維特比檢測器及維特比檢測方法

2023-05-24 12:43:56 2

專利名稱：維特比檢測器及維特比檢測方法
技術領域：
本發明涉及一種部分響應最大相似的信號處理裝置的Viterbi檢測器，特別涉及一種使用單一硬體，以實現不同的取樣速度與不同參數的部分響應最大相似的信號處理裝置的維特比(Viterbi)檢測器。
將信息碼(information code)記錄於記錄媒體中的方式有很多種，為了提高信息存取密度的目的，部分響應最大相似(Partial Response MaximumLikelihood，PRML)的信號處理方法已廣泛在光碟系統中使用。
在信號傳輸的過程當中，當通道(channel)的頻寬低於所傳輸的信號的頻寬時，接收端信號中的前後位間會產生信號互擾(ISI，inter-symbolinterference)。當ISI較嚴重時即導致時序擾動(jitter)。隨著碟片記錄密度提高，ISI導致的時序擾動益趨嚴重，便增加了鎖相的難度。部分響應(PartialResponse，PR)通道的原理是通過對於光碟通道的了解，將通道的影響適當的均衡為PR多項式描述的通道響應的型式，使ISI被控制在可預期的型式，以降低ISI產生的時序擾動，進而改變鎖相的性能，因此PRML具有提高記錄密度的潛力。
而PRML的信號處理方法則包括有下列步驟首先，當從光碟片讀取出信息碼信號之後，接著，將此信息碼信號輸入至一部分響應(Partial Response，PR)均衡器(equalizer)以進行波形均衡(waveforn equalized)的動作。然後，再將部分影響均衡器的輸出信號以Viterbi演算法進行檢測的動作。
參照

圖1，其為用以達到ME記錄方式的PRML的信號處理裝置的方塊圖。調變後的信息碼信號E首先輸入至翻轉不歸零(Non Return to ZeroInversion，NRZI)電路102中，將信息碼信號E經由NRZI的一異或門104與一延遲單元106的處理之後，NRZI電路102輸出一NRZI電路的輸出信號F。接著，NRZI電路的輸出信號F則記錄於記錄媒體108，例如光碟片。其中，每當信息碼信號E的信號電平有上升邊(rising edge)，則NRZI電路的輸出信號F改變其電平，例如是由0變成1，或是由1變為0。
其中，圖1是以對NRZI電路的輸出信號F進行PR(1，2，1)均衡動作，且最小碼反距離(minimum code reversal distance)δ等於2為例做說明。最小碼反距離δ等於2是表示，即在NRZI電路的輸入信號E中，在兩個「1」之間的「0」的個數至少是以2個以上。
參照圖2，其為圖1中信息碼信號、NRZI電路的輸出信號、雷射二極體(Laser Diode，LD)驅動信號、重現信號、PR均衡器輸出信號與Viterbi檢測器輸出信號的相關波形以及相對應的光碟片凹槽(pits)的示意圖。其中，(a)為信息碼信號E，(b)為NRZI電路的輸出信號F，(c)為根據NRZI電路的輸出信號F所產生的LD驅動信號，用以控制一LD(圖中未示出)以對光碟片進行寫入的動作。(d)為LD對光碟片執行寫入動作後的光碟片凹槽的示意圖。(e)為光學讀取頭從光碟片中讀取信息後所產生的重現信號G。(f)為經過PR均衡器110的PR(1，2，1)均衡動作的PR均衡器輸出信號J′。而(g)則為將PR均衡器輸出信號J′輸入至Viterbi檢測器112後所得的Viterbi檢測器輸出信號Z。其中，PR均衡器110與Viterbi均衡器合稱為重現信號處理單元114。
其中，令Viterbi檢測器112的輸出信號為NRZI的信號時，每當NRZI電路的輸出信號F的信號電平有上升邊(rising edge)或下降邊(falling edge)產生時，則所對應的Viterbi檢測器輸出信號Z為1，否則為0。
在圖2中，當NRZI電路的輸出信號F為1時，則LD驅動信號為高電平。此時，則相對應地在光碟片中產生一個記錄凹槽。重現信號處理單元114是用以從重現信號G中產生與信息碼信號E相同的Viterbi檢測器輸出信號Z。PR均衡器110是用以執行PR(1，2，1)均衡動作。PR(1，2，1)均衡動作的特性為，時間點t時PR均衡器110所輸出的PR均衡器輸出信號J′的值等於0.25乘以時間點t-1的重現信號G的值、0.5乘以時間點t時的重現信號G的值、與0.25乘以下一個時間點t+1的重現信號G的值的和。如圖2(f)所示的PR均衡器輸出信號J′在每個時間點上的值均接近於{0，0.25，0.75，1}四個電平(level)之一。然後，將PR均衡器輸出信號J′輸入至Viterbi檢測器112之後，得到與信息碼信號E相同的Viterbi檢測器輸出信號Z。
其中，Viterbi檢測器112中還存儲了每個時間點上對應至PR均衡器輸出信號J′的信號電平的轉變模式(transition patterns)，其是以格狀形式(form ofa trellis)存儲的。並且，在每個時間點上Viterbi檢測器112僅輸出一位的二元碼0或1。另外，當PR均衡器輸出信號J′中包含噪音時，Viterbi檢測器112還選擇了一個最接近的轉變模式，存儲在Viterbi檢測器112中。
參照圖3，其為圖1中傳統的PR均衡器110的結構方塊圖。PR均衡器110包括多個延遲單元(例如是延遲單元302、304與306)、多個乘法器(例如是乘法器308、310、312與314)以及一個加法器316。此些延遲單元是以串列的方式相連，且此些延遲單元各對其輸入信號進行延遲一個時間單元T的動作。而信號iN、iN-1、iN-2...i1是為信號G延遲不同時間區段後的結果。信號iN、iN-1、iN-2...i1各分別與係數C1、C2、C3...CN相乘之後，再輸入至加法器316。其和(iNC1+iN-1C2+iN-2C3+...+i1CN)則用以作為PR均衡器110的輸出信號J′。其中，係數C1、C2、C3...CN的值是與PR均衡動作的參數有關。
參照圖4，其為圖1中Viterbi檢測器112的結構方塊圖。Viterbi檢測器112包括一支路矩陣值(branch matrix)計算電路402、一加法比較選擇電路404以及一路徑存儲單元406。支路矩陣值計算電路402用以接收PR均衡器輸出信號J′，並計算支路矩陣值B0001、B0002、B0011、B0111、B1001、B1101、B111、與B1112。加法比較選擇電路404用以根據多個支路矩陣值，得到路徑控制信號H000與H111。而路徑存儲單元406則由路徑控制信號H000與H111所控制，並輸出Viterbi檢測器輸出信號Z。
參照圖5，其為圖4中支路矩陣值計算電路402的電路方塊圖。支路矩陣值計算電路402包括4個減法器502、4個乘法器504、以及4組寄存器506。減法器502是用以分別計算J′-0、J′-025、J′-0.75、以及J′-1。接著，經過乘法器504的處理之後，支路矩陣值計算電路402將PR均衡器輸出信號J′與4個均衡目的值(equalization aimed values){0，0.25，0.75，1}之差的平方值各自存儲在延遲單元506中，並分別輸出支路矩陣值B0001、B0002、B0011、B0111、B1001、B1101、B1111、與B1112。其中，在每個時間點下的支路矩陣值分別為B0001＝B0002＝(0-J′)2B0011＝B1001＝(0.25-J′)2B0111＝B1101＝(0.75-J′)2B1111＝B1112＝(1.0-J′)2(1)這些支路矩陣值是接著輸入至加法比較選擇電路404，而這些支路矩陣值是代表著實際所得的重現信號G經過PR均衡器110的PR(1，2，1)均衡動作處理後的PR均衡器輸出信號J′，與理想狀況下(例如是無噪音幹擾的重現信號G)的PR(1，2，1)均衡後的信號的相似與接近的程度。
參照圖6，其為圖4中加法比較選擇電路404的電路方塊圖。加法比較選擇電路404中是使用了6個路徑矩陣值P000、P001、P011、P100、P110、與P111。將其初始值均設定為0。加法比較選擇電路404藉由時間點t-1的支路矩陣值來得到目前的時間點t的路徑矩陣值，並比較P000(t)+B0001(t)和P100(t)+B1002(t)，以及P011(t)+B1111(t)和P111(t)+B1112(t)的大小來分別得到路徑控制信號H000(t)與H111(t)的值。
其中，當P000(t)+B0001(t)＝min{P000(t)+B0001(t)，P100(t)+B0002(t)}時，H000(t)為0；而當P100(t)+B0002(t)＝min{P000(t)+B0001(t)，P100(t)+B0002(t)}時，H000(t)為1。
其中，當P011(t)+B1111(t)＝min{P011(t)+B1111(t)，P111(t)+B1112(t)}時，H111(t)為0；當P111(t)+B1112(t)＝min{P011(t)+B1111(t)，P111(t)+B1112(t)}時，H111(t)為1。
加法比較選擇器404還對6個路徑矩陣值P000(t+1)、P001(t+1)、P011(t+1)、P100(t+1)、P110(t+1)、與P111(t+1)進行更新動作P000(t+1)＝min{P000(t)+B0001(t)，P100(t)+B0002(t)}；P001(t+1)+P000(t)＝B0011(t)；P011(t+1)+P001(t)＝B0111(t)；P100(t+1)+P110(t)＝B1001(t)；P1100(t+1)+P111(t)＝B1101(t)；以及P111(t+1)＝min{P011(t)+B1111(t)，P111(t)+B1112(t)}。
其中，加法器602是用以進行加法運算，而比較器604與選擇器606用以執行min{x，y}函數的運算(亦即是將參數x與y比較之後，選擇x，y中的較小值)。而寄存器608則是用以保持住這些路徑矩陣值。
參照圖7，其為圖4中路徑存儲單元406的電路方塊圖。路徑存儲單元406包括n個檢測循序切換器(detection sequence switches)7021到702n，6(n-1)個延遲單元704。相鄰的兩個檢測循序切換器702間是以6個延遲單元704相連。另外，路徑控制信號H000與H111是分別輸入至此些檢測循序切換器702中。其中，在每個時間點t上，路徑存儲單元406中輸出一位的二元碼0或1。
參照圖8A～8D，其為圖7中檢測循序切換器702內部的輸入端與輸出端的連接與切換關係的示意圖。實線表示檢測循序切換器702的輸入端與輸出端為相連，而虛線則表示檢測循序切換器的輸入端與輸出端為不相連。圖8A～8D是分別表示路徑控制信號(H000，H111)＝(0，0)、(0，1)、(1，0)、(1，1)的檢測循序切換器702的輸入端與輸出端相連的情形。
其中，圖7是以路徑控制信號(H000，H111)＝(0，0)時的檢測循序切換器702為例做說明。延遲單元704分別接收檢測循序切換器702的輸出值，並將其值延遲一個時間單元T後輸入至下一個檢測循序切換器702。每個檢測循序切換器702包括6個輸入端，分別為輸入端X1、X2、X3、X4、X5、與X6，並包括6個輸出端，分別為輸出端Y1、Y2、Y3、Y4、Y5、與Y6。而路徑存儲單元406是以檢測循序切換器702n的輸出端Y1的輸出信號作為輸出，以得到為{0，1}的Viterbi檢測器輸出信號Z。
參照圖9，其為信號電平的轉變規則(transition rule)的格狀(trellis)圖。在圖9中，經過PR(1，2，1)均衡動作之後的PR均衡器輸出信號J′(NRZI)的最小碼反距離δ等於2的轉變規則是示於圖2中。圖7的檢測循序切換器702中的連接方法是基於圖9的格狀圖而決定。圖9中，當Viterbi檢測器112的輸出為NRZI的信號時，其輸出位與參考電平是標示於支路(000，000)902、支路(100，000)904、支路(000，001)906、支路(001，011)908、支路(110，100)910、支路(111，110)912、支路(011，111)914、與支路(111，111)916之後。而當Viterbi檢測器112的輸出為翻轉不歸零(NRZI)或不歸零(Non Return to Zero，NRZ)的信號時其輸出信號如各圖中所示。
每個圓形是代表此格狀圖的一個狀態，而這些支路則分別連接時間點t的狀態與時間點t-1的狀態。這些支路的連接方式是定義了檢測循序切換器702的連接規則。經PR均衡器輸出信號J′的狀態有6種，分別是狀態S000、S001、S011、S100、S110、與S111。圖9中的參考電平分別定義了圖5中4個均衡目的值{0，0.25，0.75，1}，而輸出位則定義了圖7的V1、V2、V3、V4、V5、與V6的值。
其中，支路(x，y)代表信號由時間點t-1的狀態Sx，在時間點t時轉變成狀態Sy。且支路(000，000)902、支路(100，000)904、支路(000，001)906、支路(001，011)908、支路(110，100)910、支路(111，110)912、支路(011，111)914、與支路(111，111)916分別對應到圖6的支路矩陣值B0001、B0002、B001、B011、B100、B110、B1111、B1112。
其中，支路矩陣值的另一個意義是，由時間點t-1的狀態轉變至時間點t的狀態所需的「成本」。而Viterbi檢測器112則是通過路徑矩陣值將每個支路的成本累計起來，並得到一使成本為最小的路徑控制信號(H000，H111)。由路徑控制信號(H000，H111)來選擇檢測循序切換器7021到702n的輸入與輸出的連接關係為圖8A～8D之一，以得到Viterbi檢測器輸出信號Z。
在上述的傳統的PRML結構中，其是用以改善讀取信息時的信息正確率，例如是讀取光碟片的信息時的信息正確率。然而，在高倍速的光碟系統中，例如是16倍速的數字錄像盤(Digital Video Disk，DVD)系統，每筆信息的間隔只有2.4ns(10-9sec)，將使得傳統的PRML的結構難以實現。
而且，當PR均衡動作需要以其他參數來進行時，例如是進行PR(1，1)、PR(1，2，1)、PR(1，1，1，1)或是PR(1，2，0，2，1)均衡動作時，必須改變Viterbi檢測器112的硬體結構，將因此而造成使用上與設計上的不便。
有鑑於此，本發明的目的就是在提供一種部分響應最大相似的信號處理裝置的Viterbi檢測器。其可適用於高倍速的光碟系統中，而且，本發明的Viterbi檢測器可使用在不同參數的PR均衡動作。如此，可以達到節省硬體空間的優點，並達到易於切換不同的PR均衡動作的功效。
根據本發明的目的，提出一種Viterbi檢測器，用以裝設在一部分響應最大相似(Partial Response Maximum Likelihood，PRML)的信號處理裝置中。Viterbi檢測器用以接收PRML的信號處理裝置中的一部分響應(PartialResponse，PR)均衡器輸出的串行式(serial)的一PR均衡器輸出信號。該PR均衡器是操作於一第一頻率下，而該Viterbi檢測器是操作於一第二頻率下。其中，Viterbi檢測器是可用以針對PR均衡器中不同參數的PR均衡動作進行Viterbi檢測動作，該檢測器包括一輸入緩衝器、一支路矩陣值計算電路、一加法比較選擇電路、一路徑存儲單元與一時鐘脈衝緩衝器。輸入緩衝器用以接收PR均衡器輸出信號，並根據第一頻率與第二頻率選擇性的並行式(parallel)輸出PR均衡器輸出信號或串行式輸出PR均衡器輸出信號。支路矩陣值計算電路用以接收輸入緩衝器輸出的PR均衡器輸出信號，並接收一參考電平記錄器中的一參考電平值，以得到多個支路矩陣值。加法比較選擇電路用以接收這些支路矩陣值，計算多個路徑矩陣值，並得到多個路徑控制信號。路徑存儲單元用以接收這些路徑控制信號，並以一記錄單元中所記錄的一輸出位值以作為路徑存儲單元中的一檢測循序切換器的輸入，且輸出一Viterbi檢測器輸出信號。而時鐘脈衝緩衝器則用以產生第二頻率的時鐘脈衝信號，並將第二頻率的脈衝信號輸出至支路矩陣值計算電路、加法比較電路、與路徑存儲單元。
其中，經由將PR均衡器操作於該第一頻率下，該Viterbi檢測器操作於該第二頻率下，針對PR均衡器中不同參數的PR均衡動作的格狀圖(trellis)聯集之後，得到一聯集後的格狀圖。聯集後的格狀圖包括不同參數的PR均衡動作的多組輸出位與多組參考電平。這些輸出位是記錄於記錄單元中，而這些參考電平則記錄在參考電平記錄器中。記錄單元與參考電平記錄器是分別根據第一頻率及第二頻率，與PR均衡動作的參數，來輸出輸出位值與參考電平值。另外，檢測循序切換器是基於聯集後的格狀圖而得。
為使本發明的上述目的、特徵、和優點能更明顯易懂，下文特舉一較佳實施例，並配合附圖，作詳細說明如下圖1為用以達到MC記錄方式的PRML的信號處理裝置的方塊圖。
圖2為圖1中信息碼信號、NRZI電路的輸出信號、雷射二極體(LaserDiode，LD)驅動信號、重現信號、PR均衡器輸出信號與Viterbi檢測器輸出信號的相關波形以及相對應的光碟片凹槽的示意圖。
圖3為圖1中傳統的PR均衡器的結構方塊圖。
圖4為圖1中Viterbi檢測器的結構方塊圖。
圖5為圖4中支路矩陣值計算電路的電路方塊圖。
圖6為圖4中加法比較選擇電路的電路方塊圖。
圖7為圖4中路徑存儲單元的電路方塊圖。
圖8A～8D為圖7中檢測循序切換器內部的輸入端與輸出端的連接與切換關係的示意圖。
圖9為信號電平的轉變規則(transition rule)的格狀(trellis)圖。
圖10A～10C為對應於PR(1，1)均衡動作的Viterbi檢測器的格狀圖。
圖11A～11C為對應於PR(1，a，1)均衡動作的Viterbi檢測器的格狀圖。
圖12A～12C為對應於PR(1，b，b，1)均衡動作的Viterbi檢測器的格狀圖。
圖13A～13C為使用PR(1，d，c，d，1)均衡動作的Viterbi檢測器的格狀圖。
圖14為將EQ(T)_VD(2T)模式與EQ(2T)_VD(2T)模式的PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)三種均衡動作的格狀圖合併之後的格狀圖。
圖15a～15b繪示乃對應至圖14的格狀圖，分別為NRZI與NRZ於EQ(T)_VD(2T)模式與EQ(2T)_VD(2T)模式下，PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)等均衡動作的所有支路的輸出位與參考電平的相關圖。
圖16為圖14的格狀圖與圖13B、13C相較，並將之合併與修改後的格狀圖。
圖17a～17b為對應到圖16的格狀圖，分別為NRZI與NRZ在EQ(T)_VD(2T)模式與EQ(T)_VD(2T)模式下，PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)、與(1，c，d，c，1)均衡動作的所有支路的輸出位與參考電平的相關圖。
圖18為依照本發明一較佳實施例的一種PRML的信號處理裝置的Viterbi檢測器方塊圖。
圖19為圖18中支路矩陣值計算電路的電路結構方塊圖。
圖20為圖18中路徑存儲單元的電路方塊圖。
圖21為EQ(T)_VD(2T)模式下P(1，2，1)的支路矩陣值計算電路的電路結構方塊圖。
當光碟系統的速度過快時，例如是16倍速的數字錄像盤(Digital VideoDisk，DVD)系統，其信息讀取速率約為420MHz，時鐘脈衝寬度約為2.4ns(10-9sec)，其Viterbi檢測器難以實現而且所消耗的功率過大。為了解決這個問題，可以將整個PRML的信號處理裝置操作於1/2T的速度之下，其中，T為系統時鐘脈衝的周期。亦即是，使Viterbi檢測器在一個輸入端的條件之下，每兩個信息點取一個信息點。
而另一種解決的方式是，讓PR等均衡器仍舊操作於1/T之下，而Viterbi檢測器則操作於1/2T之下，並使用兩個輸入端(Pt-1，Pt)，以實現PRML的信號處理裝置。
現定義由PR等均衡器與Viterbi檢測器所組成的重現信號處理單元是操作於下列三種模式(a)EQ(T)_VD(T)模式PR均衡器是操作於頻率1/T之下，而Viterbi檢測器亦操作於頻率1/T之下。此時Viterbi檢測器使用一輸入端Pt，用以接收PR均衡器輸出信號J′t。
(b)EQ(T)_VD(2T)模式PR均衡器是操作於頻率為1/T之下，而Viterbi檢測器操作於頻率為1/2T之下。Viterbi檢測器具有二輸入端(Pt-1，Pt)，用以接收PR均衡器輸出信號(J′t-1，J′t)。
(c)EQ(2T)_VD(2T)模式PR均衡器是操作於頻率1/2T之下，而Viterbi檢測器亦操作於頻率1/2T之下。Viterbi檢測器使用一輸入端Pt，用以接收PR均衡器輸出信號J′t。
由現有技術可以得知對應於PR(1，1)均衡動作的Viterbi檢測器的格狀圖如圖10A～10C所示，對應於PR(1，a，1)均衡動作的Viterbi檢測器的格狀圖如圖11A～11C所示，對應於PR(1，b，b，1)均衡動作的Viterbi檢測器的格狀圖如圖12A～12C所示，而對應於PR(1，d，c，d，1)均衡動作的Viterbi檢測器的格狀圖則如圖13A～13C所示。其中，圖10A、11A、12A、與13A是為重現信號處理單元操作於EQ(T)_VD(T)模式下的格狀圖，圖10B、11B、12B、與13B是重現信號處理單元是操作於EQ(T)_VD(2T)模式下的格狀圖，而圖10C、11C、12C、與13C則為重現信號處理單元是操作於EQ(2T)_VD(2T)模式下的格狀圖。
其中，PR(1，1)均衡動作的參考電平的計算方式例如為，當時間點(t-1，t)的NRZI輸入信號F為(p，q)時，則均衡後的參考電平為(1*p+1*q)/(1+1)。PR(1，a，1)均衡動作的參考電平的計算方式例如為，當時間點(t-2，t-1，t)的NRZI輸入信號F為(p，q，r)時，則均衡後的參考電平為(1*p+a*q+1*r)/(1+a+1)。PR(1，b，b，1)均衡動作的參考電平的計算方式例如為，當時間點(t-3，t-2，t-1，t)的NRZI輸入信號F為(p，q，r，s)時，則均衡後的參考電平為(1*p+b*q+b*r+1*s)/(1+b+b+1)。而PR(1，c，d，c，1)均衡動作的參考電平的計算方式例如為，當時間點(t-4，t-3，t-2，t-1，t)的NRZI輸入信號F為(p，q，r，s，t)時，則均衡後的參考電平為(1*p+c*q+d*r+c*s+1*t)/(1+c+d+c+1)。其中，p、q、r、s、t為0或1。
為了達到僅使用單一電路結構，即可實現前述的PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)、PR(1，d，c，d，1)四種部分響應均衡動作，以及不同取樣頻率的EQ(T)_VD(T)模式、EQ(T)_VD(2T)模式、與EQ(2T)_VD(2T)模式的重現信號處理單元的操作模式的目的，現將不同參數的各種均衡動作與不同取樣頻率的模式的合併方式分述於下。
首先，只要將EQ(T)_VD(T)模式下的Viterbi檢測器的單一串行式的輸入端Pt改成兩個並行式(parallel)的輸入端(Pt-1，Pt)，並且將脈衝周期增加兩倍，則與EQ(T)_VD(2T)模式相同。如此，EQ(T)_VD(T)模式與EQ(T)_VD(2T)模式可使用同一種電路結構。
以EQ(T)_VD(T)模式下使用PR(1，1)均衡動作的Viterbi檢測器為例做說明。在圖10A中，輸出位(t)與參考電平(t)是標示於支路(000，000)1001、支路(100，000)1002、支路(000，001)1003、支路(001，011)1004、支路(110，100)1005、支路(111，110)1006、支路(011，111)1007、與支路(111，111)1008之後。將EQ(T)_VD(T)模式下的Viterbi檢測器的單一串行式的輸入端Pt改成兩個並行式的輸入端(Pt-1，Pt)之後，EQ(T)_VD(T)模式下使用PR(1，1)均衡動作的Viterbi檢測器的格狀圖便如圖10B所示。在圖10B中，輸出位(t-1，t)與參考電平(t-1，t)是標示於支路(000，000)1010、支路(100，000)1011、支路(110，000)1012、支路(000，001)1013、支路(100，001)1014、支路(000，011)1015、支路(111，100)1016、支路(011，110)1017、支路(111，110)1018、支路(001，111)1019、支路(011，111)1020、與支路(111，111)1021之後，且這些支路則分別對應至支路矩陣值B0001、B0002、B0003、B0011、B0012、B0111、B1001、B1101、B1102、B1111、B1112、B1113。
同理，將EQ(T)VD(T)模式下的Viterbi檢測器的單一串行的輸入端Pt改成兩個並行式的輸入端(Pt-1，Pt)之後，EQ(T)_VD(T)模式下使用PR(1，a，1)均衡動作的Viterbi檢測器的格狀圖便如圖11B所示。將EQ(T)_VD(T)模式下的Viterbi檢測器的單一串行式的輸入端Pt改成兩個並行式的輸入端(Pt-1，Pt)之後，EQ(T)_VD(T)模式下使用PR(1，b，b，1)均衡動作的Viterbi檢測器的格狀圖便如圖12B所示。將EQ(T)_VD(T)模式下的Viterbi檢測器的單一串行式的輸入端Pt改成兩個並行式的輸入端(Pt-1，Pt)之後，EQ(T)_VD(T)模式下使用PR(1，d，c，d，1)均衡動作的Viterbi檢測器的格狀圖便如圖13B所示。
接著，EQ(T)_VD(2T)模式與EQ(2T)_VD(2T)模式的PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)三種均衡動作的格狀圖的所有支路所連接的時間點t-1的狀態與時間點t的狀態是相同的，所以圖10B、10C、11B、11C、12B、與12C可合併成圖14。而每個支路於不同模式與不同參數的均衡動作下的輸出位(t-1，t)與參考電平(t-1，t)或參考電平(t)則在圖15a～15b中。其中，圖15a～15b所繪示乃對應至圖14的格狀圖，分別為NRZI與NRZ於EQ(2T)_VD(2T)模式與EQ(T)_VD(2T)模式下，PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)均衡動作的所有支路的輸出位與參考電平的相關圖。
因為EQ(T)_VD(2T)模式與EQ(2T)_VD(2T)模式的PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)三種均衡動作的格狀圖是可合併成圖14，所以，對於Viterbi檢測器的使用而言，其加法比較電路和路徑存儲單元是可以共用的。而在支路矩陣值計算電路中，於不同模式不同均衡動作之下，只要參考圖15a～15b，使用不同的參考電平來產生所對應的支路矩陣值即可。如此，藉由以上的調整，EQ(T)_VD(2T)模式與EQ(2T)_VD(2T)模式的PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)三種均衡動作可共用同一個Viterbi檢測器。
接著，再將圖14的格狀圖與圖13B、13C相比較，並找出其聯集的部分。在圖13B與13C中，經PR(1，c，d，c，1)均衡動作的PR均衡器輸出信號J′的狀態有8種，分別是狀態S0000、S0001、S0011、S0111、S1000、S1100、S1110、與S1111。輸出位(t-1，t)與參考電平(t-1，t)或參考電平(t)是標示於支路(0000，0000)1301、支路(1000，0000)1302、支路(1100，0000)1303、支路(0000，0001)1304、支路(1000，0001)1305、支路(1100，0001)1306、支路(0000，0011)1307、支路(1000，0011)1308、支路(0001，0111)1309、支路(1110，1000)1310、支路(0111，1100)1311、支路(1111，1100)1312、支路(0011，1110)1313、支路(0111，1110)1314、支路(1111，1110)1315、支路(0011，1111)1316、支路(0111，1111)1317、與支路(1111，1111)1318之後。在圖14中，狀態S000是對應至圖13B至13C的狀態S0000與S0001，狀態S001是對應至狀態S0011，狀態S011是對應至狀態S0111，狀態S100是對應至狀態S1000，狀態S110是對應至狀態S1110，狀態S111是對應至狀態S1110與S1111。所以，將圖14的格狀圖與圖13B、13C相比較，並將之合併與修改之後，可以得到圖16。圖16中，則包括了與圖13B與13C相同支路1301至1318，以及僅出現於圖14中的支路1601與1602。而對應至圖16的格狀圖，分別為NRZI與NRZ於EQ(2T)_VD(2T)模式與EQ(T)_VD(2T)模式下，PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)、與P(1，c，d，c，1)均衡動作的所有支路的輸出位與參考電平則如圖17a～17b的相關圖所示。
其中，支路(0000，0000)1301、支路(1000，0000)1302、支路(1100，0000)1303、支路(0000，0001)1304、支路(1000，0001)1305、支路(1100，0001)1306、支路(0000，0011)1307、支路(1000，0011)1308、支路(0000，0111)1601、支路(0001，0111)1309、支路(1110，1000)1310、支路(1111，1000)1602、支路(0111，1100)1311、支路(1111，1100)1312、支路(0011，1110)1313、支路(0111，1110)1314、支路(1111，1110)1315、支路(0011，1111)1316、支路(0111，1111)1317、與支路(1111，1111)1318分別對應至支路矩陣值B00001、B00002、B00003、B00011、B00012、B00013、B00111、B00112、B01111、B01112、B10001、B10002、B11001、B11002、B11101、B11102、B11103、B11111、B11112、與B11113。
在圖17a～17b中，「in」代表讓參考電平等於輸入電壓，則該支路矩陣值將等於零而可忽略。而當參考電平設為「∞」時，其所對應的計算得到的支路矩陣值將為無限大，在加法比較選擇電路選擇路徑時，此路徑將永遠不被選上，如此則表示其所對應的支路不存在。而EQ(T)_VD(2T)模式與EQ(2T)_VD(2T)模式的PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)三種均衡動作的支路矩陣值B00011、B00012、及B00013與B1101、B1102、及B11103的所對應的參考電平均為無限大，則表示PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)三種均衡動作的狀態S0001與S1110是不存在的。如果，將圖17a～17b中，PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)三種均衡動作的不存在的支路與狀態去掉的話，將會回復成圖14所示的格狀圖。
同理，EQ(T)_VD(2T)模式與EQ(2T)_VD(2T)模式的PR(1，c，d，c，1)均衡動作的支路矩陣值B01111、及B10002所對應的參考電平為無限大，表示支路B(0000，0111)與B(1111，1000)是不存在的。如果，將支路B(0000，0111)與B(1111，1000)從圖17a～17b去掉的話，將會回復成圖13B與13C的格狀圖。
參照圖18，其繪示依照本發明一較佳實施例的一種PRML的信號處理裝置的Viterbi檢測器方塊圖。依照本發明的精神的Viterbi檢測器1800包括一輸入緩衝器1802、一支路矩陣值計算電路1804、一加法比較選擇電路1806、路徑存儲單元1808、與一時鐘脈衝緩衝器1810。Viterbi檢測器1800接收PR均衡器輸出信號J′之後，經由輸入緩衝器1802處理之後，得到並行式PR均衡器輸出信號J。將之輸入至支路矩陣值計算電路1804之後，求得支路矩陣值B。加法比較選擇電路1806則由支路矩陣值B得到路徑矩陣值P，並輸出路徑控制信號H。路徑存儲單元1808接收路徑控制信號H之後，接著輸出Viterbi檢測器輸出信號Z。而時鐘脈衝緩衝器1810則用以針對不同模式下的時鐘脈衝頻率做調整，以輸入適當的頻率的時鐘脈衝信號至支路矩陣值計算電路1804、加法比較電路1806、與路徑存儲單元1808。
參照圖19，其為圖18中支路矩陣值計算電路1804的電路結構方塊圖。經由輸入緩衝器1802將串行式的PR均衡器輸出信號J′轉換成並行式的PR均衡器輸出信號J之後，其並行式PR均衡器輸出信號J分別並行式輸入至支路矩陣值計算電路1804的輸入端Pt與Pt-1。其中，並行的PR均衡器輸出信號J包括有信號Jt與信號Jt-1。
在EQT)_VD(T)模式與EQ(T)_VD(2T)模式下，其是使用相同的硬體。Viterbi檢測器1800同時使用兩個並行式的輸入端(Pt-1，Pt)，並且時鐘脈衝周期為圖1的傳統作法的兩倍。此時，任一支路矩陣值B0000～B11113是等於(Jt-Li)2+(Jt-1-Lj)2。其中，Li與Lj是分別為圖17a～17b中，EQ(T)_VD(2T)模式下不同參數的PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)、PR(1，c，d，c，1)對於所計算的支路矩陣值對應的時間點t與時間點t-1的參考電平。
此時，開關1902是切換至N1端以連接至輸入端Pt-1，而開關是切換至N4端以連接至切換器1906。切換器1906是用以根據所使用的四種PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)、PR(1，c，d，c，1)均衡動作之一來選擇參考電平記錄器1912、1914、1916、及1916。參考電平記錄器1912是記錄了PR(1，1)均衡動作的參考電平，其內容值L11＝0，L21＝0.5，而L31＝1。參考電平記錄器1914是記錄了PR(1，a，1)均衡動作的參考電平，其內容值L12＝0，L22＝1/(a+2)，L32＝(a+1)/(a+2)，而L42＝1。同理，也可從圖17a～17b中推得參考電平記錄器1916與1918的內容值L13～L53以及L14～L84的值，在此不予贅述。
所選定的參考電平記錄器1912、1914、1916、1918之一的內容值是輸入至減法平方運算單元1908，並經由開關1904輸入至減法平方運算單元1910。在減法平方運算單元中，是分別進行信號Jt與信號Jt-1與各個參考電平相減後平方的運算，並將其運算的結果輸入至支路對應器1920。而支路對應器(branch mapper)1920則輸出圖17a～17b中的所有支路矩陣值B00001～B11113。
而在EQ(2T)_VD(2T)模式之下時，僅需使用一個輸入端Pt。此時，開關1902是切換至N2端，而開關1904則切換至N3端。如此，減法平方運算單元1910將進行J1-Jt的運算，其結果為0。所以，支路對應器1920將僅接收減法平方運算單元1908的輸出，而任一支路矩陣值B0000～B1113是等於(Jt-Li)2。其中，Li為圖17a～17b中，EQ(2T)_VD(2T)模式下不同參數的PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，)、PR(1，c，d，c，1)對於所計算的支路矩陣值對應的時間點t的參考電平。
在圖18的加法比較選擇電路1806中，其是由支路矩陣計算電路1804所得到的支路矩陣值B00001～B1113來計算出路徑矩陣值P0000、P0001、P0011、P0111、P1000、P1100、P1110、與P1111，並輸出路徑控制信號H0000、H0001、H0011、H0111、H1000、H1100、H1110、與H1111。其中，路徑矩陣值P0000、P0001、P0011、P0111、P1000、P1100、P1110、與P1111的初始值均為0，且路徑控制信號H0000、H0001、H0011、H0111、H1000、H1100、H1110、與H111的計算式如下H0000＝0/1/2，當P0000+B00001/P1000+B00002/P1100+B00003＝min{P0000+B00001，P1000+B00002，P1100+B00003}；H0001＝0/1/2，當P0000+B00011/P1000+B00012/P1100+B00003＝min{P0000+B00011，P1000+B00012，P1100+B00003}；H0011＝0/1，當P0000+B00111/P1000+B00112＝min{P0000+B00111，P1000+B00112}；H0111＝0/1，當P0000+B01111/P0001+B01112＝min{P0000+B01111，P0001+B01112}；H1000＝0/1，當P1110+B10001/P1111+B10002＝min{P1110+B10001，P1111+B10002}；H1100＝0/1，當P0111+B11001/P1111+B11002＝min{P0111+B11001，P1111+B11002}；H1110＝0/1/2，當P0011+B11101/P0111+B11102/P1111+B11103＝min{P0011+B11101，P0111+B11102，P1111+B11103}；以及H1111＝0/1/2，當P0011+B11111/P0111+B11112/P1111+B11113＝min{P0011+B11111，P0111+B11112，P1111+B11113}。
加法比較選擇電路1806輸出路徑控制信號H0000、H0001、H0011、H0111、H1000、H1100、H1110、與H1111之後，接著對路徑矩陣值P0000、P0001、P0011、P0111、P1000、P1100、P1110、與P1111進行更新動作。其計算式如下P0000(t+1)＝min{P0000(t)+B00001(t)，P1000(t)+B00002(t)，P1100(t)+B00003(t)}；P0001(t+1)＝min{P0000(t)+B00001(t)，P1000(t)+B00012(t)，P1100(t)+B00013(t)}；P0011(t+1)＝min{P0000(t)+B00111(t)，P1000(t)+B00112(t)}；
P0111(t+1)＝min{P0000(t)+B01111(t)，P0001(t)+B01112(t)}；P1000(t+1)＝min{P1110(t)+B10001(t)，P1111(t)+B10002(t)}；P1100(t+1)＝min{P0111(t)+B11001(t)，P1111(t)+B11002(t)}；P1110(t+1)＝min{P0011(t)+B11101(t)，P0111(t)+B11102(t)，P1111(t)+B11103(t)}；以及P1111(t+1)＝min{P0011(t)+B11111(t)，P0111(t)+B11112(t)，P1111(t)+B11113(t)}。
參照圖20，其為圖18中，路徑存儲單元1808的電路方塊圖。路徑存儲單元1808包括n個檢測循序切換器20021到2002n，8(n-1)個延遲單元2004。相鄰的兩個檢測循序切換器2002間是以8個延遲單元2004相連。另外，路徑控制信號H(包括路徑控制信號H0000、H0001、H0011、H0111、H1000、H1100、H1110、與H1111)是分別輸入至這些檢測循序切換器2002中。其中，在每個時間點t上，路徑存儲單元1808中是輸出一位的二元碼0或1。
由圖17a～17b可知，EQ(2T)_VD(2T)與EQ(2T)_VD(2T)模式下的PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)與PR(1，c，d，c，1)的支路矩陣值所對應的輸出位是不相同。亦即是，狀態B0000、B0001、B0011、B0111、B1000、B1100、B1110、與B1111是分別對應至PR(1，1)、PR(1，a，1)、PR(1，b，b，1)的NRZI輸出位(00，xx，01，11，00，10，xx，11)、NRZ輸出位(00，xx，01，00，00，01，xx，00)與對應至PR(1，c，d，c，1)的NRZI輸出位(00，01，11，11，00，00，10，11)、NRZ輸出位(00，01，00，00，00，00，01，00)，並將之分別記錄在記錄單元2006、2008與2012、2014之中。而切換器2010則用以針對不同參數的均衡動作，來選擇對應的記錄單元2006、2008、2012與2014之一，以作為圖20中的檢測循序切換器20021的輸入端的X1、X2、X3、X4、X5、X6、X7、及X8的輸入。
其中，圖20是以路徑控制信號(H0000，H0001，H0011，H0111，H10000，H1100，H1110，H1111)＝(0，0，0，0，0，0，0，0)時的檢測循序切換器2002為例做說明。而路徑存儲單元1808是以檢測循序切換器2002n的輸出端Y1的輸出信號作為輸出，以得到為NRZI或NRZ的{0，1}的Viterbi檢測器輸出信號Z。
其中，圖20的檢測循序切換器2002中的連接方法是基於圖16的格狀圖而決定。以路徑控制信號H0000為例做說明。當P0000+B00001為P0000+B00001、P1000+B00002、與P1100+B00003三者中的最小時，H0000＝0，此時路徑控制信號H0000選擇B00001所對應的支路B(0000，0000)，並使檢測循序切換器2002中輸入端X1與輸出端Y1相連。其餘的路徑控制信號的動作原理亦復如是，在此不予贅述。
針對圖19的電路圖，現舉一例以做說明。參照圖21，其為在EQ(T)_VD(2T)模式下P(1，2，1)的支路矩陣值計算電路1804的電路結構方塊圖。減法平方運算單元2102與2104分別計算出Jt-1.0、Jt-0.75、Jt-0.25、及Jt-0與Jt-1-1.0、Jt-1-0.75、Jt-1-0.25、及Jt-1-0的平方值。並分別由加法器2108的運算之後，得到支路矩陣值B0000、B0001、B0011、B0111、B1000、B1100、B1110、與B1111。其中，所有的加法器2108與其連結關係形成支路對應器2106。
本發明上述實施例所揭露的部分響應最大相似的信號處理裝置的Viterbi檢測器，其可使用於各種不同部分響應的系統中，如硬碟系統、磁帶系統或光碟系統等。當不同的系統進行不同參數的PR均衡動作時，往往需不同的Viterbi檢測器的設計，意即有不同的格狀圖或是不同的參考電平。本發明的實施例已揭示了將不同的格狀圖合併成一個聯集後的格狀圖的例子，然而其並不足以限制本發明。本發明的Viterbi檢測器可使用單一硬體來完成不同的格狀圖或不同的參考電平的Viterbi檢測動作。可以達到節省硬體空間的優點，並達到易於切換不同的PR均衡動作的功效。
綜上所述，雖然本發明已以一較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何本領域的技術人員，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作各種更動與潤飾，因此本發明的保護範圍應當以權利要求範圍所界定的為準。
權利要求
1.一種Viterbi檢測器，用以裝設在一部分響應最大相似(PRML)的信號處理裝置中，該Viterbi檢測器用以接收該PRML的信號處理裝置中的一部分響應(PR)均衡器輸出的串行式的一PR均衡器輸出信號，該PR均衡器是操作於一第一頻率下，該Viterbi檢測器是操作於一第二頻率下，其中，該Viterbi檢測器是可用以針對PR均衡器中不同參數的PR均衡動作進行Viterbi檢測動作，該檢測器包括一輸入緩衝器，用以接收該PR均衡器輸出信號，並根據該第一頻率與該第二頻率選擇性地並行式輸出該PR均衡器輸出信號或串行式輸出該PR均衡器輸出信號；一支路矩陣值計算電路，用以接收該輸入緩衝器輸出的該PR均衡器輸出信號，並接收一參考電平記錄器中的一參考電平值，以得到多個支路矩陣值；一加法比較選擇電路，用以接收該些支路矩陣值，計算多個路徑矩陣值，並得到多個路徑控制信號；一路徑存儲單元，用以接收該些路徑控制信號，並以一記錄單元中所記錄的一輸出位值以作為該路徑存儲單元中的一檢測循序切換器的輸入，且輸出一Viterbi檢測器輸出信號；以及一時鐘脈衝緩衝器，用以產生該第二頻率的時鐘脈衝信號，並將第二頻率的時鐘脈衝信號輸出至該支路矩陣值計算電路、該加法比較電路、與該路徑存儲單元；其中，經由將該PR均衡器操作於該第一頻率下，該Viterbi檢測器操作於該第二頻率下，針對PR均衡器中不同參數的PR均衡動作的格狀圖聯集之後，得到一聯集後的格狀圖，該聯集後的格狀圖包括不同參數的PR均衡動作的多組輸出位與多組參考電平，該些輸出位是記錄在該記錄單元中，而該些參考電平則記錄在該參考電平記錄器中，該記錄單元與該參考電平記錄器是分別根據該第一頻率及該第二頻率，與PR均衡動作的參數，來輸出該輸出位值與該參考電平值；其中，該檢測循序切換器是基於該聯集後的格狀圖而得。
2.如權利要求1所述的Viterbi檢測器，其中，該聯集後的格狀圖包括多個支路，該些支路所對應的該些參考電平是可設為無限大時，以代表該些支路不存在。
3.如權利要求1所述的Viterbi檢測器，其中，該第一頻率為該第二頻率的兩倍。
4.如權利要求3所述的Viterbi檢測器，其中，該輸入緩衝器並行式輸出該PR均衡器輸出信號。
5.如權利要求1所述的Viterbi檢測器，其中，該第一頻率等於該第二頻率。
6.如權利要求5所述的Viterbi檢測器，其中，該輸入緩衝器直接輸出串行式的該PR均衡器輸出信號。
7.如權利要求1所述的Viterbi檢測器，其中，該Viterbi檢測器的輸出為翻轉不歸零(NRZI)的信號或是不歸零(NRZ)的信號。
8.一種Viterbi檢測器，用以裝設在一部分響應最大相似(PRML)的信號處理裝置中，該Viterbi檢測器用以接收該PRML的信號處理裝置中的一部分響應(PR)均衡器輸出的串行式的一PR均衡器輸出信號，其中，該Viterbi檢測器是可用以針對PR均衡器中不同參數的PR均衡動作進行Viterbi檢測動作，該檢測器包括一支路矩陣值計算電路，用以接收該輸入緩衝器輸出的該PR均衡器輸出信號，並接收一參考電平記錄器中的一參考電平值，以得到多個支路矩陣值；一加法比較選擇電路，用以接收該些支路矩陣值，計算多個路徑矩陣值，並得到多個路徑控制信號；一路徑存儲單元，用以接收該些路徑控制信號，並以一記錄單元中所記錄的一輸出位值以作為該路徑存儲單元中的一檢測循序切換器的輸入，且輸出一Viterbi檢測器輸出信號；以及其中，經由將針對該PR均衡器中不同參數的PR均衡動作的格狀圖聯集之後，得到一聯集後的格狀圖，該聯集後的格狀圖包括不同參數的PR均衡動作的多組輸出位與多組參考電平，該些輸出位是記錄在該記錄單元中，而該些參考電平則記錄在該參考電平記錄器中，該記錄單元與該參考電平記錄器是分別根據PR均衡動作的參數，輸出該輸出位值與該參考電平值；其中，該檢測循序切換器是基於該聯集後的格狀圖而得。
9.如權利要求8所述的Viterbi檢測器，其中，該聯集後的格狀圖包括多個支路，該些支路所對應的該些參考電平是可設為無限大時，以代表該些支路不存在。
10.如權利要求8所述的Viterbi檢測器，其中，該Viterbi檢測器的輸出為翻轉不歸零(NRZI)的信號或是不歸零(NRZ)的信號。
11.一種Viterbi檢測方法，用以應用在一部分響應最大相似(PRML)的信號處理裝置中，該Viterbi檢測方法是處理該PRML的信號處理裝置中的一部分響應(PR)均衡器輸出的串行式的一PR均衡器輸出信號，該PR均衡器是操作於一第一頻率下，該Viterbi檢測方法是使用於一第二頻率下，其中，該Viterbi檢測方法是可用以針對PR均衡器中不同參數的PR均衡動作進行Viterbi檢測動作，該檢測方法包括將PR均衡器中不同參數的PR均衡動作的格狀圖進行聯集，以得到一聯集後的格狀圖，其中，該聯集後的格狀圖包括不同參數的PR均衡動作的多組輸出位與多組參考電平，該些組輸出位是記錄在一記錄單元中，而該些組參考電平則記錄在一參考電平記錄器中，該記錄單元與該參考電平記錄器是分別根據該第一頻率及該第二頻率，與PR均衡動作的參數，來輸出一輸出位值與一參考電平值；將該PR均衡器輸出信號輸入至一輸入緩衝器，並根據該第一頻率與該第二頻率選擇性地得到並行式的該PR均衡器輸出信號或串行式的該PR均衡器輸出信號；將該PR均衡器輸出信號輸入至一支路矩陣值計算電路，並根據該參考電平記錄器輸出的該參考電平值，以得到多個支路矩陣值；將該些支路矩陣值輸入至一加法比較選擇電路，以計算多個路徑矩陣值，並得到多個路徑控制信號；以及將該些路徑控制信號輸入至一路徑存儲單元，並將該記錄單元中所輸出的該輸出位值輸入至該路徑存儲單元中的一檢測循序切換器，以得到一Viterbi檢測器輸出信號，其中，該檢測循序切換器是對應至該聯集後的格狀圖。
12.如權利要求11所述的Viterbi檢測方法，其中，該聯集後的格狀圖包括多個支路，該些支路所對應的該些參考電平是可設為無限大時，以代表該些支路不存在。
13.如權利要求11所述的Viterbi檢測方法，其中，該第一頻率為該第二頻率的兩倍。
14.如權利要求11所述的Viterbi檢測方法，其中，該第一頻率等於該第二頻率。
全文摘要
一種部分響應最大相似的信號處理裝置的Viterbi檢測器,適用於高倍速光碟系統中,並可用於不同參數的PR均衡動作。此Viterbi檢測器包括一輸入緩衝器、一支路矩陣值計算電路、一加法比較選擇電路、一路徑存儲單元與一時鐘脈衝緩衝器。將PR均衡器中不同參數的PR均衡動作的格狀圖聯集之後,得到一聯集後的格狀圖,以完成本發明的Viterbi檢測器的設計。本發明的Viterbi檢測器可以達到節省硬體空間的優點,並達到易於切換不同PR均衡動作的功效。
文檔編號H03M13/00GK1361595SQ0013755
公開日2002年7月31日 申請日期2000年12月28日 優先權日2000年12月28日
發明者謝嘉鴻 申請人:揚智科技股份有限公司