圖7的電路(具有χ2-混合)，並且因此在接收器區塊中具有單條接收器鏈。可以看出，與並不執行χ2-混合的系統的誤碼概率相比，執行χ2-混合的系統的誤碼概率降低。可以看出新提出的χ2-混合cic算法在較強第1鄰近幹擾信號存在的情況下會改善(h)iboc接收器的性能。
從圖9可以看出，相較於雙路徑cic法，新提出的χ2-混合cic算法會降低ber底限。在這個例子中，針對4·10-4的ber，實現≈4.95db的靈敏度改善。應注意，圖9示出的snr靈敏度值(x軸)是基於在模擬器中建模的數位訊號處理，例如分離濾波器是基於抑制措施，所述抑制措施力圖滿足常規(h)iboc接收器的整體ber性能。
如圖9中示出，在具有相同信噪比(snr)的情況下，(h)iboc接收器的低誤碼概率(ber))表示靈敏度改善。靈敏度改善的原因可以是因為接收器系統能夠基於正發生的幹擾程度而自動調整所施加的cic程度。因此，如果僅存在少量幹擾，那麼便僅執行少量cic。這種情況可以是有利的，因為在一些情況下對不受幹擾的信號施加cic會降低信號的質量。
圖10示意性地示出處理輸入信號的方法的示例性實施例，例如由汽車無線電接收器系統接收的(h)iboc信號。
在步驟1002處，所述方法包括確定輸入信號的基於二階矩的比率。如上文所論述，可以使用二階距計算器，來確定基於二階矩的比率，並且可以：
當輸入信號為ofdm信號時，將基於二階矩的比率的值設置成第一值，在一些例子中所述值是1；
當輸入信號為恆定模數信號時，將基於二階矩的比率的值設置成不同的第二值，在一些例子中所述值是0；以及
當輸入信號包括恆定模數信號和ofdm信號兩者時，將基於二階矩的比率的值設置成在所述第一值與所述第二值之間的值。
以此方式，基於二階矩的比率可以提供關於輸入信號為fdm信號的程度的指示符，並且也可以提供關於輸入信號為恆定模數信號的程度的指示符。基於二階矩的比率可以表示信號中的幹擾的預期量。
在步驟1004處，所述方法包括對輸入信號施加同信道幹擾補償操作，以便產生補償輸入信號。接著在步驟1006處，所述方法對補償輸入信號施加補償加權因數，以便產生加權補償輸入信號。如上所述，補償加權因數是基於所述基於二階矩的比率。
在步驟1008處，所述方法包括對輸入信號施加延遲，以便產生延遲輸入信號。所述延遲可以使延遲輸入信號與補償輸入信號一致。接著在步驟1010處，所述方法對延遲輸入信號施加延遲加權因數，以便產生加權延遲輸入信號。同樣，延遲加權因數是基於所述基於二階矩的比率。
接著在步驟1012處，所述方法將加權延遲輸入信號與加權補償輸入信號組合，以便提供用於解調的組合輸入信號。如上文所論述，可以將這個方法視為提供χ2-混合以使得單個信號可以用於解調和解碼，由此單個信號基於信號中的幹擾的預期量在具有或不具有cic的情況下都具有輸入信號的適當混合。
除非明確陳述特定順序，否則可以任何順序執行以上圖式中的指令和/或流程步驟。並且，本領域的技術人員將認識到，儘管已經論述一個示例性指令集/方法，但本說明書中的材料可以通過各種方式組合，從而還產生其它例子，並且應在此具體實施方式提供的上下文內來理解。
在一些示例實施例中，上文描述的指令集/方法步驟被實施為體現為可執行指令集的功能和軟體指令，所述可執行指令集在計算機或通過所述可執行指令編程和控制的機器上實現。這些指令經過加載以在處理器(例如，一個或多個cpu)上執行。術語「處理器」包括微處理器、微控制器、處理器模塊或子系統(包括一個或多個微處理器或微控制器)，或其它控制或計算裝置。處理器可以指單個組件或指代多個組件。
在其它例子中，本文示出的指令集/方法以及與其相關聯的數據和指令存儲在相應存儲裝置中，這些存儲裝置實施為一個或多個非暫時性機器或計算機可讀或計算機可用存儲媒體。此類計算機可讀或計算機可用存儲媒體被視為物品(或製品)的一部分。物品或製品可以指任何所製造的單個組件或多個組件。如本文所定義的非暫時性機器或計算機可用媒體不包括信號，但此類媒體能夠接收和處理來自信號和/或其它暫時性媒體的信息。
本說明書中論述的材料的示例實施例可整體或部分經由網絡、計算機或基於數據的裝置和/或服務實施。這些裝置和服務可以包括雲、網際網路、內聯網、移動裝置、臺式計算機、處理器、查找表、微控制器、消費者設備、基礎設施架構，或其它致能裝置和服務。如本文和權利要求書中可使用，提供以下非排他性限定。
在一個例子中，使本文論述的一個或多個指令或步驟自動化。術語自動化或自動(和他們的類似變體)意味著使用計算機和/或機械/電氣裝置的設備、系統和/或過程的受控操作，而不需要人類幹預、觀測、努力和/或決策。
應了解，稱為被耦接的任何組件可直接或間接耦接或連接。在間接耦接的情況下，可以在稱為被耦接的兩個組件之間安置額外的組件。
在本說明書中，已經依據選定的細節集合呈現示例實施例。然而，本領域的普通技術人員將理解，可以實踐包括這些細節的不同選定集合的許多其它示例實施例。希望所附權利要求書涵蓋所有可能的示例實施例。