輕載模式下的高效移相全橋電路的製作方法

2023-05-12 04:00:02

本發明屬於汽車開關電源技術領域，尤其是一種輕載模式下的高效移相全橋電路。

背景技術：

隨著新能源汽車領域的普及，汽車電氣傳動系統中的功率變換電路越來越受到人們的重視。移相全橋電路是一種隔離式直流變換電路，其連接在高壓直流母線和低壓直流母線之間，起到降壓作用。一般情況下高壓直流母線接有經市電或動力電池而來的高壓輸入直流電源，低壓直流母線接有車用負載，研究過程中可認為高壓輸入電源是定值，車用負載是等效電阻。汽車運行的工況比較複雜，功率傳輸效率是變換電路的一個重要指標，對於移相全橋電路來說，尤其是電路在輕載模式下的功率傳輸效率備受人們關注。

為了提高移相全橋電路輕載下的功率傳輸效率，許多學者從調製策略和輔助電路兩方面做改進。目前的調製策略主要是基於脈寬調製和移相調製兩大基本方式，以脈寬調製為基礎的策略雖然簡單，但是電路只有+1和-1兩種工作狀態，狀態切換時開關器件較難實現軟開關，對開關管不利。以移相調製為基礎的策略儘管能實現開關器件的軟開關，但是在0工作狀態時，電路整體通態損耗無法降低。目前的輔助電路主要包括由開關器件構成的有源網絡和由電感電容等構成的無源網絡，這些輔助電路都建立在一定的移相全橋主電路之上的。儘管有源輔助網絡需要增加一定的驅動電路和控制策略，並產生額外的損耗，無源輔助網絡同樣會帶來一定的附加通態損耗，但是相對僅改進調製策略的方式，增加輔助電路可以進一步增強全橋電路的軟開關能力，採用一定形式的輔助網絡更可以降低電路0工作狀態時的通態損耗。在移相全橋主電路參數一定的條件下，若輔助電路的參數設計合理，輕載時的電路功率傳輸效率則可以有較大的提高。

目前，對一定的移相全橋主電路設計輔助電路時，有以下兩點研究尚不深入：(1)輕載模式下濾波電感電流斷續是一種可能出現的形式，甚至是不可避免。濾波電感電流斷續和連續下的電路工作模態不盡相同，在電流連續情形下所得出的結論並不適用於電流斷續的情形，因此需要對電流斷續的情形研究。(2)元器件的寄生參數在開關過渡過程中影響較大，若寄生參數不合理，實際中開關器件可能無法實現軟開關，甚至造成較大的開關損耗。另外電路的電壓電流尖峰以及振蕩現象也與元器件的寄生參數有關，若該參數不合理，同樣會對電路中其它器件帶來不利影響。因此，在分析電路性能和設計輔助電路參數時，上述兩點不能忽略。

一種典型的移相全橋電路如圖4所示，該移相全橋電路主要由輔助電流源、全橋電路、高頻變壓器、同步整流電路和濾波電路五部分組成。輔助電流源由兩個均壓電容C1和C2、輔助電感L1組成；高頻變壓器包含漏感Lp、勵磁電感LM、初次級匝比為N:1:1的繞組；同步整流電路包括兩個肖特基二極體D1和D2；濾波電路由濾波電感Lf、濾波電容C組成。該移相全橋電路存在以下不足之處：

1、在滯後橋臂開關過渡過程中高頻變壓器初級側電流一定的情況下，若增強全橋電路的軟開關能力，那麼均壓電容C1和C2不變時需減小輔助電感L1，如此造成滯後橋臂的通態損耗加大。

2、電路在通態過程中，電感和高頻變壓器會產生一定的鐵損和銅損，其它器件同樣會有通態損耗。由於該電路無降低通態損耗的輔助電路，尤其是0工作狀態，因此，移相全橋電路整體通態損耗較大。

技術實現要素：

本發明的目的在於克服現有技術的不足，提供一種設計合理、能夠有效提高輕載模式下功率傳輸效率的高效移相全橋電路。

本發明解決其技術問題是採取以下技術方案實現的：

一種輕載模式下的高效移相全橋電路，包括輔助電流源、全橋電路、高頻變壓器、同步整流電路和濾波電路；所述輔助電流源的輸入端並聯在輸入電源兩側，輔助電流源的輸出端連接到全橋電路滯後橋臂的中點；所述高頻變壓器初級側線圈的一端連接到全橋電路滯後橋臂的中點，所述高頻變壓器次級側繞組的兩個非公共端分別與同步整流電路相連，所述高頻變壓器次級側繞組的公共端連接到濾波電路的輸入端；所述濾波電路的輸出端並聯在負載兩側，在全橋電路超前橋臂的中點連接電感電容串聯復位電路的一端，該電感電容串聯復位電路的另一端連接到高頻變壓器初級側的另一端。

所述電感電容串聯復位電路由電容和電感構成，所述電容一端連接到全橋電路的超前橋臂的中點，該電容的另一端和電感連接組成公共端，該電感的另一端與高頻變壓器初級側相連。

所述電感電容串聯復位電路中的電容採用理想電容和等效串聯電阻串聯構成，所述電感採用理想電感、鐵損等效電阻、分布電容並聯後再與銅損電阻串聯構成。

所述輔助電流源由兩個均壓諧振電容、輔助電感連接構成，兩個均壓諧振電容的非公共端並聯在輸入電源的兩側，兩個均壓諧振電容的公共端連接到輔助電感，該輔助電感的另一端連接到全橋電路滯後橋臂的中點處。

所述輔助電流源中的兩個均壓諧振電容採用兩個理想電容、兩個等效串聯電阻串聯構成，所述輔助電感採用理想電感、鐵損等效電阻、分布電容並聯後再與銅損電阻串聯構成。

所述全橋電路的開關器件由開關管、反並聯二極體、結電容並聯構成；所述高頻變壓器包括漏感、勵磁電感、初次級匝比為N:1:1的線圈，所述漏感的一端與電感電容串聯復位電路相連，該漏感的另一端連接到高頻變壓器初級側的線圈，所述勵磁電感與高頻變壓器初級側繞組並聯，所述初級側繞組的另一端連接全橋電路滯後橋臂的中點，高頻變壓器次級側繞組的兩個非公共端分別連接到同步整流電路，高頻變壓器次級側繞組的兩個公共端與濾波電路相連；所述同步整流電路由兩個肖特基二極體構成，兩個肖特基二極體的陽極共地連接，兩個肖特基二極體的陰極分別連接到高頻變壓器的次級側；所述濾波電路由濾波電感、濾波電容構成，該濾波電感的一端連接到高頻變壓器次級側，該濾波電感的另一端與濾波電容連接，該濾波電容並聯在負載的兩側。

所述高頻變壓器的初級側採用鐵損等效電阻、勵磁電感、分布電容、初次級匝比為N:1:1的線圈並聯後再與初級側漏感、初級側銅損電阻串聯構成，所述高頻變壓器次級側包括串聯的次級側漏感和次級側銅損電阻。

所述同步整流電路中的兩個肖特基二極體分別採用典型二極體、勢壘結電容並聯後再與各自的兩個引線電阻串聯構成。

所述濾波電路中的電感採用理想電感、鐵損等效電阻、分布電容並聯後再與銅損電阻串聯構成，所述濾波電路中的電容採用理想電容和等效串聯電阻串聯構成。

本發明的優點和積極效果是：

1、本高效移相全橋電路在濾波電感電流斷續的情形下，充分考慮到各個元器件的寄生參數，當輔助電路參數設計合理後，可以充分增強滯後橋臂開關過渡過程時的電流，並減小高頻變壓器0工作狀態時的兩側電流。由於移相全橋電路的開關頻率較高，元器件不能再按照傳統的理想形式進行分析，電路不能完全根據理想元器件進行設計，否則會影響移相全橋電路整體的性能，尤其是開關過渡過程時的性能；因此，本電路充分考慮到輕載時增強全橋電路軟開關能力的目的，並考慮進一步減小輕載時的通態損耗，因此元器件的寄生參數都按照移相全橋電路的實際情形近似。

2、本高效移相全橋電路在輔助電流源部分不採用傳統的均壓電容，用較小的電容取代均壓電容，以便在增強全橋電路軟開關能力的同時，儘可能不增加輔助電流源部分的通態損耗。電路穩定運行時，較小的電容在均壓的基礎上，與輔助電感一起以開關周期進行諧振，為滯後橋臂的開關過渡過程提供能量。與現有電路(圖4)相比，在滯後橋臂開關過渡過程時的高頻變壓器初級側電流近似相同的條件下，本發明的移相全橋電路可以為滯後橋臂的開關器件提供較大電流，以確保全橋電路的軟開關。現有移相全橋電路(圖4)若要增強滯後橋臂的軟開關能力，需要減小輔助電感L1，與本發明相比，輔助電流源部分的附加通態損耗較大。

3、本高效移相全橋電路在高頻變壓器初級側串聯有電感電容復位電路，用來減小高頻變壓器兩側的通態電流。儘管電路工作在濾波電感電流斷續的模式下，但實際中由於整流二極體勢壘結電容的影響，電路0狀態時濾波電感電流處於不斷振蕩變化中，進而影響高頻變壓器初級側電流。復位電路中的電感和電容串聯起來，綜合了電感抑制電流變化和電容抑制電壓變化的兩個原理，相比於現有移相全橋電路(圖4)的單獨一個漏感，本發明的移相全橋電路中的復位電路增大了支路阻抗，在支路兩端電壓近似的情況下，更能減小高頻變壓器初級側電流，進一步實現電路0狀態時的電流復位。另外由於電容在滯後橋臂開關過渡過程中，高頻變壓器初級側電流對軟開關的實現不利，因此串聯電感起到了一定彌補和折中的作用。

4、本發明設計合理，在濾波電感電流斷續的情形下，根據電路整體運行工況，對各個元器件建立考慮寄生參數的近似模型，從增強全橋電路軟開關能力和減小電路整體通態損耗兩個角度設計相應的輔助電路。在滯後橋臂開關過渡過程時的高頻變壓器初級側電流近似相同的條件下，與現有電路相比，本發明可以增強滯後橋臂實現軟開關所需的能量。在主電路輸出電壓和負載功率相同的條件下，與現有電路相比，本發明可以減小0工作狀態時高頻變壓器的初級側電流，進而可以降低電路整體的通態損耗。綜上所述，本發明在一定程度上提高了輕載模式下的功率傳輸效率，進一步可適應電動汽車在輕載工況下的能量需求。

附圖說明

圖1是本發明的電路圖；

圖2是本發明的近似電路模型圖；

圖3是本發明的主要波形圖。

圖4是現有移相全橋電路的電路圖；

圖5是現有移相全橋電路的主要波形圖；

具體實施方式

以下結合附圖對本發明實施例作進一步詳述：

一種輕載模式下的高效移相全橋電路是對現有移相全橋電路(如圖4所示)進行改進而來。本發明的高效移相全橋電路由輔助電流源、全橋電路、電感電容串聯復位電路、高頻變壓器、同步整流電路和濾波電路六部分組成，並採用如下技術方案實現：

(1)根據移相全橋電路的實際運行狀態，建立各個器件的近似模型。輔助電流源部分的均壓電容用理想電容和等效電阻串聯表示，諧振電感用理想電感、鐵損電阻、分布電容並聯後與銅損電阻串聯的形式表示；全橋電路部分中的開關器件用典型的開關管、反並聯二極體、結電容並聯的形式表示；電感電容串聯復位電路部分的電感用理想電感、鐵損電阻、分布電容並聯後與銅損電阻串聯的形式表示，電容用理想電容和等效電阻串聯表示；高頻變壓器初級側部分用鐵損電阻、勵磁電感、分布電容並聯與漏感、銅損電阻串聯的形式表示，高頻變壓器次級側部分用漏感和銅損電阻串聯表示，初級側和兩個次級側線圈的匝比為N:1:1；同步整流器部分中的肖特基二極體用二極體與勢壘結電容並聯表示，並考慮引線電阻；濾波電路部分的電感用理想電感、鐵損電阻、分布電容並聯後與銅損電阻串聯的形式表示，電容用理想電容和等效電阻串聯表示。

(2)將輔助電流源中的均壓電容用小電容代替，使電容中點電壓有較為明顯的諧振。現有電路中輔助電流源部分的電容一般較大，中點電壓看作定值，大小佔輸入電壓Uin的一半。本發明的輔助電流源部分的電容在均壓的基礎上具有一定的諧振作用，當電路穩定運行時，兩電容的中點電壓以開關周期為諧振周期、以一半輸入電壓為平均值進行振蕩。為了確保輔助電流源的電流增強性質，兩電容中點電壓的諧振幅度較小，幅值保持在一定範圍內。

(3)在高頻變壓器初級側串聯電感電容復位電路，以便實現電路0工作狀態時的電流復位。由於本發明工作在濾波電感電流斷續模式下，故電感電容串聯復位電路有別於傳統的電感電容串聯諧振電路，目的並不是為了調節串聯支路的品質因數。採用電感電容串聯的形式，一方面電容在0工作狀態時可以使高頻變壓器初級側電流快速下降，同時增加復位電路的阻抗值；另一方面電感與高頻變壓器初級側漏感串聯，在一定程度上為滯後橋臂的開關過渡過程提供能量。該復位電路將電感和電容串聯起來，是增強滯後橋臂開關過渡過程所需部分能量與減小電路通態損耗的一種折中。

如圖1所示，本發明的高效移相全橋電路由輔助電流源、全橋電路、電感電容串聯復位電路、高頻變壓器、同步整流電路和濾波電路六部分連接構成。輔助電流源的輸入端並聯在輸入電源Uin兩側，輸出端連接到全橋電路滯後橋臂的中點；電感電容串聯復位電路一端連接到超前橋臂的中點，一端連接到高頻變壓器初級側；高頻變壓器初級側線圈的另一端連接到滯後橋臂的中點，次級側繞組的兩個非公共端分別與同步整流電路相連，次級側繞組的公共端連接到濾波電路的輸入端；濾波電路的輸出端並聯在負載兩側。

輔助電流源由均壓諧振電容Ca1和Ca2、輔助電感La連接構成，均壓諧振電容Ca1和Ca2的非公共端並聯在輸入電源Uin的兩側，公共端連接到輔助電感La，輔助電感La的另外一端連接到全橋電路滯後橋臂的中點處。全橋電路由四個開關器件Q1～Q4連接組成，開關器件Q1和Q4構成移相調製時的超前橋臂，公共端構成中點A，開關器件Q2和Q3構成移相調製時的滯後橋臂，公共端構成中點B。電感電容串聯復位電路由電容Cb和電感Lb組成，電容Cb一端連接到超前橋臂的中點A，一端和電感Lb連接組成公共端，電感Lb的另一端與高頻變壓器初級側相連。高頻變壓器包含漏感Lp、勵磁電感LM、初次級匝比為N:1:1的線圈，漏感Lp一端與電感Lb相連，一端連接到高頻變壓器初級側的線圈，勵磁電感LM與高頻變壓器初級側繞組並聯，初級側繞組的另一端連接全橋電路滯後橋臂的中點B，高頻變壓器次級側繞組的兩個非公共端分別連接到同步整流電路，公共端與濾波電路相連。同步整流電路由肖特基二極體D1和D2構成，二極體D1和D2的陽極是共地連接，陰極分別連接到高頻變壓器的次級側。濾波電路由濾波電感Lf、濾波電容C組成，濾波電感Lf的一端連接到高頻變壓器次級側，另一端與濾波電容C連接，濾波電容C並聯在負載R的兩側。

本發明考慮到實際工作狀況，對圖1所示高效移相全橋電路建立近似電路模型，具體如圖2所示。其同樣由輔助電流源、全橋電路、電感電容串聯復位電路、高頻變壓器、同步整流電路和濾波電路六部分連接組成。輔助電流源中的均壓諧振電容Ca1和Ca2用理想電容Ca1和Ca2、等效串聯電阻RCa1和RCa2串聯表示，輔助電感La首先用理想電感La、鐵損等效電阻RCOREa、分布電容CLa並聯，然後與銅損電阻RLa串聯的形式表示。全橋電路部分中的開關器件Q1～Q4用典型的開關管、反並聯二極體、結電容並聯的形式表示。電感電容串聯復位電路中的電容Cb用理想電容Cb和等效串聯電阻RCb串聯表示，電感Lb首先用理想電感Lb、鐵損等效電阻RCOREb、分布電容CLb並聯，然後與銅損電阻RLb串聯的形式表示。高頻變壓器初級側首先用鐵損等效電阻RCORE1、勵磁電感LM、分布電容Cp、初次級匝比為N:1:1的線圈並聯，然後與初級側漏感Lp、初級側銅損電阻Rp串聯的形式表示，高頻變壓器次級側包含次級側漏感Ls和次級側銅損電阻Rs。同步整流電路中的肖特基二極體D1和D2分別用典型二極體、勢壘結電容並聯，再與各自的引線電阻RD1和RD2串聯的形式表示。濾波電路中的電感Lf首先用理想電感Lf、鐵損等效電阻RCORE2、分布電容CLf並聯，然後與銅損電阻RLf串聯的形式表示，電容C用理想電容C和等效串聯電阻RC串聯表示。

本發明的移相全橋電路的主要波形如圖3所示，該電路在一個開關周期內包含以下過程：

初始時刻t0至第一時刻t1：開關器件Q2關斷，滯後橋臂進入開關過渡過程狀態，全橋電路中點電壓UAB開始正向增加。輔助電流源部分注入滯後橋臂的電流iB近似負向最大，漏感Lp電流iLp開始正向增加，變壓器次級側對地電壓US前半段時間與電路輸出電壓近似相同，後半段時間開始正向增加。

第一時刻t1至第二時刻t2：全橋電路中點電壓UAB在第一時刻t1達到+1工作狀態，輔助電流源部分注入滯後橋臂的電流iB開始反向減小，漏感Lp電流iLp繼續正向增加，變壓器次級側對地電壓US近似定值。

第二時刻t2至第三時刻t3：第二時刻t2開關器件Q1關斷，超前橋臂進入開關過渡過程狀態，全橋電路中點電壓UAB開始正向減小。輔助電流源部分注入滯後橋臂的電流iB繼續反向減小，漏感Lp電流iLp逐漸正向減小，變壓器次級側對地電壓US同樣逐漸減小。

第三時刻t3至第四時刻t4：全橋電路中點電壓UAB在第三時刻t3達到0工作狀態，輔助電流源部分注入滯後橋臂的電流iB繼續正向增加，漏感Lp電流iLp繼續正向減小，變壓器次級側對地電壓US近似為零。

第四時刻t4至第五時刻t5：全橋電路中點電壓UAB工作在0工作狀態，輔助電流源部分注入滯後橋臂的電流iB繼續正向增加，漏感Lp電流iLp在第四時刻t4下降到近似正向最小值處，變壓器次級側對地電壓US從近似零處開始上升，經過一段時間震蕩後趨於電路輸出電壓。

第五時刻t5至第六時刻t6：開關器件Q3關斷，滯後橋臂進入開關過渡過程狀態，全橋電路中點電壓UAB開始反向增加。輔助電流源部分注入滯後橋臂的電流iB近似正向最大，漏感Lp電流iLp開始反向增加，變壓器次級側對地電壓US前半段時間與電路輸出電壓近似相同，後半段時間開始正向增加。

第六時刻t6至第七時刻t7：全橋電路中點電壓UAB在第六時刻t6達到-1工作狀態，輔助電流源部分注入滯後橋臂的電流iB開始正向減小，漏感Lp電流iLp繼續反向增加，變壓器次級側對地電壓US近似定值。

第七時刻t7至第八時刻t8：第七時刻t7開關器件Q4關斷，超前橋臂進入開關過渡過程狀態，全橋電路中點電壓UAB開始反向減小。輔助電流源部分注入滯後橋臂的電流iB繼續正向減小，漏感Lp電流iLp逐漸反向減小，變壓器次級側對地電壓US同樣逐漸減小。

第八時刻t8至第九時刻t9：全橋電路中點電壓UAB在第八時刻t8達到0工作狀態，輔助電流源部分注入滯後橋臂的電流iB繼續正向增加，漏感Lp電流iLp繼續反向減小，變壓器次級側對地電壓US近似為零。

第九時刻t9至下一初始時刻t0：全橋電路中點電壓UAB工作在0工作狀態，輔助電流源部分注入滯後橋臂的電流iB繼續反向增加，漏感Lp電流iLp在第九時刻t9下降到近似反向最小值處，變壓器次級側對地電壓US從近似零處開始上升，經過一段時間震蕩後趨於電路輸出電壓。

本發明的移相全橋電路(圖1)與現有移相全橋電路(圖4)中的全橋電路、高頻變壓器、同步整流電路、濾波電路四部分相同，其它部分的參數不盡相同。對比圖3和圖5可以發現，當圖1所示移相全橋電路的輔助電流源部分和電感電容串聯復位電路部分的元器件參數設計合理時，以下兩點可以同時滿足：(1)在滯後橋臂開關過渡過程時的高頻變壓器初級側電流iLp近似相同的條件下，本發明型的輔助電流源注入滯後橋臂的電流iB較大，以便增強滯後橋臂器件的軟開關；(2)在主電路輸出電壓和負載功率相同的條件下，本發明型高頻變壓器初級側電流iLp、輸入電源注入輔助電流源部分的電流較小，一定程度上減小電路通態損耗。綜上所述，在輕載濾波電感Lf電流斷續的情形下，本發明型的移相全橋電路可以提高功率傳輸效率。

需要強調的是，本發明所述的實施例是說明性的，而不是限定性的，因此本發明包括並不限於具體實施方式中所述的實施例，凡是由本領域技術人員根據本發明的技術方案得出的其他實施方式，同樣屬於本發明保護的範圍。