在無需外部匹配的情況下對差分放大器的噪聲消去的製作方法

2023-04-24 10:46:06 3

專利名稱：在無需外部匹配的情況下對差分放大器的噪聲消去的製作方法
在無需外部匹配的情況下對差分放大器的噪聲消去
背景信息技術領域
所公開的實施例涉及差分放大器，尤其涉及可在不介入匹配網絡的情況下耦合至低阻抗源的高性能差分放大器。
背景信息
接收機中的第一級往往是被稱為低噪聲放大器或即「LNA」的放大器。圖I (現有技術)是採用此類LNA的設備的簡化框圖。該設備是移動通信設備(例如，蜂窩電話手持機) 並且包括天線I、模擬射頻(RF)收發機集成電路2、數字基帶處理器集成電路3、雙工器4、功率放大器5、以及數個匹配網絡6-9。數字基帶處理器集成電路3中的處理器10通過經由串行總線13向RF收發機集成電路2的接收鏈11和發射鏈12發送控制通信來控制RF收發機2。接收鏈11的第一級是LNA 14。
圖2 (現有技術)是圖I的電路中位於天線I與LNA 14之間的部分的更為具體的示圖。此示例中的LNA是差分LNA。LNA 14經由端子15和16接收差分信號。虛線17表示集成電路2的邊界。LNA 14向差分正交混頻器電路18輸出差分信號。通過設置由本地振蕩器19輸出的本地振蕩器信號LOl的頻率來調諧接收機。至端子15和16的信號輸入路徑包括天線I、匹配網絡6、雙工器4、基帶濾波器(BPF) 20、平衡-不平衡變換器21和匹配網絡7。提供匹配網絡7的附加組件一般會添加總體設備的製造成本。期望不必提供此類匹配網絡，但是令人遺憾的是，這往往是必需的。難以實現具有低噪聲(噪聲因子20dB)和50歐姆輸入阻抗的LNA。在工作頻率下向圖2的常規LNA 14看進去的輸入阻抗顯著大於50歐姆並且可能為100歐姆或更多。另一方面，天線I的阻抗約為50 歐姆。
圖3-6 (現有技術)是若干常規類型的LNA的示圖。儘管為了便於解說和解釋而給出了這些拓撲的單端示例，但是這些拓撲可擴展到差分電路。
圖3 (現有技術)是具有基於電阻式反饋放大器的輸入級和基於源極跟隨器的輸出級的LNA的示圖。電晶體Mla和Mlb以及電阻器R形成輸入級。電晶體M2a、M2b和M3形成輸入級。IN表示輸入節點。OUT表示輸出節點。關於此LNA電路的附加信息，請參見 F. Bruccoleri 等人的「Wide-Band CMOS Low-Noise Amplifier Exploiting Thermal Noise Canceling (利用熱噪聲消去的寬帶CMOS低噪聲放大器)」，IEEE固態電路期刊，第39卷第 2號第275-282頁，2004年2月。此LNA電路具有以下優點輸入級的噪聲和畸變產物(包括電阻器R的噪聲)被顯著消去。然而，節點X和Y上的噪聲是同相的。為了達成對此噪聲的電壓模式噪聲消去，採用源極跟隨器輸出級。電晶體M3的源極耦合至輸出節點OUT。LNA 的輸出阻抗較低並且增益是有限的。
圖4 (現有技術)是包括電阻式反饋輸入級和源極跟隨器輸出級的另一常規單端 LNA的示圖。電路組件22、23和24形成電阻式反饋輸入級。電路組件25、26和27形成源極跟隨器輸出級。在此情形中，如在圖3的電路的情形中那樣，反饋電阻器23的噪聲被顯著消去。源極跟隨器輸出級提供相當有限的增益。
圖5 (現有技術)是具有共柵極輸入級和兩個共源極輸出級的LNA的示圖。電晶體M1和電阻器R1形成輸入級。電晶體M3、M5和電阻器&形成第一輸出級。電晶體M4、M5 和電阻器&形成第二輸出級。該電路具有相對較高增益的優點並且具有輸入級中電晶體 M1的噪聲和畸變產物被消去的優點。然而，缺點是沒有消去來自電阻器R1的噪聲。不僅如此，R1的電阻受可用電壓淨空的限制。在共柵極輸入放大器的輸入端處需要電流源，但是此電流源的噪聲未被消去。不僅如此，由於輸入端處的電流源，圖5的電路的單端實現是困難的。關於此LNA電路的附加信息,請參見C. Liao等人的「A Broadband Noise-Canceling CMOS LNA for 3. 1-10. 6-GHz UffB Receivers (用於 3. 1-10. 6GHz UWB 接收機的寬帶噪聲消去CMOS LNA)」，IEEE固態電路期刊，第42卷第2號第329-339頁，2007年2月。
圖6 (現有技術)是又一常規LNA的示圖。如在圖5的LNA的情形中那樣，此LNA 包括共柵極輸入級。該輸入級包含電路組件28、29和30。負載電阻器30的噪聲未被消去。 然而，圖6的LNA包括互補輸出級並具有高增益的優點。術語互補被用於指示輸出級包括 P溝道電晶體31和N溝道電晶體32。
儘管圖3-6的常規LNA具有如以上所闡述的優點和缺點，但是沒有一個LNA具有小於2dB的低噪聲因子、大於20dB的高增益以及低至約50歐姆的輸入阻抗。因此，在考慮了與各種已知LNA電路相關聯的優點和缺點之後，一般作出採用不期望的和昂貴的諸如圖 I和圖2的匹配網絡7之類的匹配網絡以達成期望的LNA性能的設計決定。
概述
一種差分低噪聲放大器(LNA)包括電阻式反饋放大器的第一級和互補放大器的第二級，其中第一級的輸出端以交叉耦合的方式耦合至第二級的輸入端。感性負載(諸如變壓器負載)組合從第二級的互補放大器輸出的信號。在一個不例中，LNA具有小於75歐姆的輸入阻抗、小於2dB的噪聲因子、和大於20dB的增益。由於低輸入阻抗，因而LNA能用於放大從具有相似低阻抗的源接收的信號而無需在源的輸出端與LNA的輸入端之間使用阻抗匹配網絡。
在一個實施例中，差分LNA具有第一 LNA輸入節點和第二 LNA輸入節點。第一電阻式反饋放大器接收來自第一 LNA輸入節點的第一信號並向第二互補放大器的第一輸入端提供第一信號的經放大版本。第一信號也被提供到第一互補放大器的第二輸入端。第二電阻式反饋放大器接收來自第二 LNA輸入節點的第二信號並向第一互補放大器的第一輸入端提供第二信號的經放大版本。第二信號也被提供到第二互補放大器的第二輸入端。LNA 輸入節點上的第一和第二信號合起來是差分LNA輸入信號。來自第一和第二互補放大器的輸出信號被提供到變壓器負載的初級繞組的兩個相應端子。變壓器負載的次級繞組將差分 LNA輸出信號提供到一對LNA輸出節點。當差分LNA輸入信號具有頻率範圍從100MHz到2.OGHz的頻率時，差分LNA具有小於75歐姆的輸入阻抗、小於2dB的噪聲因子、大於20dB 的增益。
以上內容是概要，由此必然包含對細節的簡化、概況和省略；因此，本領域的技術人員將能領會此概要僅是說明性的，而絕非意欲任何限制。正如純由權利要求書定義的在本文中所描述的設備和/或過程的其他方面、發明性特徵、以及優點將從本文中闡述的非限定性具體說明中變得顯而易見。
附圖簡要說明
圖I (現有技術)是採用低噪聲放大器(LNA) 14的設備的簡化框圖。
圖2 (現有技術)是圖I的電路中涉及圖I的LNA 14的那部分的更為具體的示圖。
圖3 (現有技術)是具有基於電阻式反饋放大器的輸入級和基於源極跟隨器的輸出級的第一常規LNA的示圖。
圖4 (現有技術)是具有基於電阻式反饋放大器的輸入級和基於源極跟隨器的輸出級的第二常規LNA的示圖。
圖5 (現有技術)是具有共柵極輸入級和兩個共源極輸出級的常規LNA的示圖。
圖6 (現有技術)是具有共柵極輸入級和互補輸出級的常規LNA的示圖。
圖7是根據一個新穎方面包括低噪聲放大器(LNA)IOO的示例性系統的高層框圖。
圖8是圖7的RF收發機集成電路103的更詳細的示圖。
圖9是圖8的電路中的接收信號路徑的一部分的更詳細的示圖。


圖10是圖9的LNA 100的更詳細的示圖。
圖11是表示圖3-6的常規LNA和圖10的LNA 100的構成的簡化的示圖。
圖12是闡述類型#1、類型#2LNA以及圖10的LNA 100的特性的表格。
圖13是示出圖10的LNA 100在從500MHz到2. OGHz的工作頻率範圍上的增益的圖表。
圖14是示出圖10的LNA 100在從500MHz到2. OGHz的工作頻率範圍上的噪聲因子(NF)的圖表。
圖15是示出在從500MHz到2. OGHz的工作頻率範圍上向圖10的LNA100看進去的Sll反射係數的圖表。
圖16是根據一個新穎方面的方法200的流程圖。
具體描述
圖7是根據一個新穎方面包括低噪聲放大器(LNA) 100的一個示例性系統的極簡化高層框圖。該系統是諸如蜂窩電話之類的移動通信設備101。設備101 (除了未解說的其他部分之外)包括可用於接收和發射蜂窩電話通信的天線102、RF收發機集成電路103、 和數字基帶處理器集成電路104。
圖8是圖7的RF收發機集成電路103的更詳細的示圖。在對蜂窩電話的操作的一個非常簡化的解釋中，如果蜂窩電話正被用於接收作為蜂窩電話談話的一部分的信息，則傳入的傳輸105在天線102上被接收。傳入的信號通過匹配網絡106、雙工器107、帶通濾波器108、平衡-不平衡變換器109並且經由端子110和111進入RF收發機集成電路103。 替換地，使用SAW濾波器來達成BPF 108和平衡-不平衡變換器109的功能。傳入的信號由LNA 100放大。LNA 100是接收鏈112的一部分。在由正交混頻器113下變頻之後並且在由基帶濾波器114濾波之後，該信息被傳達到數字基帶處理器集成電路104以進行模數轉換和在數字域中進一步處理。通過改變由本地振蕩器115生成的本地振蕩器信號LOl的頻率來控制接收鏈如何下變頻。
另一方面，如果蜂窩電話101正被用於傳送作為蜂窩電話談話的一部分的信息， 則要被傳送的音頻信息在數字基帶處理器集成電路104中被轉換成模擬形式。模擬信息被提供給RF收發機集成電路103的發射鏈117的基帶濾波器116。在濾波之後，信號由正交混頻器118上變頻。通過控制由本地振蕩器119生成的本地振蕩器信號L02的頻率來調諧和控制上變頻過程。結果得到的經上變頻的信號由驅動放大器120放大並且經由端子121 從RF收發機集成電路103輸出。信號通過匹配網絡122並由外部功率放大器123放大。經放大的信號通過另一匹配網絡124、雙工器107和匹配網絡106被提供到天線102上以作為傳出的傳輸125進行傳送。接收和發射鏈的本地振蕩器115和119由經由總線接口 126、串行總線127、總線接口 128和控制導體129和130接收的控制信息來控制。控制信息由執行處理器可執行指令集132的處理器131來生成。這些指令存儲在處理器可讀介質133中。
圖9是圖8的電路中的接收信號路徑的一部分的更詳細的示圖。混頻器113是正交混頻器並且在圖9中以符號形式示出。混頻器113接收來自振蕩器115的差分同相(I) 信號和差分正交(Q)信號。混頻器113經由LNA輸出導體134和135接收差分LNA輸出信號。此差分LNA輸出信號涉及導體134上的信號LNA0UTP和導體135上的信號LNA0UTN。 LNA 100經由LNA輸入導體136和137接收差分LNA輸入信號。此差分LNA輸入信號涉及導體136和端子110上的信號LNAINP並且還涉及導體137和端子111上的信號LNAINN。 虛線138表示RF集成電路103的邊界。端子110和111可以例如是容納RF收發機集成電路103的集成電路封裝的端子。端子110和111可以例如是RF收發機集成電路103的微凸焊點或接合焊盤。通過端子110和111以及導體136和137向RF收發機集成電路103 看進去的輸入阻抗約50歐姆並且小於75歐姆。第一 ESD保護電路186還使導體136負載 50fF的電容。導體139和140是諸如印刷電路板上從平衡-不平衡變換器109延伸至RF 收發機集成電路103的跡線。導體139、端子110和導體136—起形成第一輸入節點。第二 ESD保護電路187也使導體137負載50fF的電容。導體140、端子111和導體137 —起形成第二輸入節點。在所解說的實施例中，在平衡_不平衡變換器109與RF收發機集成電路103的端子110和111之間沒有匹配網絡。因此避免了與不得不在平衡_不平衡變換器與RF收發機集成電路之間提供諸如圖I和圖2的阻抗匹配網絡7之類的阻抗匹配網絡相關聯的製造成本。
圖10是圖9的LNA 100的更詳細的示圖。LNA 100包括第一電阻式反饋反相放大器141、第二電阻式反饋反相放大器142、第一互補輸出級放大器143、第二互補輸出級放大器144、感性負載145和偏置電路。偏置電路包括電阻器150和151、幅值為VREF的參考電壓源152、運算放大器153和P溝道電晶體154。偏置電路設置存在於節點174與175之間的差分輸出信號的共模電壓。VREF的幅值被設置或調整以優化LNA的線性性能。
第一反饋反相放大器141包括反饋電阻155和放大器156。第二反饋反相放大器 142包括反饋電阻157和放大器158。反相放大器156和158不需要實現為互補邏輯門反相器(涉及P溝道上拉和N溝道下拉)，而是可按多種方式實現。反相器符號旨在是反相放大器的一般表不。
第一互補輸出級放大器143包括P溝道場效應電晶體159和N溝道場效應電晶體 160。類似地，第二互補輸出級放大器144包括P溝道場效應電晶體161和N溝道場效應電晶體162。此示例中的感性負載145是經調諧的變壓器負載並且包括第一繞組163和第二繞組164。第一繞組163具有第一端子165、第二端子166和中央抽頭端子167。第一繞組163可以例如是在金屬化的上層和層間通孔中實現的集成螺旋金屬電感器，以使得繞組 163具有2到4匝並且具有約2nH的電感。偏置電路經由P溝道電晶體154連接至繞組163的中央抽頭端子167。第一電阻式反饋放大器141的輸入端168耦合至導體136、端子110 和第一互補輸出級放大器143的N溝道電晶體160的柵極。第二電阻式反饋放大器142的輸入端169耦合至導體137、端子111和第二互補輸出級放大器144的N溝道電晶體162的柵極。第一電阻式反饋放大器141的輸出端170經由電容171容性地耦合至第二互補輸出級放大器144的P溝道電晶體的柵極。第二電阻式反饋放大器142的輸出端172經由電容 173容性地耦合至第一互補輸出級放大器143的P溝道電晶體的柵極。P溝道電晶體159 的柵極是第一互補輸出級放大器143的第一輸入端並且N溝道電晶體160的柵極是第一互補輸出級放大器143的第二輸入端，以及電晶體159和160的漏極處的節點174是第一互補輸出級放大器143的輸出端。P溝道電晶體161的柵極是第二互補輸出級放大器144的第一輸入端並且N溝道電晶體162的柵極是第二互補輸出級放大器144的第二輸入端，以及電晶體161和162的漏極處的節點175是第二互補輸出級放大器144的輸出端。變壓器負載145的第二繞組164由電容器176調諧。第二繞組164上的端子177經由電容178容性地耦合至輸出導體134。第二繞組164上的端子179經由電容180容性地耦合至輸出導體135。導體181是電源導體VDD。導體182是接地導體GND。
圖11是表示圖3-6的常規LNA和圖10的LNA 100的構成的簡化的示圖。如圖 11中所解說的，LNA具有亦被稱為匹配放大器的輸入級183、以及輸出級184。第二級的放大器的輸出被相加在一起，如由節點185所表示的。可以認識到，圖3-6的常規LNA可被分成兩種一般類型。在第一類型的LNA (此處被指定為類型#1)中，輸入級是共柵極放大器。 圖6的LNA是此類LNA的示例。第一級的輸出節點之一 33上的電壓噪聲關於第一級的另一輸出節點34上的電壓噪聲異相。互補輸出級可被用於將此類信號相加，由此有效地消去信號的異相分量。在其中節點33和34上的電壓噪聲為異相的情形中，這種噪聲由互補輸出級消去並且不傳遞到LNA的輸出端。這種類型的LNA可具有高電壓增益，因為輸出級的輸出阻抗較高。然而，輸入級的負載電阻30的進入輸出級的噪聲不是異相的。因此，節點 33和34上歸因於負載電阻30的噪聲通過輸出級而未被消去。因此，這種類型的LNA的噪聲因子一般而言相對較差。此類類型#1LNA的特性以簡化和概括的形式表示在圖12的表中被標記為類型#1LNA的第一行中。標記為噪聲因子的列在對應於類型#1LNA的第一行中包含「差」條目。此「差」噪聲因子是以相對於如以下所解釋的其他LNA的噪聲因子的相對術語來給出的。
在第二類型的LNA (此處被指定為類型#2)中，輸入級涉及電阻式反饋放大器。圖 3的LNA是此類LNA的示例。歸因於輸入級的電阻R的噪聲在第一級的輸出節點X和Y上同相。然而，LNA的輸出級是扣除第一級的輸出端上的共模信號的類型。因此，節點X上的電阻器噪聲被有效地從節點Y上的電阻器噪聲中扣除。如在圖12的第二行中所指示的，類型#2LNA的噪聲因子一般而言相對較好。然而，此類型#2LNA的增益相對較差。在圖3的 LNA中，例如，增益較低，因為通過節點OUT向LNA看進去的阻抗較低。輸出阻抗較低，因為電晶體(N溝道電晶體M3)的源極耦合至節點OUT。
在一個新穎方面，創建並研究圖12的表格。可以認識到，對兩級LNA中的輸入級的最佳選擇是電阻式反饋放大器，因為電阻式反饋放大器給出最佳噪聲因子。還可以認識到， 對輸出級的最佳選擇是互補放大器，因為互補放大器由於沒有電晶體源極被耦合至輸出節點的實情而給出最佳增益。然而，如果電阻式反饋放大器被用作輸入級，則第一級的輸出節點上的噪聲信號將彼此同相。為了將互補放大器用於第二級，提供給互補輸出級的兩個輸入端的噪聲信號應當異相。因此，如果可以使作為來自第一級的輸出的兩個信號反相，則提供給互補放大器第二級的噪聲信號將如對互補放大器所要求的那樣是異相的以消去該噪聲。還可以認識到，使差分信號反相的一種方式是互換(即，交叉或交換)構成該差分信號的兩個信號。因此，涉及兩個電阻式反饋放大器的第一級被提供為第一差分級。此第一級的輸出交叉地進入涉及兩個互補放大器的第二級。使用變壓器負載對從這兩個互補放大器輸出的信號進行加總，以使得這兩個互補放大器形成LNA的作為差分級的第二級。在從第一級輸出的信號進入第二級之前交叉這些信號使得第一級的噪聲反相，由此使噪聲異相併且由此允許互補輸出級消去該噪聲。
以上描述基本上是對LNA 100的操作的簡化解釋。以上內容是為解說和指導目的而給出的。更準確的解釋涉及認識到如果從第一級的兩個電阻式反饋放大器輸出的兩個噪聲信號完全相關並且具有相等的幅值，則這兩個信號可表現為共模。如果這兩個噪聲信號是共模的，並且如果此類噪聲信號被提供為差分放大器(諸如涉及兩個互補放大器的第二級)的兩個輸入端的輸入，則此類共模噪聲將不會通過差分級。差分放大器由於其本質而僅放大差分信號。差分放大器的兩個輸入端上的共模信號將不會通過放大器。然而，如果在第一級中採用電阻式反饋放大器而它們的輸出不被交叉，則從這兩個電阻式反饋放大器輸出的噪聲將不會相關。通過交叉來自第一級的差分輸出，這兩個電阻式反饋放大器的輸出的不相關的噪聲電壓在第二級中被相加。作為此相加的結果，輸出級的兩個分支中的(進入變壓器負載的)噪聲電流是相關的。通過選擇互補放大器中N溝道gm與P溝道gm的適當比率，可以使這兩個相關的噪聲電流的幅值相等。當達成此舉時，來自第一級的噪聲在第二級的輸出端處表現為共模，並且此共模噪聲通過變壓器負載衰減。
此更準確的解釋仍是對一組複雜交互和機制的簡化。無論處於工作中的精確交互和機制的細節如何，LNA 100如所預測的那樣被觀察具有勝過類型#1LNA和類型#2LNA的性能，因為對於從500MHz到2GHz的寬頻率工作範圍上的工作而言，LNA 100具有小於75 歐姆的輸入阻抗、小於2dB的噪聲因子和大於20dB的增益。由於達成高增益和低噪聲因子兩者而同時具有低輸入阻抗的LNA 100，在RF收發機集成電路103的端子110和111與平衡_不平衡變換器109之間不需要匹配網絡。類型#1或類型#2LNA中的任何一者都不能同時滿足所有三個性能參數。
圖13是示出圖10的LNA 100在從500MHz到2. OGHz的工作頻率範圍上的增益的圖表。如所解說的，對於400歐姆的反饋電阻RF，增益在此整個工作頻率範圍上超過40dB。 圖14是示出圖10的LNA 100在從500MHz到2. OGHz這一相同工作頻率範圍上的噪聲因子 (NF)的圖表。如所解說的，對於400歐姆的反饋電阻RF，噪聲因子在此整個工作頻率範圍上小於5dB。圖15是示出在500MHz到2GHz這一相同工作頻率範圍上的Sll反射係數的圖表。此Sll反射係數是對從50歐姆源向LNA 100看進去的反射功率量的度量。因此，Sll 反射係數也是對LNA 100的輸入阻抗如何良好地匹配50歐姆源的度量。如所解說的，反射係數在整個500MHz到2GHz頻率範圍上小於_14dB。此Sll反射係數對應於在整個500MHz 到2GHz工作頻率範圍上小於75歐姆的輸入阻抗。圖13-16的圖表表示LNA 100在約15mA 的電流消耗下的操作。
在LNA 100的噪聲因子和LNA 100的輸入阻抗之間存在關係。噪聲因子可以增加LNA 100的輸入阻抗的代價來減小，從而LNA較差地阻抗匹配50歐姆源。類似地，可以增加噪聲因子的代價來減小LNA 100的輸入阻抗以較佳地匹配50歐姆源。如何作出噪聲因子與匹配輸入阻抗之間的折衷取決於特定的應用。不僅如此，LNA 100的帶寬可通過改變電容器176的電容來調諧。在一些實施例中，電容176是電容由數字控制值控制的可變電容器。
圖16是方法200的簡化流程圖。在步驟201中，使用第一電阻式反饋反相放大器來放大第一 LNA輸入節點上的第一信號，由此生成被提供到第二互補輸出級放大器的第一輸入端的信號。第一信號也被提供到第一互補輸出級放大器的第二輸入端。
在步驟202中，使用第二電阻式反饋反相放大器來放大第二 LNA輸入節點上的第二信號，由此生成被提供到第一互補輸出級放大器的第一輸入端的信號。第二信號也被提供到第二互補輸出級放大器的第二輸入端。
在步驟203中，在感性負載中組合由第一互補輸出級放大器輸出的信號和由第二互補輸出級放大器輸出的信號。在一個示例中，第一和第二 LNA輸入節點上的第一和第二信號一起是差分LNA輸入信號。感性負載是具有初級繞組和次級繞組的變壓器負載。差分 LNA輸出信號從次級繞組的一對端子經由AC耦合電容器輸出到一對相應的LNA輸出導體。
儘管以上出於指導目的描述了某些具體實施方式
，但本專利文件的教導具有普遍適用性並且不被限定於以上描述的具體實施方式
。在涉及多個接收鏈的多模式系統中，採用以上所描述的電路和技術來避免對每一個接收鏈使用外部匹配網絡具有特別高的效用並且能夠導致可觀的成本節省。感性負載不必是變壓器，而可以是連接為圖10的變壓器的第一繞組163的中央抽頭的電感器，除了第二繞組和電容器176不耦合在節點175與174 之間之外，以使得節點175通過電容器178容性地耦合至輸出導體134並且節點174通過電容器180容性地耦合至輸出導體135。相應地，可實踐對所描述的具體實施方式
的各種特徵的各種修改、適應、以及組合而不會脫離所附權利要求書的範圍。
權利要求
1.一種電路,包括第一輸入導體；第二輸入導體；具有第一繞組的感性負載，其中所述第一繞組具有第一端子和第二端子；第一電阻式反饋反相放大器，其具有耦合至所述第一輸入導體的輸入端；第二電阻式反饋反相放大器，其具有耦合至所述第二輸入導體的輸入端；包括P溝道電晶體和N溝道電晶體的第一互補輸出級，其中所述第一互補輸出級的所述P溝道電晶體的柵極耦合至所述第二電阻式反饋反相放大器的輸出端，其中所述第一互補輸出級的所述N溝道電晶體的柵極耦合至所述第一輸入導體，並且其中所述第一互補輸出級具有耦合至所述感性負載的所述第一繞組的所述第一端子的輸出端；以及包括P溝道電晶體和N溝道電晶體的第二互補輸出級，其中所述第二互補輸出級的所述P溝道電晶體的柵極耦合至所述第一電阻式反饋反相放大器的輸出端，其中所述第二互補輸出級的所述N溝道電晶體的柵極耦合至所述第二輸入導體，並且其中所述第二互補輸出級具有耦合至所述感性負載的所述第一繞組的所述第二端子的輸出端。
2.如權利要求I所述的電路，其特徵在於，所述第一電阻式反饋反相放大器的輸入端和所述第一互補輸出級的所述N溝道電晶體的柵極以及所述第一輸入導體一起形成第一輸入節點，其中所述第二電阻式反饋反相放大器的輸入端和所述第二互補輸出級的所述N 溝道電晶體的柵極以及所述第二輸入導體一起形成第二輸入節點，其中所述第一電阻式反饋反相放大器的輸出端容性地耦合至所述第二互補輸出級的所述P溝道電晶體的柵極，並且所述第二電阻式反饋反相放大器的輸出端容性地耦合至所述第一互補輸出級的所述P 溝道電晶體的柵極。
3.如權利要求I所述的電路，其特徵在於，進一步包括第一輸出導體，其中所述感性負載是變壓器負載並且還包括第二繞組，其中所述第二繞組具有第一端子和第二端子，並且其中所述第一輸出導體耦合至所述感性負載的所述第二繞組的所述第一端子；以及第二輸出導體，其耦合至所述感性負載的所述第二繞組的所述第二端子。
4.如權利要求3所述的電路，其特徵在於，所述感性負載的所述第二繞組的所述第一端子容性地耦合至所述第一輸出導體，並且其中所述感性負載的所述第二繞組的所述第二端子容性地耦合至所述第二輸出導體。
5.如權利要求3所述的電路，其特徵在於，進一步包括偏置電路，其設置存在於所述第一和第二輸出導體之間的差分輸出信號的共模電壓。
6.如權利要求I所述的電路，其特徵在於，進一步包括偏置電路，其具有第一輸入端、第二輸入端和輸出端，其中所述偏置電路的所述第一輸入端耦合至所述第一互補輸出級的輸出端，其中所述偏置電路的所述第二輸入端耦合至所述第二互補輸出級的輸出端，並且其中所述偏置電路的輸出端耦合至所述感性負載的所述第一繞組的第三端子。
7.如權利要求I所述的電路，其特徵在於，所述電路具有通過所述第一和第二輸入導體向所述電路看進去小於75歐姆的輸入阻抗。
8.如權利要求7所述的電路，其特徵在於，所述電路是具有不大於約2dB的噪聲因子且具有至少約20dB的增益的放大器。
9.如權利要求I所述的電路，其特徵在於，所述電路是集成電路，並且其中所述第一和第二輸入導體是所述集成電路的端子。
10.一種低噪聲放大器(LNA)，包括包括第一電阻式反饋放大器和第二電阻式反饋放大器的第一級；以及包括第一互補放大器和第二互補放大器的第二級，其中所述第一互補放大器的第一輸入端耦合成從所述第二電阻式反饋放大器接收信號，並且其中所述第二互補放大器的第一輸入端耦合成從所述第一電阻式反饋放大器接收信號。
11.如權利要求10所述的LNA，其特徵在於，所述第一互補放大器的第二輸入端耦合至所述第一電阻式反饋放大器的輸入端，並且其中所述第二互補放大器的第二輸入端耦合至所述第二電阻式反饋放大器的輸入端。
12.如權利要求11所述的LNA，其特徵在於，進一步包括感性負載，其中所述第一互補放大器的輸出端耦合至所述感性負載的第一端子，並且其中所述第二互補放大器的輸出端耦合至所述感性負載的第二端子。
13.如權利要求12所述的LNA，其特徵在於，所述第一互補放大器包括P溝道電晶體和 N溝道電晶體，並且其中所述P溝道電晶體的漏極耦合至所述N溝道電晶體的漏極和所述感性負載的所述第一端子，其中所述P溝道電晶體的柵極是所述第一互補放大器的所述第一輸入端，並且其中所述N溝道電晶體的柵極是所述第一互補放大器的所述第二輸入端。
14.如權利要求10所述的LNA，其特徵在於，進一步包括第一輸入導體，其中所述第一電阻式反饋放大器耦合成從所述第一輸入導體接收第一信號；以及第二輸入導體，其中所述第二電阻式反饋放大器耦合成從所述第二輸入導體接收信號，其中所述第一和第二信號合起來是去往所述LNA的差分輸入信號。
15.一種方法，包括使用第一電阻式反饋放大器來放大第一輸入節點上的信號，並且由此生成被驅動到第二互補輸出級的第一輸入端上的信號；使用第二電阻式反饋放大器來放大第二輸入節點上的信號，並且由此生成被驅動到第一互補輸出級的第一輸入端上的信號；以及在感性負載中組合由所述第一互補輸出級輸出的信號和由所述第二互補輸出級輸出的信號。
16.如權利要求15所述的方法，其特徵在於，還包括將所述第一輸入節點上的所述信號提供到所述第一互補輸出級的第二輸入端上；以及將所述第二輸入節點上的所述信號提供到所述第二互補輸出級的第二輸入端上。
17.一種方法，包括提供第一電阻式反饋放大器，所述第一電阻式反饋放大器具有耦合至第一輸入節點的輸入端；提供第二電阻式反饋放大器，所述第二電阻式反饋放大器具有耦合至第二輸入節點的輸入端；提供第一互補輸出級，所述第一互補輸出級具有耦合至所述第二電阻式反饋放大器的輸出端的第一輸入端並且具有耦合至所述第一輸入節點的第二輸入端；提供第二互補輸出級，所述第二互補輸出級具有耦合至所述第一電阻式反饋放大器的輸出端的第一輸入端並且具有耦合至所述第二輸入節點的第二輸入端；以及提供耦合至所述第一和第二互補輸出級的感性負載。
18.—種電路,包括一對差分輸入節點；以及用於從所述一對差分輸入節點接收差分信號並且用於放大所述差分信號的裝置，通過所述一對差分輸入節點向所述電路看進去的輸入阻抗小於75歐姆並且所述裝置具有不大於2dB的噪聲因子以及所述裝置以至少20dB的增益放大所述差分信號。
19.如權利要求18所述的電路，其特徵在於，所述電路是集成電路，其中所述一對差分輸入節點是所述集成電路的一對差分輸入端子，並且其中所述裝置是低噪聲放大器(LNA)。
20.如權利要求18所述的電路，其特徵在於，所述裝置包括包括一對電阻式反饋放大器的第一級；包括一對互補放大器的第二級；以及感性負載。
21.如權利要求18所述的電路，其特徵在於，所述電路是蜂窩電話的一部分。
全文摘要
一種差分低噪聲放大器(LNA)包括電阻式反饋放大器的第一級和互補放大器的第二級，其中第一級的輸出端以交叉耦合的方式耦合到第二級的輸入端。諸如變壓器之類的感性負載組合從第二級的互補放大器輸出的信號。在一個示例中，LNA具有小於75歐姆的輸入阻抗、小於2dB的噪聲因子和大於20dB的增益。由於低輸入阻抗，LNA能用於放大從具有類似低阻抗的源接收的信號而無需在源的輸出端與LNA的輸入端之間使用阻抗匹配網絡。
文檔編號H03F3/189GK102948072SQ201180022358
公開日2013年2月27日 申請日期2011年5月3日 優先權日2010年5月3日
發明者M·貝赫拉, H·S·穆塔裡, K·C·巴尼特 申請人:高通股份有限公司