電流源、電子裝置和集成電路的製作方法

2023-04-25 06:32:56

專利名稱：電流源、電子裝置和集成電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及每一個均使用了 PLL(phase-locked loop，鎖相環)電路的電流源、電 子裝置和集成電路。
背景技術：
日本專利特開No.Hei 4-215317 (在下文中，專利文獻1)公開了鎖相環電路。在作為專利文獻1的鎖相環電路的PLL電路中，由控制環路中壓控振蕩器中的電 壓-電流轉換器生成一對電壓，並且將該對電壓輸入至電荷泵中用於恆定電流源的電晶體。這消除了專利文獻1的鎖相環電路對於具有外部電源的需要，所述外部電源允許 電荷泵中用於恆定電流源的電晶體的恆定電流工作。

發明內容
專利文獻1的鎖相環電路通過電壓_電流轉換器以及電荷泵中用於恆定電流源的 電晶體，生成電荷泵所使用的電流。因而，存在專利文獻1的鎖相環電路可用作電流源的可能性。然而，在專利文獻1中，通過使得PLL電路的控制環路中所包括的電壓-電流轉換 器具有用於生成該對電壓的特定配置，以生成了該對電壓。具體而言，在專利文獻1中，運算放大器用作電壓_電流轉換器的輸入部分，以便 生成電荷泵所利用的該對電壓。此外，在專利文獻1中，電晶體和電阻元件連接至運算放大器的輸出，並且電阻元 件兩端的電壓反饋至運算放大器。因此，對於專利文獻1中電壓-電流轉換器的工作，作為電源電壓，至少需要這樣 的電壓該電壓等於兩級的電晶體兩端壓降和用於反饋的電阻元件兩端的電壓之總和。因而，如果專利文獻1的鎖相環電路用作電流源，那麼不能用可與兩級的電晶體 兩端的壓降相比的低電壓來驅動該電流源。如果專利文獻1的鎖相環電路用作電流源，那麼還存在下列的其它問題。專利文獻1中的電壓-電流轉換器通過使用運算放大器、電阻元件等來執行電 壓-電流轉換。因此，如果專利文獻1的鎖相環電路用作電流源，那麼該電流源的安裝面積 很大。此外，專利文獻1中的電壓_電流轉換器所生成的電壓直接由於電荷泵的輸出變 化而變化。結果，用於恆定電流源的電晶體生成的電流也直接由於電荷泵的輸出變化而變 化。在依賴於通過鎖相環電路而彼此鎖定的兩個信號之間的相位差的時間中，PLL電 路的控制環路中的電荷泵不連續地對平滑電容器進行充電/放電。例如，在存在兩個信號之間的相位差的每個時段中，電荷泵對平滑電容器進行充電/放電。因 此，即使在通過鎖相環電路而彼此鎖定的兩個信號之間存在微小相位差的時 候，電荷泵的輸出也不連續地對平滑電容器進行充電/放電。結果，如果專利文獻1的鎖相環電路用作電流源，那麼即使在兩個信號之間幾乎 不存在相位差的穩定狀態下，輸出電流也由於紋波分量而變化。輸出電流的這種變化影響通過該輸出電流進行工作的電路的工作。此外，在與電流源連接的電路的設計中，輸出電流的這種變化是約束條件。輸出電流的這種變化可以通過將具有高電容的電容器連接至電壓-電流轉換器 的輸出而得到抑制。然而，使用具有高電容的電容器進一步增大了電流源的安裝面積。輸出電流的這種變化也可以通過限制運算放大器的波段而得到限制。然而，運算 放大器的波段需要對PLL的環路特性沒有幹擾。因此，難以將運算放大器的波段限制到在 輸出電流中獲得期望的穩定性這樣大的程度。如剛才所述，需要電流源在低壓驅動時提供穩定的恆定電流。根據本發明的第一實施例，提供了 一種電流源，其包括電流控制振蕩器，其配置 為輸出頻率依賴於輸入電流的振蕩信號；以及比較器，其配置為將所述振蕩信號與基準信 號進行比較。該電流源進一步包括電荷泵，其配置為輸出依賴於所述比較器的比較結果的 電流；以及低通濾波器，其配置為包括由所述電荷泵的輸出電流進行充電和放電的平滑電 容器。該電流源進一步包括環路轉換器，其配置為與所述平滑電容器連接，並且生成依賴 於所述平滑電容器生成的電壓的電流，以將該電流作為輸入電流提供至所述電流控制振蕩 器；以及輸出轉換器，其配置為與所述低通濾波器連接，並且生成依賴於所述低通濾波器中 生成的電壓的電流，以將該電流作為輸出電流進行輸出。在第一實施例中，用作PLL電路的控制環路由電流控制振蕩器、比較器、電荷泵、 平滑電容器和環路轉換器來配置。所述電流控制振蕩器使相位或頻率與輸入至所述比較器 的基準信號的相位或頻率相鎖定的信號進行振蕩。如果所述電流控制振蕩器振蕩的信號穩定，那麼例如低通濾波器的平滑電容器所 生成的電壓也穩定。所述輸出轉換器根據所述低通濾波器生成的該穩定電壓，生成穩定電流。從而，第一實施例的電流源可在低電壓驅動時提供穩定的恆定電流。根據本發明的第二實施例，提供了如下的電子裝置，其包括電流源，其輸出電流； 以及輸入對象單元，其被輸入了所述電流源的輸出電流。所述電流源包括電流控制振蕩 器，其配置為輸出頻率依賴於輸入電流的振蕩信號；以及比較器，其配置為將所述振蕩信號 與一基準信號進行比較。所述電流源進一步包括電荷泵，其配置為輸出依賴於所述比較器 的比較結果的電流；以及低通濾波器，其配置為包括由所述電荷泵的輸出電流進行充電和 放電的平滑電容器。所述電流源進一步包括環路轉換器，其配置為與所述平滑電容器連接， 並且生成依賴於所述平滑電容器生成的電壓的電流，以將該電流作為輸入電流提供至所述 電流控制振蕩器；以及輸出轉換器，其配置為與所述低通濾波器連接，並且生成依賴於所述 低通濾波器中生成的電壓的電流，以將該電流作為輸出電流進行輸出。根據本發明的第三實施例，提供了包括電流源的集成電路。所述電流源包括電流 控制振蕩器，其配置為輸出頻率依賴於輸入電流的振蕩信號；以及比較器，其配置為將所述振蕩信號與一基準信號進行比較。所述電流源進一步包括電荷泵，其配置為輸出依賴於所 述比較器的比較結果的電流；以及低通濾波器，其配置為包括由所述電荷泵的輸出電流進 行充電和放電的平滑電容器。所述電流源進一步包括環路轉換器，其配置為與所述平滑電 容器連接，並且生成依賴於所述平滑電容器生成的電壓的電流，以將該電流作為輸入電流 提供至所述電流控制振蕩器；以及輸出轉換器，其配置為與所述低通濾波器連接，並且生成 依賴於所述低通濾波器中生成的電壓的電流，以將該電流作為輸出電流進行輸出。本發明的實施例允許在低電壓驅動時提供穩定的恆定電流。


圖1是根據本發明第一實施例的恆定電流源的框圖；圖2是可用作圖1中輸出轉換器的電壓_電流轉換電路的框圖；圖3是示出圖1中電流控制振蕩器中的驅動電流和振蕩頻率之間的關係的特性圖；圖4是根據本發明第二實施例的恆定電流源的框圖；圖5是根據本發明第三實施例的恆定電流源的框圖；圖6是本發明第四實施例中的內部使用轉換器的電路圖；圖7是示出本發明第四實施例中電流控制振蕩器中的驅動電流和振蕩頻率之間 的關係的特性圖；圖8是根據本發明第五實施例的恆定電流源的框圖；圖9是圖8中電流組合器的電路圖；圖10是根據本發明第六實施例的信號傳輸設備的設備配置圖；圖11是圖10中的發送IC的示意配置的框圖；圖12是根據比較示例的第一電流源的電路圖；以及圖13是根據比較示例的第二電流源的電路圖。
具體實施例下面結合附圖描述本發明的實施例。描述順序如下1.第一實施例(其中輸出轉換器與電容器和電阻元件之間的連接節點相連接的 恆定電流源的示例)2.第二實施例(其中輸出電流通過各開關進行切換的恆定電流源的示例)3.第三實施例(具有內部使用轉換器的恆定電流源的示例)4.第四實施例(其中內部使用轉換器具有用於啟動(activation)時刻的電流供 給單元並且基於電流供給單元和電壓-電流轉換電路的各電流輸出作為各電流的總和的 電流的恆定電流源的示例)5.第五實施例(將用於啟動時刻的電流加至輸出轉換器的電流並輸出所得到的 電流的恆定電流源的示例)6.第六實施例(電子裝置的示例)7.比較示例1 (基於電流鏡電路的電流源的一個示例)8.比較示例2 (具有恆定電壓發生器和電壓_電流轉換器的電流源的一個示例)

[恆定電流源1的配置]
圖1是根據本發明第一實施例的恆定電流源(CS) 1的框圖。
圖1的恆定電流源1具有電流控制振蕩器(CCO)ll、分頻器(1/N)12、比較 器(PFD) 13、電荷泵(CP) 14、低通濾波器(LPF) 15、環路轉換器(LOOP) 16和輸出轉換器 (OUT)17。
圖1的恆定電流源1被集成到集成電路中這樣使用。
電流控制振蕩器11具有奇數數量的多個反相器21。
該多個轉換器21串聯連接。串聯連接的最後一級的反相器21的輸出輸入至第一 級的反相器21。
信號通過此多個轉換器21的閉環而循環。從而，電流控制振蕩器11生成振蕩信號。
環路轉換器16連接至電流控制振蕩器11的多個反相器21以及稍後描述的低通 濾波器15的信號線14。
環路轉換器16將依賴於環路轉換器16的輸入電壓的驅動電流輸出至各個反相器 21。
當來自低通濾波器15的輸入電壓例如更高時，環路轉換器16輸出更大的驅動電流。
圖2是可用作圖1中的輸出轉換器17的電壓-電流轉換電路31的框圖。
電壓-電流轉換電路31具有一個N溝道電晶體32、輸入節點33和輸出節點34。
N溝道電晶體32的柵極電極(控制電極)連接至輸入節點33。源極電極(第一 電極)連接至集成電路的地。漏極電極(第二電極)連接至輸出節點34。
電壓-電流轉換電路31中的N溝道電晶體32通過輸入至輸入節點的電壓Vin，在 源極電極和漏極電壓之間形成N溝道。
從而，依賴於輸入至輸入節點的電壓的電流從漏極電極流向源極電極。
該電流是輸出電流lout。
如果圖2的電壓-電流轉換電路31用作環路轉換器16，則圖2中的輸入節點33 連接至稍後描述的低通濾波器15的信號線41。輸出節點34連接至電流控制振蕩器11的 多個反相器21。
圖2的電壓-電流轉換電路31的環路轉換器16從輸出節點34抽取電流。電流 控制振蕩器11的每一個反相器21的信號延遲時間是依賴於該抽取電流的時間。
因而，環路轉換器16輸出頻率依賴於環路轉換器16的輸入電壓的振蕩信號。
分頻器12連接至電流控制振蕩器11。
分頻器12執行從電流控制振蕩器11輸入的振蕩信號至1/N (N是自然數)的分頻。
比較器13連接至分頻器12和時鐘輸入端18。基準時鐘信號輸入至時鐘輸入端 18。
比較器13將從分頻得到的振蕩信號與基準時鐘信號進行比較，並且輸出依賴於 這些信號之間的相位差和頻率差的信號。
時鐘輸入端18例如連接至集成電路的外部時鐘輸入端。
電荷泵14連接至比較器13。
電荷泵14輸出依賴於從比較器13輸入的信號的電流。
例如，當從分頻得到的振蕩信號的相位相對於基準時鐘信號提前時，電荷泵14基 於從比較器13輸入的信號，抽取依賴於提前時段中的提前量的電流。
當從分頻得到的振蕩信號的相位相對於基準時鐘信號延遲時，電荷泵14基於從 比較器13輸入的信號，提供依賴於延遲時段中的延遲量的電流。
低通濾波器15具有信號線41、平滑電容器42、第二電容器43和電阻元件44。
平滑電容器42的一端通過信號線41連接至電荷泵14的輸出。平滑電容器42的 另一端連接至地。
電阻元件44的一端通過信號線41連接至電荷泵14的輸出。電阻元件44的另一 端連接至第二電容器43的一端。第二電容器43的另一端連接至地。
從而，第二電容器43和電阻元件44的串聯連接的電路並聯連接至平滑電容器42。
在下文中，將與電阻元件44和第二電容器43連接的節點稱為連接節點45。
輸出轉換器17連接至低通濾波器15的連接節點45以及恆定電流源1的輸出端 19。
輸出轉換器17例如可以由圖2的電壓-電流轉換電路31形成。
在此情況下，圖2中的N溝道電晶體32用作輸出電晶體。圖2中的輸入節點33 連接至低通濾波器15的連接節點45。輸出節點34連接至恆定電流源1的輸出端19。
當從連接節點45輸入至輸出轉換器17的電壓更高時，圖2的電壓-電流轉換電 路31的輸出轉換器17從輸出端19抽取更大的電流。
[恆定電流源1的工作]
在將電源提供至集成了圖1的恆定電流源1的集成電路時，電流控制振蕩器11通 過串聯連接的多級反相器21而生成在閉環中循環的振蕩信號。該振蕩信號通過分頻器12 而經受分頻，並被輸入至比較器13。
在將基準信號輸入至時鐘輸入端18時，比較器13輸出依賴於從分頻得到振蕩信 號與基準時鐘信號之間的相位差和頻率差的信號。
電荷泵14輸出使所述相位差或頻率差減小的電流。
通過該電流，低通濾波器15的平滑電容器42和第二電容器43進行充電或放電。
低通濾波器15的信號線41的電壓電平變為這樣的電壓電平該電壓電平抑制從 分頻得到振蕩信號與基準信號之間的相位差和頻率差。
環路轉換器16將依賴於低通濾波器15的信號線41的電壓電平的驅動電流提供 至電流控制振蕩器11的多個反相器21。
通過上述控制，控制低通濾波器15的信號線41的電壓電平，使得從分頻得到振蕩 信號與基準時鐘信號之間的相位差和頻率差被降低。
如果信號線41的電壓電平變為期望的電壓電平，則從分頻得到振蕩信號與基準 信號之間的相位差和頻率差基本上變為零。
在此狀態下，穩定控制環路的工作狀態。
輸出轉換器17將依賴於低通濾波器15的連接節點45的電壓的輸出電流輸出至 恆定電流源1的輸出端19。
如果控制環路的工作狀態穩定，則低通濾波器15的第二電容器43的電壓也穩定。
因而，輸出轉換器17輸出的電流也穩定。
如上所述，第一實施例的恆定電流源1通過電流控制振蕩器11、分頻器12、比較器 13、電荷泵14、低通濾波器15和環路轉換器16而具有PLL電路(鎖相環電路)。
恆定電流源1即使在分頻器12不存在的情況下，也用作PLL電路。
第一實施例的恆定電流源1通過有利地使用PLL電路(鎖相環電路)結構的控制 環路而生成恆定電流。
因而，第一實施例的恆定電流源1允許低電壓驅動。
此外，第一實施例的恆定電流源1可以提供如下穩定的恆定電流其針對所謂的 PVT(工藝，電壓，熱)變化(如製造變化、電源電壓變化和溫度變化)是穩固(robust)的。
圖3是示出電流控制振蕩器11中的驅動電流和振蕩頻率之間的關係的特性圖。
在PLL電路的控制環路中鎖定了振蕩信號的頻率和相位的狀態下，依賴於鎖定頻 率的驅動電流流向電流控制振蕩器11。一般而言，將該電流值設計為降低對於電源電壓變 化的靈敏度。
對於製造變化的靈敏度主要依賴於電流控制振蕩器11中振蕩級的負載。振蕩級 的負載由反相器21中包括的電晶體的柵氧膜的厚度來確定。可以在柵氧膜厚度具有高精 度的情況下製造柵氧膜。
結果，控制電流對於製造變化的靈敏度是低的。由於類似的原因，對於溫度變化的 靈敏度也是低的。
在第一實施例中，作為輸出轉換器17，使用了具有與環路轉換器16(其將電流提 供至電流控制振蕩器11)的結構相同結構(複製結構)的電壓-電流轉換電路31。
因此，在第一實施例中，可以在低電壓驅動時提供具有高精度的恆定電流，這利用 現有技術的電流源是難以實現的。
在第一實施例中，輸出轉換器17未連接至低通濾波器15的信號線41，而是連接至 低通濾波器15的連接節點45。
連接節點45處於具有頻率信息的電位。
另一方面，對於信號線41，電荷泵14的輸出在頻率獲取中以及在正常工作中瞬時 地抽取電荷或注入電荷。
因而，信號線41的電壓包括由於控制環路的控制所引起的電壓紋波分量，並且出 現瞬時電位變化。
另一方面，對於連接節點45的電壓，由電阻元件44(Rl)和第二電容器43的電容 (Cl)配置的低通濾波器對信號線41的電壓變化進行平滑。
因此，通過將連接節點45的電壓輸入至輸出轉換器17，可以避免恆定電流源1的 輸出電流的瞬時電流變化，並且可以防止利用該輸出電流的輸入對象單元中錯誤工作。
即，第一實施例的恆定電流源1具有這樣的電路配置該電路配置用於將具有PLL 電路中低通濾波器15中的頻率信息的電位輸入至作為環路轉換器16的複製的輸出轉換器 17，並且將所獲得的電流作為輸出電流而輸出。
因而，第一實施例的恆定電流源1具有下列有益效果。
使用第一實施例的恆定電流源1可以實現即使利用低電源電壓也輸出高精度電流(這利用現有技術的恆定電流源是難以實現的)的恆定電流源1。
在現有技術的模擬電路(如，恆定電流源)中，相比於(例如)PLL電路，對於所需 最小電源電壓的限制更加嚴重。然而，上述優點允許利用低於該限制的電壓進行驅動。
此外，在第一實施例的恆定電流源1的情況下，實現恆定電流源1所需要的大部分 電路可以通過利用現有PLL電路而得到實現。
因而，如果例如將恆定電流用於PLL電路中的電荷泵14，則用於實現恆定電流源1 的額外電路的數目可以得到抑制，並且可以將非常小的區域設置為恆定電流源1的安裝區 域。
此外，第一實施例的恆定電流源1具有這樣的結構從連接至恆定電流源1的各個 輸入對象電路不易看到恆定電流源1中突然電流變化和瞬態響應的影響。
因此，輸入對象電路的設計是容易的。
第一實施例的恆定電流源1不需要單獨使用低通濾波器、放大器等來削弱瞬態響應。
結果，第一實施例的恆定電流源1可以在小面積和省功耗的情況下輸出穩定的恆 定電流。
如剛才所述，第一實施例的恆定電流源1允許在小面積和省功耗的情況下容易地 實現高精度電流源。
另外，在採用PLL電路的集成電路中，可通過利用該PLL電路實現恆定電流源1。
<2.第二實施例〉
[恆定電流源1的配置]
圖4是根據本發明第二實施例的恆定電流源1的框圖。
圖4的恆定電流源1與圖1的恆定電流源1不同之處在於其具有多個輸出轉換 器(OUT) 17-1到17-n、多個開關(Sffl到Sffn) 51-1到51_n以及控制器(CTRL) 52。
圖4的恆定電流源1被集成到集成電路中這樣使用。
圖4中具有與圖1中組成元件的那些功能相同功能的組成元件被賦予了相同的附 圖標記，並且省略了其描述。
多個輸出轉換器17-1到17-n連接至低通濾波器15的連接節點45。
輸出轉換器17例如是圖2的電壓-電流轉換電路31。
開關51是由控制信號斷開和閉合的開關。
開關51例如可以是電晶體。
多個開關51-1到51-n中每一個的一端連接至多個輸出轉換器17_1到17_n中相應一個。
多個開關51-1到51-n中每一個的另一端連接至恆定電流源1的輸出端19。
當開關51閉合時，輸出轉換器17連接至恆定電流源1的輸出端19。
當開關51斷開時，輸出轉換器17與恆定電流源1的輸出端19隔離。
控制器52連接至多個開關51-1到51-n。
控制器52將斷開/閉合控制信號輸出至開關51中的每一個。
從而，控制器52控制多個開關51-1到51-n的斷開和閉合。
[恆定電流源1的工作]
當將電源提供至集成電路時，電流控制振蕩器11生成振蕩信號。
分頻器12、比較器13、電荷泵14、低通濾波器15和環路轉換器16配置的控制環路 以降低基準時鐘信號和從分頻得到的振蕩信號之間的相位差和頻率差的這種方式進行工作。
如果降低了基準時鐘信號和從分頻得到的振蕩信號之間的相位差和頻率差，則控 制環路的工作狀態得到穩定。
每個輸出轉換器17將依賴於低通濾波器15的連接節點45的電壓的輸出電流輸 出至恆定電流源1的輸出端19。
如果控制環路的工作狀態穩定，則每個輸出端17輸出的電流也穩定。
控制器52將斷開/閉合控制信號輸出至多個開關51-1到51_n。
這使得多個開關51-1到51-n單獨地斷開和閉合。
例如，當所有的開關51-1到51-n都閉合時，所有的多個輸出轉換器17_1到17_n 都連接至恆定電流源1的輸出端19。在這種情況下，從輸出端19輸出多個輸出轉換器17-1 到17-n的組合電流。
作為另一情況，例如當一個開關51閉合而所有剩餘的開關51斷開時，一個輸出轉 換器17連接至恆定電流源1的輸出端19。在這種情況下，從輸出端19輸出一個輸出轉換 器17的電流。
以此方式，第二實施例的恆定電流源1可通過由控制器52對開關51的斷開/閉 合控制，來切換輸出電流。
如上所述，在第二實施例的恆定電流源1中，可以以數字方式控制和改變恆定電 流源1的輸出電流。
結果，第二實施例的恆定電流源1可以獲得任意的輸出電流，而不受控制環路中 連接節點45的電壓的限制。
在第二實施例的恆定電流源1中，多個輸出轉換器17-1到17-n —一對應地連接 至多個開關51-1到51-n。
作為另一配置，例如，一個輸出轉換器17可具有多個輸出電晶體和多個開關51， 並且連接至輸出端19的輸出電晶體可在這一個輸出轉換器17內部進行開關。
<3.第三實施例〉
[恆定電流源1的配置]
圖5是根據本發明第三實施例的恆定電流源1的框圖。
圖5的恆定電流源1與圖1的恆定電流源1不同之處在於其具有內部使用轉換 器(INT)61。
圖5的恆定電流源1被集成到集成電路中這樣使用。
圖5中具有與圖1中組成元件的那些功能相同功能的組成元件被賦予了相同的附 圖標記，並且省略了其描述。
內部使用轉換器61連接至與輸出轉換器17並聯的低通濾波器15的連接節點45。
內部使用轉換器61例如是圖2的電壓-電流轉換電路31。
在此情況下，圖2中的輸入節點33連接至低通濾波器15的輸出節點45。輸出節 點34連接至與環路轉換器16並聯的電流控制振蕩器11的多個反相器21。
當從連接節點45輸入至內部使用轉換器61的電壓更高時，圖2的電壓-電流轉 換電路31的內部使用轉換器61從電流受控振蕩器抽取更大的電流。
[恆定電流源1的工作]
在將電源提供至集成電路時，電流控制振蕩器11生成振蕩信號。
分頻器12、比較器13、電荷泵14、低通濾波器15和環路轉換器16配置的控制環路 以降低基準時鐘信號和從分頻得到的振蕩信號之間的相位差和頻率差的這種方式進行工作。
內部使用轉換器61還將依賴於連接節點45的電壓的電流提供至電流控制振蕩器 11的多個反相器21。
如果降低了基準時鐘信號和從分頻得到的振蕩信號之間的相位差和頻率差，則控 制環路的工作狀態得到穩定。
如果控制環路的工作狀態穩定，則內部使用轉換器61提供至電流控制振蕩器11 的多個反相器21的電流也穩定。
在此狀態下，取決於連接節點45的電壓，輸出轉換器17從輸出端19輸出穩定的 恆定電流。
如上所述，在第三實施例的恆定電流源1中，環路轉換器16的電流和內部使用轉 換器61的電流被提供至電流控制振蕩器11。
內部使用轉換器61提供依賴於低通濾波器15的連接節點45的電壓的電流。
因此，內部使用轉換器61的電壓-電流轉換特性不同於環路轉換器16的電壓-電 流轉換特性。
例如，第三實施例的該恆定電流源1可以單獨地設置形成恆定電流源1中PLL電 路的控制環路中的頻率獲取特性，以及PLL電路穩定振蕩的頻率。
<4.第四實施例〉
[恆定電流源1的配置]
根據本發明第四實施例的恆定電流源1具有與根據圖5中所示第三實施例的恆定 電流源1相同的框配置，並且形成在集成電路中。
然而，內部使用轉換器61的電路配置不同於圖2中的電路配置。
關於根據第四實施例的恆定電流源1中的組成元件，具有與根據第三實施例的恆 定電流源1中的組成元件的功能相同的功能的組成元件被賦予了相同的附圖標記，並且省 略了其描述。
圖6是第四實施例中的內部使用轉換器(V-I INT)61的電路圖。
圖6的內部使用轉換器61具有電流供給單元(CSR)62、第一電流鏡電路(CM1)63、 第二電流鏡電路(CM2)64、電壓-電流轉換電路(V-I CVTR)65、電流反向電路(I_INV)66和 調節電晶體67。
此外，內部使用轉換器61具有輸入節點33和輸出節點34。
電流供給單元62具有電阻元件71以及一對N溝道電晶體72和73。
電流供給單元62的電阻元件71的一端連接至集成電路高壓側的電源。電阻元件 71的另一端連接至一個電晶體72的漏極電極。
這一個電晶體72的源極電極連接至集成電路的地。這一個電晶體72的柵極電極連接至漏極電極。
從而，這一個電晶體72以二極體方式連接。
電流供給單元62的另一個電晶體73的柵極電極連接至以二極體方式連接的一個 電晶體72的柵極電極。
另一個電晶體73的源極電極連接至集成電路的地。
在將電源提供給集成電路時，電流流經電流供給單元62中的電阻元件71以及以 二極體方式連接的一個電晶體72。
一個電晶體72的柵極電極的電位等於另一個電晶體73的柵極電極的電位。
因而，與一個電晶體72的電流相同的電流在另一個電晶體73的源極電極和漏極 電極之間流動。
第一電流鏡電路63具有一對P溝道電晶體74和75。
該對電晶體74和75的源極電極連接至集成電路高壓側的電源。
第一電流鏡電路63的一個電晶體74的柵極電極連接至另一電晶體75的柵極電 極。
—個電晶體74的漏極電極連接至一個電晶體74的柵極電極。
從而，形成了電流鏡結構。
從電流供給單元62提供的電流流經第一電流鏡電路63中以二極體方式連接的一 個電晶體74。
因而，與一個電晶體74的電流相同的電流在另一個電晶體75的源極電極和漏極 電極之間流動。
電壓-電流轉換電路65具有一個N溝道電晶體76。
電晶體76的源極電極連接至集成電路的地。柵極電極連接至輸入節點33。輸入 節點33連接至低通濾波器15的連接節點45。
漏極電極連接至稍後描述的第二電流鏡電路64的一個電晶體77的漏極電極。
電壓-電流轉換電路65輸出依賴於低通濾波器15的連接節點45的電壓的電流。
與第一電流鏡電路63類似地，第二電流鏡電路64通過一對P溝道電晶體77和78 而具有電流鏡結構。
從電壓-電流轉換電路65提供的電流流經以二極體方式連接的一個電晶體77。
一個電晶體77的柵極電極的電位等於另一電晶體78的柵極電極的電位。
因而，與一個電晶體77的電流相同的電流在另一個電晶體78的源極電極和漏極 電極之間流動。
電流反向電路66具有一對N溝道電晶體79和80。
該對電晶體79和80的源極電極連接至集成電路的地。
電流反向電路66的一個電晶體79的柵極電極連接至另一個電晶體80的柵極電 極。
一個電晶體79的漏極電極連接至一個電晶體79的柵極電極、第一電流鏡電路63 的另一個電晶體75的漏極電極，以及第二電流鏡電路64的另一個電晶體78的漏極電極。
另一個電晶體80的漏極電極連接至內部使用轉換器61的輸出節點34。
該內部使用轉換器61的輸出節點34連接至電流控制振蕩器11 (如圖5中所示)。13
第一電流鏡電路63的電流與第二電流鏡電路64的電流提供至電流反向電路66 中以二極體方式連接的一個電晶體79。
一個電晶體79的柵極電極的電位等於另一個電晶體80的柵極電極的電位。
因而，與一個電晶體79的電流相同的電流在另一個電晶體80的源極電極和漏極 電極之間流動。
該電流等於第一電流鏡電路63基於電流供給單元62輸出的電流所生成的第一電 流與第二電流鏡電路64基於電壓-電流轉換電路65輸出的電流所生成的第二電流的總 和。
調節電晶體67是一個P溝道電晶體。
調節電晶體67的源極電極連接至集成電路高壓側的電源。
柵極電極連接至第二電流鏡電路64的一個電晶體77的柵極電極。
漏極電極連接至第一電流鏡電路63的一個電晶體74的漏極電極。
[恆定電流源1的啟動工作]
在將電源提供給集成電路時，在內部使用轉換器61中，電流供給單元62進行工 作，以使得第一電流鏡電路63將第一電流Il提供給電流反向電路66。
在此情況下，電流反向電路66提供至電流控制振蕩器11的電流為第一電流。
電流控制振蕩器11通過該第一電流以及從環路轉換器16提供的電流而開始工 作，並且基於依賴於作為這些電流的總和的電流的延遲時間而生成振蕩信號。
此外，恆定電流源1的控制環路執行反饋控制，使得從分頻得到的振蕩信號與基 準時鍾信號之間的相位差和頻率差可以降低。
從而，低通濾波器15的平滑電容器42和第二電容器43進行充電。
當第二電容器43的充電開始時，電壓-電流轉換電路65將電流提供至第二電流 鏡電路64。
第二電流鏡電路64將第二電流12提供至電流反向電路66。
響應於第二電流鏡電路64開始電流供給，調節電晶體67進入導通狀態。
調節電晶體67抽取電流供給單元62向第一電流鏡電路63提供的第一電流Il的 一部分。
因而，在第二電流鏡電路64開始電流供給時，流經第一電流鏡電路63的一個晶體 管74的電流減小，使得第一電流鏡電路63輸出的電流減小。
第一電流鏡電路63的輸出電流的減小量等於第二電流12的增加量。
結果，在直到控制環路的工作穩定為止的時段中，電流反向電路66輸出的電流從 第一電流Il變為第二電流12。
如果從分頻得到的振蕩信號與基準時鐘信號之間的相位差和頻率差變得足夠小， 那麼低通濾波器15的平滑電容器42和第二電容器43的充電電壓得到穩定。
如果穩定狀態下的第二電流12大於第一電流II，那麼電流反向電路66在穩定狀 態下輸出的總和電流為第二電流12。
以此方式，在從開始將電源提供至集成電路到達到穩定狀態的時段中，第四實施 例中圖6的內部使用轉換器61將提供至電流控制振蕩器11的電流從第一電流Il變為第 二電流12。
如上所述，在第四實施例的恆定電流源1中，內部使用轉換器61在從第一電流Il 到第二電流12的範圍中改變提供至電流控制振蕩器11的電流。
圖7是示出電流控制振蕩器11中的驅動電流和振蕩頻率之間的關係的特性圖。
在圖7中，以圖解方式表示了電流控制振蕩器11的特性線。
例如，環路轉換器16的電流值為I (IN)。即使該電流值I (IN)小於使得電流控制 振蕩器11以預定頻率振蕩的所需最小電流IMIN，第一電流Il也可彌補不足的電流。
在此情況下，當頻率穩定時提供至電流控制振蕩器11的電流ILOCK具有通過將環 路轉換器16的電流值I (IN)加至第二電流12所獲得的電流值。在此時刻，未使用第一電 流II。
在第四實施例中，通過使用調節電晶體67，自動地執行第一電流Il和第二電流12 之間的切換。然而，可以通過手動設置執行第一電流Il和第二電流12之間的切換。

[恆定電流源1的配置]
圖8是根據本發明第五實施例的恆定電流源1的框圖。
根據第五實施例的恆定電流源1具有通過將電流組合器(IADD)Sl加至根據圖1 中所示第一實施例的恆定電流源1而獲得的框配置，並且形成在集成電路中。
電流組合器81連接在輸出轉換器17和輸出端19之間。
此外，電流組合器81連接至輔助電流端82。
輔助電流Iadd從恆定電流源1的外部提供至輔助電流端82。
關於根據第五實施例的恆定電流源1中的組成元件，具有與根據第一實施例的恆 定電流源1中的組成元件的功能相同的功能的組成元件被賦予了相同的附圖標記，並且省 略了其描述。
圖9是圖8中的電流組合器81的電路圖。
電流組合器81具有P型第一電流鏡電路(CMPl) 83、N型第一電流鏡電路 (CMNl) 84,N型第二電流鏡電路(CMN》85,N型調節電晶體87和輸出電流鏡電路(CMPO) 86。
P型第一電流鏡電路83具有一對P溝道電晶體91和92。
該對電晶體91和92的源極電極連接至集成電路高壓側的電源。
一個電晶體91的柵極電極連接至另一個電晶體92的柵極電極。
一個電晶體91的漏極電極連接至一個電晶體91的柵極電極以及輸出轉換器17。
從而，形成了電流鏡結構。
從輸出轉換器17提供的電流Iout流經P型第一電流鏡電路83中以二極體方式 連接的一個電晶體91。
一個電晶體91的柵極電極的電位等於另一個電晶體92的柵極電極的電位。
因而，與一個電晶體91的電流相同的電流在另一個電晶體92的源極電極和漏極 電極之間流動。
N型第一電流鏡電路84具有一對N溝道電晶體93和94。
該對N溝道電晶體93和94的源極電極連接至集成電路低壓側(地)的電源。
一個電晶體93的柵極電極連接至另一個電晶體94的柵極電極。
一個電晶體93的漏極電極連接至一個電晶體93的柵極電極以及P型第一電流鏡電路83的另一個電晶體92的漏極電極。
從而，形成了電流鏡結構。
從P型第一電流鏡電路83提供的電流Iout流經N型第一電流鏡電路84中以二 極管方式連接的一個電晶體93。
—個電晶體93的柵極電極的電位等於另一個電晶體94的柵極電極的電位。
因而，與一個電晶體93的電流相同的電流在另一個電晶體94的源極電極和漏極 電極之間流動。即，電流Iout流動。
N型第二電流鏡電路85具有一對N溝道電晶體95和96。
該對電晶體95和96的源極電極連接至集成電路低壓側的電源。
一個電晶體95的柵極電極連接至另一個電晶體96的柵極電極。
一個電晶體95的漏極電極連接至一個電晶體95的柵極電極以及輔助電流端82。
從而，形成了電流鏡結構。
從輔助電流端82提供的輔助電流Iadd流經N型第二電流鏡電路85中以二極體 方式連接的一個電晶體95。
一個電晶體95的柵極電極的電位等於另一個電晶體96的柵極電極的電位。
因而，與一個電晶體95的電流相同的電流在另一個電晶體96的源極電極和漏極 電極之間流動。即，輔助電流Iadd流動。
輸出電流鏡電路86具有一對P溝道電晶體97和98。
該對電晶體97和98的源極電極連接至集成電路高壓側的電源。
一個電晶體97的柵極電極連接至另一個電晶體98的柵極電極。
一個電晶體97的漏極電極連接至一個電晶體97的柵極電極、N型第一電流鏡電 路84的另一個電晶體94的漏極電極，以及N型第二電流鏡電路85的另一個電晶體96的 漏極電極。
從而，形成了電流鏡結構。
從N型第一電流鏡電路84提供的電流Iout以及從N型第二電流鏡電路85提供 的電流Iadd流經輸出電流鏡電路86中以二極體方式連接的一個電晶體97。
一個電晶體97的柵極電極的電位等於另一個電晶體98的柵極電極的電位。
因而，與一個電晶體97的電流相同的電流在另一個電晶體98的源極電極和漏極 電極之間流動。
具體而言，通過將從N型第一電流鏡電路84提供的電流Iout與從N型第二電流 鏡電路85提供的電流Iadd相組合所獲得的組合電流流動。
N型調節電晶體87是一個N溝道電晶體。
N型調節電晶體87的源極電極連接至集成電路低壓側的電源。
柵極電極連接至N型第一電流鏡電路84的一個電晶體93的柵極電極。
漏極電極連接至N型第二電流鏡電路85的一個電晶體95的漏極電極。
[恆定電流源1的啟動工作]
在從輔助電流端82提供輔助電流Iadd時，電流組合器81的N型第二電流鏡電路 85使該輔助電流折返。
從而，將輔助電流Iadd輸入至輸出電流鏡電路86。輸出電流鏡電路86將輔助電16流Iadd輸出至輸出端19。
在將電源提供至集成電路時，輸出轉換器17將輸出電流Iout輸出。
電流組合器81中的P型第一電流鏡電路83和N型第一電流鏡電路84使該輸出 電流折返。
然而，N型調節電晶體87的柵極電極連接至N型第一電流鏡電路84的電晶體93 的柵極電極。此外，N型調節電晶體87的漏極電極連接至輔助電流端82。
因而，N型調節電晶體87從輸入自輔助電流端82的輔助電流抽取與輸出電流 Iout相等的電流。
結果，從N型第一電流鏡電路84和N型第二電流鏡電路85提供至輸出電流鏡電 路86的電流處於下列關係。
例如，如果輔助電流大於輸出轉換器17的輸出電流，則將輔助電流提供至輸出電 流鏡電路86。
如果輸出轉換器17的輸出電流等於或大於輔助電流，則將輸出電流提供至輸出 電流鏡電路86。
輸出電流鏡電路86使輸入電流折返，並且將該電流輸出至輸出端19。
由於這種工作，例如即使在緊接在電源開啟後的啟動時段中未從輸出轉換器17 輸出足夠的輸出電流，與恆定電流源1的輸出端19相連接的負載電路也至少提供有該輔助 電流。
負載電路可通過該輔助電流而迅速地開始工作。
[具體示例]
下面描述圖9的電路的具體示例。
將以在施加相同的柵源電壓時N型電晶體93和N型調節電晶體87的電流流量為 其它N型電晶體94、95和96的電流流量的兩倍的情況作為示例，進行下列描述。
例如，N型電晶體93和N型調節電晶體87中的每一個均由兩個電晶體配置，而其 它N型電晶體94、95和96中的每一個均由一個電晶體配置。這可在通過電晶體的電流流 量之間實現上述關係。
輸出轉換器17的輸出電流Iout流經N型第一電流鏡電路84的一個N型電晶體 93。此時，輸出電流Iout也流經N型調節電晶體87。
如果輸出電流Iout小於輔助電流Iadd，則流經N型電晶體95和96的電流為通過 從輔助電流Iadd中減去輸出電流Iout而獲得的電流。
流經N型電晶體94的電流為輸出電流Iout的一半。
因此，如果輸出電流Iout小於輔助電流Iadd，則等於(Iadd-Iout/2)的電流流經 輸出電流鏡電路86的電晶體97和98。
如果輸出電流Iout等於或大於輔助電流Iadd，則沒有電流流經N型電晶體95和 96。
流經N型電晶體94的電流為輸出電流Iout的一半。
因此，如果輸出電流Iout等於或大於輔助電流Iadd，則等於(lout/2)的電流流經 輸出電流鏡電路86的電晶體97和98。
如剛才所述，在圖9的電路的具體示例中，例如通過提供在工作穩定時所獲得的輸出電流一半的電流作為輔助電流，電流可以持續從電流源1輸出。
此外，在圖9的電路中，通過設置比工作穩定時獲得的輸出電流更大的輔助電流， 可以將大於輸出電流的電流提供至負載電路。
另外，在圖9的電路中，可以在通過切換輔助電流而在這些電流之間進行切換的 情況下，將輔助電流或輸出電流提供至負載電路。

[電子裝置的配置]
圖10是根據本發明第六實施例的信號傳輸設備101的設備配置圖。
圖10的信號傳輸設備101具有發送IC(TX-IC) 102、接收IC(RX-IC) 103以及用於 互連這些IC的晶片間信號線104。
發送IC 102和接收IC 103是用於高速串行通信的IC。
信號線104例如是在IC安裝板上形成的一對互連。
發送IC 102將小幅值的差分信號(低壓差分信號(LVDQ)發送至該對互連。
接收IC 103從該對互連接收小幅值的差分信號。
從而，發送IC 102對去往接收IC 103的數據執行高速串行通信。
圖11是圖10中的發送IC 102的示意配置的框圖。
圖11的發送IC 102具有恆定電流源(CQl、電流分配器(I-DIV) 111、差分信號發 生器(DIF) 112和一對差分信號輸出端113。
差分信號發生器112是通過恆定電流源1的輸出電流進行工作的輸入對象單元。
恆定電流源1例如是圖1的第一實施例的恆定電流源1。
恆定電流源1輸出恆定電流。
可替代地，恆定電流源1可以是圖4、5等的第二至第五實施例中任何一個的恆定 電流源1。
這些恆定電流源1例如通過將電源提供至發送IC 102以及將基準時鐘信號提供 至發送IC 102，而輸出穩定的恆定電流。
也可以在發送IC 102內部生成基準時鐘信號。
電流分配器111將基於恆定電流源1的輸出電流的電流分配並提供至通過恆定電 流源1的輸出電流進行工作的電路。
圖11中的電流分配器111具有第一 P溝道電晶體121、第二 P溝道電晶體122和 第一 N溝道電晶體123。
第一 P溝道電晶體121的源極電極連接至發送IC 102高壓側的電源。柵極電極 和漏極電極連接至恆定電流源1。第一 P溝道電晶體121以二極體方式連接。
第二 P溝道電晶體122的源極電極連接至發送IC 102高壓側的電源。柵極電極 連接至第一 P溝道電晶體的柵極電極。
第一 N溝道電晶體123的源極電極連接至發送IC 102的地。漏極電極連接至其 柵極電極以及第二 P溝道電晶體122的漏極電極。
差分信號發生器112是通過恆定電流源1的輸出電流進行工作的電路。
圖11中的差分信號發生器112具有第三P溝道電晶體131、第二 N溝道電晶體 132、四個開關電晶體133-1到133-4以及信號控制器134。18
第三P溝道電晶體131的源極電極連接至發送IC 102高壓側的電源，而柵極電極 連接至第一 P溝道電晶體121的柵極電極。
第二 N溝道電晶體132的源極電極連接至發送IC 102的地。柵極電極連接至圖 11中心處的第一 N溝道電晶體123的柵極電極。
由於上述連接結構，第三P溝道電晶體131和第二 N溝道電晶體132輸出與從恆 定電流源1提供的電流基本上相同的電流。
四個開關電晶體133-1到133-4兩兩串聯連接。
在圖11中，左上方的第一開關電晶體133-1和左下方的第二開關電晶體133_2串 聯連接。另外，右上方的第三開關電晶體133-3和右下方的第四開關電晶體133-4串聯連接。
第一開關電晶體133-1的漏極電極和第二開關電晶體133-2的漏極電極連接至一 個差分信號輸出端113。
第三開關電晶體133-3的漏極電極和第四開關電晶體133_4的漏極電極連接至另 一個差分信號輸出端113。
兩行串聯連接的開關電晶體133並聯連接在第三P溝道電晶體131和第二 N溝道 電晶體132之間。
信號控制器134通過兩條控制線135和136連接至四個開關電晶體133。
在圖11中，一條控制線135連接至左上方的第一開關電晶體133_1的柵極電極以 及右下方的第四開關電晶體133-4的柵極電極。
另一條控制線136連接至左下方的第二開關電晶體133-2的柵極電極以及右上方 的第三開關電晶體133-3的柵極電極。
[電子裝置的工作]
信號控制器134基於要從發送IC 102發送到接收IC 103的數據，將兩條控制線 135和136中的一條設置為高電平，而將另一條設置為低電平。
例如，如果要發送的數據為1，則信號控制器134將一條控制線135設置為高電平， 而將另一條控制線136設置為低電平。
在此情況下，左上方的第一開關電晶體133-1和右下方的第四開關電晶體133-4 進入導通狀態。
此外，左下方的第二開關電晶體133-2和右上方的第三開關電晶體133_3進入截 止狀態。
因而，一個差分信號輸出端113通過第一開關電晶體133-1而連接至差分信號發 生器112的第三P溝道電晶體131，並被設置為高電平。
另一個差分信號輸出端113通過第四開關電晶體133-4而連接至差分信號發生器 112的第二 N溝道電晶體132，並被設置為低電平。
作為另一情況，例如如果要發送的數據為0，則信號控制器134將一條控制線135 設置為低電平，而將另一條控制線136設置為高電平。
在此情況下，左上方的第一開關電晶體133-1和右下方的第四開關電晶體133-4 進入截止狀態。
此外，左下方的第二開關電晶體133-2和右上方的第三開關電晶體133_3進入導通狀態。
因而，一個差分信號輸出端113通過第二開關電晶體133-2而連接至差分信號發 生器112的第二 N溝道電晶體132，並被設置為低電平。
另一個差分信號輸出端113通過第三開關電晶體133-3而連接至差分信號發生器 112的第三P溝道電晶體131，並被設置為高電平。
信號控制器134根據要發送的數據的值，高速地在導通狀態和截止狀態之間切換 四個開關電晶體133。
從而，發送IC 102將小幅值的差分信號發送至接收IC 103。
如上所述，通過圖10中所示的第六實施例的發送IC 102或接收IC 103，使得可以 進行多個IC之間的高速串行通信。
在多個IC之間或在多個板之間以此方式執行高速串行通信的情況下，通常，在該 通信中使用具有比IC的內部邏輯電壓的幅值更小的幅值的信號。對於LVDS，使用幅值例如 為0. 35V的信號。
因此，對於執行高速串行通信的IC，應當使用即使利用低電壓也高精度地穩定工 作的恆定電流源1。
在用於高速串行通信的krDes (串行器和解串器)中，數據進行並行_串行轉換 或者串行-並行轉換。
在這些種類的轉換處理中，使用頻率比IC中所使用的時鐘信號的頻率更高的多 相位時鐘信號或者倍增時鐘信號。
這些時鐘信號可以通過PLL電路而生成。
因此，在根據第六實施例的用於高速串行通信的發送IC 102中，可以通過將輸出 轉換器17添加到現有的PLL電路來實現本發明實施例的恆定電流源1以用於高速串行通
因此，可以極大地降低用於安裝恆定電流源1的安裝面積。此外，本發明實施例的 恆定電流源1在低電壓驅動時輸出穩定的恆定電流。
恆定電流源1的輸出電流由於電源電壓變化的變化是外部輻射噪聲(EMI)的因素之一。
本發明實施例的恆定電流源1的輸出電流具有對於電源電壓變化的高容限 (tolerance)，因此，其涉及很少的外部輻射噪聲。
圖10中的發送IC 102或接收IC 103具有低EMI幹擾。

圖12是根據比較示例的第一電流源151的電路圖。
圖12的電流源是通過電流鏡電路生成輸出電流的一般電流源。
第一電流源151具有電阻元件152、第一 N溝道電晶體153、第二 N溝道電晶體154、 第一 P溝道電晶體155、第二 P溝道電晶體156和第三P溝道電晶體157。
電阻元件152的一端連接至地。
電阻元件152的另一端連接至第二 N溝道電晶體IM的源極電極。
第二 N溝道電晶體154的漏極電極連接至第二 P溝道電晶體156的漏極電極。
第二 P溝道電晶體156的源極電極連接至高壓側的電源。
第二 P溝道電晶體156的柵極電極以二極體方式連接至漏極電極。
第一 N溝道電晶體153的源極電極連接至地。
第一 N溝道電晶體153的漏極電極連接至第一 P溝道電晶體155的漏極電極。
第一 P溝道電晶體155的源極電極連接至高壓側的電源。
第一 N溝道電晶體153的柵極電極連接至電阻元件152的另一端。
第二 N溝道電晶體154的柵極電極連接至第一 N溝道電晶體153的漏極電極。
第一 P溝道電晶體155的柵極電極連接至第二 P溝道電晶體156的柵極電極。
由於上述的電流鏡配置，基本上相等的電流流經圖12的電流源151中的第一 P溝 道電晶體155和第二 P溝道電晶體156。
第三P溝道電晶體157的源極電極連接至高壓側的電源，而柵極電極連接至第二 P溝道電晶體156的柵極電極。
由於此連接，基本上與第二 P溝道電晶體156的電流相等的電流流經第三P溝道 電晶體157。
此電流是圖12的第一電流源151的輸出電流。
圖12的第一電流源151輸出的電流由下面所示的表達式1來表示。
在表達式1中，R表示電阻元件152的電阻值，VTl表示第一 N溝道電晶體153的 閾值電壓，而β 1表示跨導參數。
/■=& + ^^ + 丄1^1 + ^~^..(表達式1)■ R P1R2 R ]l PxR β^2
如表達式1所示，圖12的第一電流源151輸出的電流具有對於電源電壓變化的低靈敏度。
然而，圖12的第一電流源151輸出的電流具有對於電流源中包括的電阻元件152 和電晶體的製造變化的強依賴性以及對於它們的元件溫度的強依賴性。
因此，對於要求電流的絕對值的精度的使用用途，難以使用圖12的第一電流源 151。
此外，如下面示出的表達式2所示那樣，圖12的第一電流源151需要高於2VT的 電壓作為最小驅動電壓，以便作為電流源進行工作。
因此，圖12的第一電流源151需要比本發明第一至第五實施例的恆定電流源1的 電源電壓更高的電源電壓，並且不能用在低壓驅動的集成電路中。
在表達式2中，Vgsn表示第一 N溝道電晶體153的柵源電壓，而Vgsp表示以二極 管方式連接的第二 P溝道電晶體156的柵源電壓。
Vgsn+Vgsp+RIEEF > 2VT ...(表達式 2)

圖13是根據比較示例的第二電流源161的框圖。
圖13的第二電流源161是通過電壓-電流轉換電路163將帶隙基準電路(BGR電 路)162生成的電壓轉換為輸出電流的一般電流源。
BGR電路162具有第一電晶體171、第二電晶體172、第一電阻元件173、第二電阻 元件174、第三電阻元件175和第一運算放大器176。
第一電晶體171的漏極電極和柵極電極以及第二電晶體172的漏極電極和柵極電極連接至地。
第一電晶體171的源極電極連接至第一電阻元件173的一端。
在下文中，將該節點稱為第一節點。
第二電晶體172的源極電極連接至第二電阻元件174的一端。第二電阻元件174 的另一端連接至第三電阻元件175的一端。
在下文中，將該節點稱為第二節點。
第一節點和第二節點連接至第一運算放大器176。
第一運算放大器176的輸出連接至第一電阻元件173的另一端以及第三電阻元件 175的另一端。
在BGR電路162中，第一電阻元件173基於第一運算放大器176的輸出電壓，通過 流經第一電阻元件173和第一電晶體171的電流而生成電壓。
第三電阻元件175基於第一運算放大器176的輸出電壓，通過流經第三電阻元件 175、第二電阻元件174和第二電晶體172的電流而生成電壓。
結果，BGR電路162的第一運算放大器176基於其輸出電壓，輸出依賴於第一電阻 元件173兩端壓降與第三電阻元件175兩端壓降之間的電位差的電壓。
從而，BGR電路162輸出穩定的基準電壓。
電壓-電流轉換電路163具有第二運算放大器181、輸出電晶體182、第三電晶體 183和第四電阻元件184。
第四電阻元件184的一端連接至地。
第四電阻元件184的另一端連接至第三電晶體183的源極電極。
第三電晶體183的漏極電極連接至高壓側的電源。
第二運算放大器181連接至BGR電路162以及第四電阻元件184的另一端。
第二運算放大器181的輸出連接至第三電晶體183的柵極電極。
由於該配置，第二運算放大器181以第四電阻元件184兩端生成的電壓變為基準 電壓的方式，在BGR電路162的基準電壓下進行工作。
如果在第四電阻元件184兩端生成的電壓變為基準電壓，則第二運算放大器181 的工作得到穩定。
在該穩定狀態下，恆定電流流經第四電阻元件184。
輸出電晶體182的源極電極連接至高壓側的電源，而柵極電極連接至第二運算放 大器181的輸出。
由於該配置，圖13的第二電流源161從輸出電晶體182輸出恆定電流。
此時的電流值由下面所示的表達式3來確定。在表達式3中，Vref表示基準電壓， R表示第四電阻元件184的電阻值。
= …(表達式 3)
圖13的第二電流源161的輸出電流對於電源電壓變化的靈敏度取決於BGR電路 162的恆定電壓源以及第二運算放大器181的電源噪聲抑制比(PSRR)。
在許多情況下，可以以該靈敏度小的方式進行設計。
因此，圖13的第二電流源161的輸出電流的變化主要歸因於電阻器的製造變化以及電阻器的溫度特性。
結果，圖13的第二電流源161並不享有工藝小型化的好處，而需要某一電路安裝 面積。
此外，圖13的第二電流源161總是消耗電流。
因此，如果對安裝面積或功耗存在限制，則難以使用圖13的第二電流源161。
圖13的第二電流源161使用了第二運算放大器181等。
因此，圖13的第二電流源161需要高電壓作為最小驅動電壓，以作為電流源進行工作。
圖13的第二電流源161需要比本發明第一至第五實施例的恆定電流源1的電源 電壓更高的電源電壓，並且其不能用與兩級的電晶體兩端的壓降相當的低電壓來驅動。
上述各個實施例是本發明優選實施例的示例。本發明不限於此，而是可以在不脫 離本發明範圍的情況下進行各種修改或變化。
例如，在上述各個實施例中，與低通濾波器15相連接的輸出轉換器17連接至第二 電容器43和電阻元件44之間的連接節點45。
作為另一配置，例如，輸出轉換器17可連接至低通濾波器15的信號線41。
然而，如果輸出轉換器17連接至低通濾波器15的信號線41，則在該信號線41中 包括了由於電荷泵14的充電/放電電流控制所引起的電壓紋波分量。
相比之下，如果輸出轉換器17連接至第二電容器43和電阻元件44之間的連接節 點45，則通過基於第二電容器43和電阻元件44的低通濾波器15，有效地抑制了電壓紋波 分量。
結果，恆定電流源1的輸出電流進一步得到穩定。
在上述各個實施例中，分頻器12連接在電流控制振蕩器11和比較器13之間。
作為另一配置，例如，電流控制振蕩器11直接連接至比較器13。在這種情況下，比 較器13將振蕩信號與基準時鐘信號進行比較。
在上述第六實施例中，將本發明實施例的電流源應用於信號傳輸設備101的發送 IC 102。
作為另一配置，例如，可以將本發明實施例的電流源應用於信號傳輸設備101的 接收IC 103。
本發明實施例的電流源可應用於發送IC 102和接收IC 103以外的集成電路。
此外，除了信號傳輸設備，本發明實施例的電流源還可應用於電子裝置，如，信號 傳輸系統中的發送器、信號傳輸系統中的接收器、信號處理設備和顯示設備。
本申請包含與2009年10月2日向日本專利局提交的日本優先權專利申請JP 2009-230 中公開的主題有關的主題，其全部內容通過引用的方式合併在此。
權利要求
1.一種電流源，包含電流控制振蕩器，其配置為輸出頻率依賴於輸入電流的振蕩信號； 比較器，其配置為將所述振蕩信號與基準信號進行比較； 電荷泵，其配置為輸出依賴於所述比較器的比較結果的電流； 低通濾波器，其配置為包括由所述電荷泵的輸出電流進行充電和放電的平滑電容器； 環路轉換器，其配置為與所述平滑電容器連接，並且生成依賴於所述平滑電容器生成 的電壓的電流，以將該電流作為輸入電流提供至所述電流控制振蕩器；以及輸出轉換器，其配置為與所述低通濾波器連接，並且生成依賴於所述低通濾波器中生 成的電壓的電流，以將該電流作為輸出電流輸出。
2.如權利要求1所述的電流源，其中由串聯連接的電容器和電阻元件組成的電路並聯連接至所述低通濾波器中的平滑電 容器，並且所述輸出轉換器連接至所述電容器與所述電阻元件之間的連接節點。
3.如權利要求1所述的電流源，還包含電流組合器，其配置為與所述輸出轉換器連接，所述輸出轉換器的輸出電流與輔助電 流被輸入至所述電流組合器，其中所述電流組合器將所述輸出電流和所述輔助電流組合，並輸出所得到的電流。
4.如權利要求1所述的電流源，還包含內部使用轉換器，其配置為連接至與所述輸出轉換器並聯的所述低通濾波器，並且生 成依賴於所述低通濾波器中生成的電壓的電流，其中所述內部使用轉換器的電流和所述環路轉換器的電流作為輸入電流提供至所述電流 控制振蕩器。
5.如權利要求4所述的電流源，其中 所述電流源形成在集成電路中， 所述內部使用轉換器包括電流供給單元，其通過將電源提供至所述集成電路而進行工作，並且輸出電流， 第一電流鏡電路，其使電流從所述電流供給單元折返並輸出， 電壓-電流轉換電路，其連接至與所述輸出轉換器並聯的所述低通濾波器，並且生成 依賴於所述低通濾波器中生成的電壓的電流，以及第二電流鏡電路，其使電流從所述電壓-電流轉換電路折返並輸出，以及 所述第一電流鏡電路的輸出連接至所述第二電流鏡電路的輸出，並且生成作為所述第 一電流鏡電路的輸出電流和所述第二電流鏡電路的輸出電流的總和的電流。
6.如權利要求5所述的電流源，其中所述內部使用轉換器包括含有控制電極、第一電極和第二電極的調節電晶體， 在所述調節電晶體中，所述控制電極連接至所述第二電流鏡電路， 在所述調節電晶體中，所述第二電極連接至所述電流供給單元， 所述調節電晶體從自所述電流供給單元向所述第一電流鏡電路提供的電流中抽取與 自所述電壓_電流轉換電路向所述第二電流鏡電路提供的電流的值相同的值的電流，並且 所述調節電晶體將生成的電流從第一電流變為第二電流。
7.如權利要求1所述的電流源，其中所述輸出轉換器包括具有控制電極、第一電極和第二電極的輸出電晶體， 在所述輸出電晶體中，所述控制電極連接至所述低通濾波器，並且 在所述輸出電晶體中，依賴於所述控制電極的電壓的輸出電流從所述第一電極流向所 述第二電極。
8.如權利要求1所述的電流源，包含 多個輸出轉換器；多個開關；輸出端，其輸出所述電流源的電流；以及 控制器；其中所述多個開關連接至所述輸出端，所述多個開關中的每一個均連接至所述多個轉換器中的相應一個， 所述多個輸出轉換器連接至所述低通濾波器，所述控制器連接至所述多個開關，並且通過控制所述多個開關的斷開和閉合來切換從 所述輸出端輸出的電流。
9.一種電子裝置，包含 電流源，其輸出電流；以及輸入對象單元，所述電流源的輸出電流輸入到所述輸入對象單元； 所述電流源包括電流控制振蕩器，其配置為輸出頻率依賴於輸入電流的振蕩信號； 比較器，其配置為將所述振蕩信號與基準信號進行比較； 電荷泵，其配置為輸出依賴於所述比較器的比較結果的電流； 低通濾波器，其配置為包括由所述電荷泵的輸出電流進行充電和放電的平滑電容器； 環路轉換器，其配置為與所述平滑電容器連接，並且生成依賴於所述平滑電容器生成 的電壓的電流，以將該電流作為輸入電流提供至所述電流控制振蕩器；以及輸出轉換器，其配置為與所述低通濾波器連接，並且生成依賴於所述低通濾波器中生 成的電壓的電流，以將該電流作為輸出電流輸出。
10.一種集成電路，包含 電流源，所述電流源包括電流控制振蕩器，其配置為輸出頻率依賴於輸入電流的振蕩信號； 比較器，其配置為將所述振蕩信號與基準信號進行比較； 電荷泵，其配置為輸出依賴於所述比較器的比較結果的電流； 低通濾波器，其配置為包括由所述電荷泵的輸出電流進行充電和放電的平滑電容器； 環路轉換器，其配置為與所述平滑電容器連接，並且生成依賴於所述平滑電容器生成 的電壓的電流，以將該電流作為輸入電流提供至所述電流控制振蕩器；以及輸出轉換器，其配置為與所述低通濾波器連接，並且生成依賴於所述低通濾波器中生 成的電壓的電流，以將該電流作為輸出電流輸出。
全文摘要
在此公開了電流源、電子裝置和集成電路。所述電流源包括電流控制振蕩器，其配置為輸出頻率依賴於輸入電流的振蕩信號；比較器，其配置為將所述振蕩信號與一基準信號進行比較；電荷泵，其配置為輸出依賴於所述比較器的比較結果的電流；低通濾波器，其配置為包括由所述電荷泵的輸出電流進行充電和放電的平滑電容器；環路轉換器，其配置為與所述平滑電容器連接，並且生成依賴於所述平滑電容器生成的電壓的電流，以將該電流作為輸入電流提供至所述電流控制振蕩器；以及輸出轉換器，其配置為與所述低通濾波器連接，並且生成依賴於所述低通濾波器中生成的電壓的電流，以將該電流作為輸出電流進行輸出。
文檔編號H03L7/099GK102035544SQ201010294289
公開日2011年4月27日 申請日期2010年9月25日 優先權日2009年10月2日
發明者佃恭範 申請人:索尼公司