分步間隔均衡電路及方法

2023-05-11 18:33:01

專利名稱：：分步間隔均衡電路及方法
技術領域：
：本發明涉及一種分步間隔自適應均衡方法及相應的均衡器和包括該均衡器的接收機及通信系統。自適應均衡技術通常用於補償一般的傳輸系統中信道的失真造成的影響。傳統技術是使用同步均衡器，其實現方法是通過一個有限脈衝響應(FIR)濾波器，該濾波器具有被信息傳輸時間或碼元時間(symboltime)進行時間分隔的可變係數，(參見圖2，它是一個一般FIR濾波器的方框圖，其中T′等於信號傳輸間隔)這種均衡器的性能很敏感地依賴於在接收中被重建的碼元同步的相位。性能的一種改善方法可以通過使用通常所說的分步間隔均衡器(FSE)來完成，該FSE是由一個具有部分信號傳輸間隔的間隔係數的自適應FIR濾波器組成，(參見圖2，T′等於部分信號傳輸間隔)。分步間隔均衡器(具有足夠多的係數)的性能實際上與傳輸信道的相位特徵和在接收中被重建的信號同步的相位無關。更普遍地，FSE的自適應濾波和均衡功能可以用自適應方法在一個單獨的器件上實現，即最佳線性接收機(關於這一點，請參考G.Ungerboeck的文章「分步抽頭間隔均衡器和數據調製器中時鐘恢復的結果」，IEEE通信學報卷Com-24，No.81976年8月，856至864頁、和S.U.H.Qureshi與G.D.ForneyJr.的文章「一個T/2均衡器的性能和特徵」Conf.Rec.，Nat.Telecommun.Conf.，1977年12月，11頁1-9)。然而，分步間隔均衡器有兩上內在的問題(a)抽頭漂移現象和(b)低收斂率。與同步均衡器的情況相反，這兩方面都是由於FSE一般具有更多的係數結構，該係數結構實際上對應於同一個均方差(MSE)值。換言之，均方差不會在對應於最佳係數結構的點的附近有很大變化(沿一定方向)。通過實驗已經發現由於在控制電路中不可避免地有極化現象發生，以數字方式實現的FSE具有長期的不穩定性。這樣一種情況使均衡器在很高的係數值下運行，從而導致寄存器出現溢出現象或使係數達到飽合狀態，最終導致性能的變壞。為了更好地利用FSE，必須使用傳統控制算法的適當進行穩定的技術，該技術能夠避免係數飄移現象並使收斂率上升。就此情況，在80年代初，R.D.Gitlin，H.C.MeadorsJr.和S.BWeinstein發表於1982年10月的第61期No.8貝爾系統技術雜誌第1817至1982頁上的「抽頭洩漏算法一個用於數字式實現的分步間隔自適應均衡器的穩定運行的算法」一文中建議通過控制偽白噪聲(抽頭洩漏技術)的數量改變FSE的控制算法。這種技術作為一種避免抽頭漂移和改善收斂率的措施是很有效的，但會引起FSE性能的損害。就頻譜來說，帶外偽噪聲在信號頻譜的平滑區(roll-offregion)之外控制均衡器的轉換函數，但帶內噪聲制約係數達到其最優結構。其次，T.Uyematsu和K.Sakaniwa發表於1985年12月的Conf.Rec.的GLOBECOM』85，第1420頁到1423頁的《一個新的用於分步間隔均衡器的抽頭調整算法》一文中建議改變抽頭洩漏算法，即只在頻帶內的信號的功率譜密度是零的地方引入偽噪聲。用這種方法，無限大長度的FSE的轉換函數將在平滑區之外為零，且不會產生對其性能造成損害的附加代價。該代價在於算法實現的複雜性的顯著增加。Uyematsu和Sakaniwa技術的一個缺陷在於與信號平滑區相對應，存在無數個滿足奈奎斯特準則，即對應於同一個MSE的均衡器轉換函數。在奈奎斯特頻率附近的FSE轉換函數的形狀藉助於內推技術而被確定。這樣的方法最初被J.M.Cioffi和T.Kailath在文章「一個使用碼間內推的有效的精確最小平方分步間隔均衡器」中建議，該文刊登在IEEE通信學刊上，SAC-5期，No.51984年9月，743至755頁，其目的是增加收斂率。此方法的本質在於適當代價函數的最小化，該適當代價函數是基於以抽樣頻率傳送的數據的內推與均衡信號之間的差別。其後，F.Ling在其文章「在序列分步間隔均衡器上使用碼間內推」中確定了最佳的內推濾波器，該文發表在IEEE通訊學刊上，37期，No.101989年10月1096頁至1099頁。不久C.A.Siller和W.Debus在「使用時域內推的直接判定分步間隔均衡器控制」一文中也指出了抗係數漂移現象的內推技術的效率。該文發表在IEEE通訊會刊上，第39期No.21991年2月，182頁至186頁。通過內推獲得穩定具有一個缺點，就是FSE必須在抽樣頻率下工作，這種情況將導致實現過程或處理速率的複雜性的增加。而且，由於處於信號頻帶之外的均衡器的轉換函數仍沒有被確定下來，內推技術不能完全消除抽頭漂移現象。近來，G.Karam.P.Moreau和H.Sari在「對分步間隔均衡器進行穩定」(Conf.Rec.，CLOBECOM′91，1991，1807頁至1811頁)一文中，建議內推技術與Uyematsu和Sakaniwa的算法聯合使用。這種方法可以使FSE在不造成性能損害的情況下達到穩定，但這是以實現接收機的複雜性的顯著增加為代價。本發明的目的是提供一種可以克服現有技術的缺點的方法和電路。根據本發明，這個目的通過以下幾點被實現1.本發明涉及一種來自傳輸通道的實的或復的信號的分步間隔自適應均衡方法。它包括一個傳統的對信道引入的失真進行分步間隔均衡的步驟，其特徵在於將信號預先白化，這種方法可以使接收到的信號的以周期等於信號傳送間隔的倒數進行重複的功率譜密度是常數。2.來自傳送信道的實的或復的信號的分步間隔自適應均衡器，它包括一個自適應濾波器，該濾波器實現了引入信道的失真的分步間隔均衡，其特徵在於它還包括一個具有被逆向位移(upstream)配置的濾波器的白化濾波器。該均衡器作用於接收到的信號，使得它的以重複周期為信號傳送間隔的倒數進行重複的功率譜密度是常數。3.一個接收機，包括一個具有來自普通傳送信道的實的或復的信號的均衡器和一個自適應濾波器，該濾波器實現了引入信道的失真的分步間隔均衡，其特徵在於它還包括一個具有被逆向位移(upstream)配置的濾波器的白化濾波器。該均衡器作用於接收到的信號，使得它的以重複周期為信號傳送間隔的倒數進行重複的功率譜密度是常數。4.一個通信系統，包括一個帶有來自普通傳送信道的實的或復的均衡器，該均衡器包括一個自適應濾波器，該濾波器實現了引入信道的失真的分步間隔均衡，其特徵在於它還包括一個具有被逆向位移(up-stream)配置的濾波器的白化濾波器。該均衡器作用於接收到的信號，使得它的以重複周期為信號傳送間隔的倒數進行重複的功率譜密度是常數。本發明更詳細的特點，已在從屬的權利要求中被闡述，正如前面所提到的，現有技術的主要缺點在於長期的不穩定性和傳統的分步間隔均衡器的低收斂性。從概念上講，本發明基於這樣一個考慮，即接收到的信號的功率譜密度以周期等於信號傳輸間隔的倒數被重複是恆定的(或者，等價地，接收到的信號的自相關函數在是信號傳輸間隔的倍數的時刻是脈衝的)。抽頭洩漏計算不會引起對其性能的損害。基於以前的觀察，作為特殊情況，它將是這樣的當接收到的信號是白色的時，白色信號的功率譜密度恆定，抽頭洩漏技術算法不會導致任何性能特徵的損害。因此，簡單地通過在用抽頭洩漏技術穩定的FSE的輸入端引入一個信號的白化濾波器，(白化濾波器的是一個普通裝置，它能夠使以周期等於信號傳輸間隔的倒數進行重複的輸出信號的功率譜密度是常數)就能獲得一個穩定的，具有有限複雜性的分步間隔均衡器，它具有好的收斂性並且相對於最佳接收器的性能不會造成任何損害。其次，這種方法被認為是預先白化。特別需要指出的是所建議的技術在接收機的複雜性上只有很少的增加。正如前面所述，為了通過預先白化技術獲得穩定性和收斂性，可由一個自適應FIR濾波器實現白化濾波器的功能，其中的自適應FIR濾波器需要有很少的係數，且係數具有的間隔等於碼元間隔。以下通過參照附圖及非限定的實施例，更好地介紹本發明，其中—圖1是實現預先白化技術的接收機結構的方框圖；—圖2是一個FIR濾波器的方框圖；—圖3是描述通過預先白化技術進行穩定所得到的分步間隔均衡器的方框圖。為了對構成FSE的不穩定的基礎的現象作一個綜合說明，考慮根據一個代價函數均方誤差最小化的一個均衡器(MMSE算法)。假定一個抽樣周期Tsa為信號傳輸間隔T的約數，即Tsa＝T/n，n為一個大於1的整數。於是，定義r(kTsa)=i=-aig(kTsa-iT)+n(kTsa)----(1)]]>為FSE的輸入信號的第k個抽樣，被傳送碼元用復隨機變量ai來表示，其中ai被假設為是獨立的、均勻分布的且具有零平均和單位方差。複函數g(t)表示在FSE的輸入端的等效脈衝響應，它的傅立葉變換G(f)是假設被限定在間隔為(-n/2T，n/2T)的範圍內。n(t)指示出在範圍(-n/2T，n/2T)內功率譜密度是No/2而在其它處是零的平穩噪聲過程。沿Ci表示FSE的第i個係數，在t＝kT時，均衡器的輸出為y(kT)=i=-LLCir(kT-iTsa)----(2)]]>MSE代價函數定義為F＝E{|y(it)-ai|2}＝E{|ei|2}(3)其中E{.}表示對於碼元的平均運算並且ei代表均衡器在t＝iT的輸出。設r(iT)是列矢量，該矢量的第k個元素由r(iT-KTsa)給出，其中k＝-L1…L。此外，信道自相關矩陣被定義為A＝E{r*(iT)rT(iT)}(4)式中的上標T表示一個矢量的轉置，星號表示復共軛運算，A的元素(K，L)，K，L的範圍在-L和L之間，由以下給出Akl=i=-g*(iT-kTsa)g(iT-lTsa)+2k-l----(5)]]>其中δ2＝No/2Tsa代表噪聲方差，δk代表Kroneckerdelta函數，最後，令v表示信道矢量，該矢量定義如下v＝E{air*(iT)}(6)v的第k個元素由Vk＝g*(-kTsa)給出。根據前面定義，MSE可以由下式表示其中C代表FSE係數的列矢量，T*表示共軛轉置操作。最優係數的矢量和相應的MSE由下式給出Copt＝A-1v(8)Fopt=1-vTA-1v(9)條件是上式中A是非奇異的。為強調這一點，與同步均衡器的情況相反，矩陣A不是一個Toeplitz矩陣(Toeplitz矩陣的定義請參看S.Haykin「自適應濾波器理論」一書中48頁的例子，此書由Pren-tice-Hall，EnglewoodCliffs出版)。當噪聲功率接近零時，式子(8)的解的唯一性被一個有限長度的分步間隔均衡器所保證。(有關的內容參看R.D.Citlin，H.C.MeadorsJr.和S.B.weinstein的文章「抽頭洩漏算法一種用數字方式實現的分步間隔均衡器的穩定運行的算法」，該文章發表在1982年10月的貝爾系統技術雜誌的61期No.8第1817至1839頁上)。以隨機梯度算法為基礎可以得到參數的最佳結構，如下式表示C(i+1)＝C(i)-γeir*(iT)(10)其中r＞0是步長且C(i)表示t＝iT時係數的矢量。通過實驗已經發現，根據公式(10)的分步間隔均衡器有係數的漂移。從均衡器正常運行條件下開始，經過一定的時間，係數的值開始上升，並愈來愈引起性能上的不可避免的損害。這種情況可以歸因於在均衡器控制電路的數字實現中出現的不可避免的極化現象所引起的一個確定性成份。極化會引起係數的值的增加，它包括部分和的溢出或一個或多個係數的值飽合的可能性。上面所述的機制是根據在實驗室中對性能損害的觀測得出的。均衡器控制算法的極化的效果已經在R.D.Gitlin、H.C.MeadorsJr和S.B.Weinstein的文章中分析過，文章的名字是「抽頭洩漏算法一種用數字方式實現的分步間隔均衡器的穩定運行的算法」，發表在貝爾系統技術雜誌第61期(1982年10月)的1817-1839頁。文中表明穩定誤差依賴矩陣A的特徵值的倒數。對這樣的結果的定性解釋基於矩陣A的特徵值的大小和矩陣A的不良狀況條件之間的關係如果L-＞∞，σ2-＞0，且n＝2，那么半數的A的特徵值趨於0，並且因此MSE代價函數的斜率在與和上述的特徵值相關聯的特徵矢量相對應的方向上趨於零。在這種情況，即使一個很小的算法的極化也能產生一個偏離最優結構的相當大的係數漂移。另外，代價函數的小的斜率對均衡器的收斂率有影響。就頻譜而言，這種小的函數斜率與這樣一個事實相關在沒有噪聲的情況下，那種由處於信號頻譜的平滑區之外的由均衡器實現的轉換函數對輸出的(outgoing)均方差沒影響，但在奈奎斯特頻率下，有無數個轉換函數對應於同一個MSE。令F(i)表示第i次迭代的均方差，在確定性的梯度算法下，MSE的一個上界就可以由下式給出(參考R.D.Gitlin，J.F.Hayes和S.B.Weinstein的著作《數據通信原理》plenum出版社，紐約，1992年，第540頁)F(i+1)-Fopt≤(1-ρ-2)i(F(0)-Fopt)(11)其中ρ表示A的最大與最小特徵值之比，步長被定為最佳值。ρ被稱作特徵值展開，之後它將被假設為矩陣A的不良狀況(malcondi-tioning)的量度當ρ＝1時，矩陣處於完全良好的狀態，並且梯度算法收斂於一個唯一的迭代；與此相反，如果ρ-＞∞，矩陣A狀態惡化，出現均衡器狀態惡化的情況。在隨機梯度算法下，如果引入一個考慮到均衡器的係數數目的修正項的話，上面的考慮依然是合理的(參考R.D.Gitlin，J.F.Hayes，和S.B.Wenstein《數據通信原理》一書，plenum出版社，紐約，1992年，第552頁)。基於以上的討論，我們明白了，信道A的自相關矩陣的不良狀況如何引起分步間隔均衡器的(FSE)的不穩定性和低的收斂率。事實上，這種FSE的失靈能夠由以下的考慮被限制，將代價數最小化，用A′代替AA′＝A+μB(12)其中μ是一個正實數，用於使這樣的修正代價函數最小化的隨機梯度算法是C(i+1)＝C(i)-γ(eir*(iT)+μBC(i))(13)矩陣B被假設為是一個Toeplitz矩陣，它必須被設計為不利於出現均衡器合成不同於最優的轉換函數的那些轉換函數的情況。根據式(13)的算法修正的效果同用自相關矩陣μB引入的一個附加虛擬幹擾是相同的。幹擾是「虛擬」的是因為在接收到的信號中它是不存在的。應該注意代價函數的這樣一個修正可以導致性能的變壞事實上當μ-＞∞時，均衡器將綜合與虛擬幹擾的形狀相對應的自適應濾波器而不考慮碼元間的幹擾。抽頭洩漏算法在矩隔B等於單位矩陣時由式(13)給出，並且符合虛擬幹擾的引入。均衡器通過在確定性因子(1-γμ)的每次迭代時改變個別的係數而被穩定。A′的特徵值展開是(λmax+μ)/(λmin+μ)，其中λmax和λmin分別是A矩陣的最大和最小特徵值。因此通過恰當地選擇μ值，就可能控制A′的狀況不良。如果均衡器的輸入端的噪聲功率是σ2+μ，則FSE在穩定狀態條件下的係數的矢量同獲得的是一致的。因此，在沒有選擇性衰減時，洩漏的唯一作用是引入均衡了的信號的壓縮，它是FSE的容易恢復的順向位移(downstream)，而不會對其性能造成損害。相反地，在有選擇性衰減時，隨著μ的增大被均衡器綜合的轉換函數在一個不斷增大的範圍內與其最佳情況不同，對MSE造成相當大的損害。結論是只有在非選擇性傳輸信道的情況下，抽頭洩漏技術是一個有效的防止抽頭漂移現象的措施，並且能夠在不損害接收機性能的前提下提高FSE的收斂率。特別地，為了不被損害的輸入信號應滿足的條件是它的在KT抽樣的自相關函數是脈衝的，也就是說它的以周期1/T重複的功率譜密度是一個常數。這樣的條件可從簡單的地通過在FSE的輸入端引入一個信號的白化濾波器而得到滿足，這意味著一個普通裝置能夠使以1/T為周期重複的輸出信號的功率譜密度保持恆定。接收機的結構的示意框圖參見圖1，其中已標註了符號以供參考。在此圖中有一個方框代表傳輸濾波器和傳輸信道；相關的輸出信號x(t)經過白化濾波器的處理輸出信號r(t)，此信號r(t)在kTsa瞬間被抽樣，然後再將其通到被抽頭洩漏算法更新的FSE輸入端；FSE的輸出最終在iT時刻被二次抽樣；獲得的抽樣信號不僅被用於均衡器控制算法，還被送到相應的判定電路中去。一個與以上定義相一致的白化濾波器可以通過具有低數目的時間分隔的係數的自適應FIR濾波器來實現並且因此在接收機的複雜性上只有相對來說較低的增加。設B等於單位矩陣I，並考慮無熱噪聲和均衡器長度無窮大。讓G(f)和H(f)分別表示FSE的輸入和輸出端的傳輸系統的等效轉換函數，C∞(f)表示均衡器轉換函數。由經典理論(參考R.D.Gitlin，J.F.Hayes和S.B.Weinstein，《數據通信原理》一書，plenum出版社，紐約，1992年，第496頁)導出的最佳接收濾波器(MMSE)的轉換函數可以表達為C(f)=TG*(f)T+i=-|G(f-iT)|2----(14)]]>如果lTi=-|G(f-iT)|2=constant=G----(15)]]>用εG代表能量G(f)，從(14)，(15)式得H(f)=G(f)C(f)=|G(f)|2+G----(16)]]>公式(15)和(16)要求其中的H(f)是奈奎斯特的(Nyquist′s)。於是對每個i≠0，h(iT)＝F-1〔H(f)〕＝0，且h(0)＝εG/(μ+εG)。當式(15)成立時，由(16)可知輸出信號是完全地被均衡，且與μ值無關(除了一個比較因子能夠是FSE的容易被恢復順向位移(down-stream))，於是漸近地(指μ-＞∞，ρ-＞1)，均衡器的完美狀態和完全均衡狀態就達到了。如果|G(f)|是一個奈奎斯特濾波器的平方根並獨立於它的相位特徵，條件式(15)就被證明。前面的條件等價於r(t)的以1/T為周期重複的功率譜密度是一個常數。於是建議在均衡器輸入端對信號進行白化(即根據前面的條件，使其功率譜密度恆定)並且同時採用抽頭洩漏技術來更新係數。作為一個白化濾波器，帶有間矩(pitch)T的橫向因果(transversecausal)濾波器可以被象徵性地假定，在均衡器輸入端的信號可以被表示為r(t)=x(t)+i=1psix(t-iT)----(17)]]>其中x(t)表示在白化濾波器的輸入端的具有第i係數Si的信號。迴旋平穩(cyclostationary)信號x(t)和r(t)之間的交叉相互關係由下式給出Rxy=1T0TE{x(t)r*(t+)}dt----(18)]]>白化濾波器的最佳係數可以通過求代價函數的最小值得到，即J＝Rrr(0)(19)求了對濾波器係數的偏導數並使其為零，得到s＝D-1u(20)其中Toeplitz矩陣D的元素(k，l)由DKL＝Rxx〔(1-k)T〕給出，u的第k個元素是uk＝-Rxx(-kT).式子(20)被稱為尤耳—沃克(參見J.G.Proakis的《數字通信》，Mc-Graw-Hill，紐約，1983年，第417頁)。容易被證明時ρ-＞∞時，r(t)的功率譜密度的以1/T為周期的重複實際上是常數。這就等於表示，除了i＝0，抽樣Rrr(iT)均無效。與此有關，公式20可以寫成Rxr*(iT)=0,i=1,2P----(21)]]>Rrr(iT)=Rxr(iT)+k=1pskRxr[(k+i)T]----(22)]]>注意到(22)式已考慮了式(21)，可以得出結論當ρ-＞∞時，對於每個i≠0，在t＝iT時，r(t)的自相關的抽樣是無效的，而Rrr(0)＝Rxr(0)＝εG/T。結果，r(t)的功率譜密度的以1/T的重複是一個常數，且等於εG。白化濾波器的數字形式可被表示為r(kTsa)=x(kTsa)+i=1psix(kTsa-iT)]]>利用泊松公式，白化濾波器的輸入端和輸出端的交叉相關的抽樣可以由下式計算Rxr(iT)=1nk=1nE{x(kTsa)r*(kTsa+iT)}---(23)]]>若將公式(18)的等式右端由公式(23)的右端代替。公式(19)-(22)對於抽樣的信號依然有效，因此，這種方法的有效性是不受白化濾波器和均衡器的電路實現(模擬或數字式)的類型制約的。本發明的一個專門的但並非限定性的實施例由圖3展示出來，並在下文中被描述。根據圖1，白化濾波器以數字形式被實現且處理在基帶內的接收到的信號的kT/2的抽樣；因此在圖3的上下文中，圖1中的白化濾波器的輸出端的kTsa的抽樣是無用的，於是被刪掉了。而且，相對於圖1，在圖3中強調了白化濾波器的控制電路。基帶接收信號1(實的或是復的)以一種等於兩倍於信號傳送頻率1/T的抽樣頻率被裝置2抽樣。產生的數位訊號3被連接到框圖4的輸入端，它是由一個自適應T間隔濾波器組成，此濾波器的係數(實的或復的)是根據尤耳·沃克公式(20)在每一個碼元時間T更新的。於是，根據公式(20)至(22)，框圖4是一個輸入信號的白化濾波器，它使得信號的功率譜密度以周期等於1/T的重複是常數。如此得到的信號5被輸送到分步間隔均衡器6的輸入端，該均衡器6的係數在每一個碼元時間T被更新。為此，在FSE6的輸出的抽樣7被以抽樣頻率為1/T的裝置8二次抽樣。如此而得到的抽樣9被使用在均衡器控制算法之中。在穩定狀態下，得到信號5的頻譜特徵後，依靠當前相對於最優化來說不包含任何對性能的損害的抽狀洩漏技術FSE通過適當穩定過的MMSE算法而被更新。在接收(acquisition)過程中，分步間隔均衡器的係數的適應算法被轉換為一個與數據無關的算法，並且通過可以保證很好的收斂率的抽頭洩漏技術進行適當穩定。白化濾波器的控制算法被公式(20)所描述，而並不依賴於數據，它在穩態和瞬態下都能更新係數。這種以抽頭洩漏技術穩定的白化濾波器和FSE的組件構成了一個分步間隔均衡器，如果自適應係數的數目是足夠大的話，這樣的均衡器非常穩定且不會引起相對於最優接收機的性能上的損害。在實踐中，等價於一個絕對可以忽略對性能的損害的同步均衡器的一種穩定程度可以通過使用一個白化濾波器實現，這個濾波器(是覆信號的情況)由兩個自適應復係數和一個固定實係數組成。可以得到以下結論、除非一個通過圖3的電路的適當的自動增益控制順向位移進行的可恢復的比例因子(unlessascalefactoreasilyrecoverablebyasuitableau-tomaticgaincontroldownstreamofthecircuitofFig.3)，信號9可被完全地均衡圖3中的電路的各個框圖對應於本領域的內行熟知的裝置，不需要再提供其電路的詳細情況。權利要求1.本發明涉及一種來自傳輸通道的實的或復的信號的分步間隔自適應均衡方法。它包括一個傳統的對信道引入的失真進行分步間隔均衡的步驟，其特徵在於將信號預先白化，這種方法可以使接收到的信號的以周期等於信號傳送間隔的倒數進行重複的功率譜密度是常數。2.根據權利要求1的方法，其特徵在於信號的白化過程在於自動濾波。3.根據權利要求2的方法，其特徵在於上述自動濾波是間隔等於信號傳送間隔的FIR。4.根據權利要求3的方法，其特徵在於相對於白化過程，自適應濾波的係數的更新是根據方程組(20)的尤耳·沃克公式進行的。5.根據權利要求1的方法，其特徵在於傳統的分步間隔均衡器的步驟是通過被適當穩定的分步間隔自適應FIR濾波得到的。6.根據權利要求5的方法，其特徵在於上述適當的穩定性是通過應用抽頭洩漏技術在係數校正過程中引入虛擬噪聲來實現的。7.來自傳送信道的實的或復的信號的分步間隔自適應均衡器，它包括一個自適應濾波器，該濾波器實現了引入信道的失真的分步間隔均衡，其特徵在於它還包括一個具有被逆向位移(up-stream)配置的濾波器的白化濾波器。該均衡器作用於接收到的信號，使得它的以重複周期為信號傳送間隔的倒數進行重複的功率譜密度是常數。8.根據權利要求7的自適應均衡器，其特徵在於白化濾波器是一個自適應濾波器。9.根據權利要求8的自適應均衡器，其特徵在於所說的白化濾波器是一個間隔等於信號傳送間隔的FIR型的自適應濾波器。10.根據權利要求9的自適應均衡器，其特徵在於自適應白化濾波器的係數更新是根據方程組(20)的尤耳·沃克公式進行的。11.根據權利要求7的自適應均衡器，其特徵在於能夠實現對信道引入的失真的分步間隔均衡的濾波器是被適當穩定的分步間隔自適應FIR。12.根據權利要求11的自適應均衡器，其特徵在於上述適當的穩定是通過應用抽頭洩漏技術在係數更新過程中引入虛擬噪聲而實現的。13.一個接收機，包括一個具有來自普通傳送信道的實的或復的信號的均衡器和一個自適應濾波器，該濾波器實現了引入信道的失真的分步間隔均衡，其特徵在於它還包括一個具有被逆向位移(upstream)配置的濾波器的白化濾波器。該均衡器作用於接收到的信號，使得它的以重複周期為信號傳送間隔的倒數進行重複的功率譜密度是常數。14.一個通信系統，包括一個帶有來自普通傳送信道的實的或復的均衡器，該均衡器包括一個自適應濾波器，該濾波器實現了引入信道的失真的分步間隔均衡，其特徵在於它還包括一個具有被逆向位移(upstream)配置的濾波器的白化濾波器。該均衡器作用於接收到的信號，使得它的以重複周期為信號傳送間隔的倒數進行重複的功率譜密度是常數。全文摘要本發明提供了一種分步間隔均衡器，它非常穩定並且具有很好的收斂率，並且相對於最佳接收器，不會造成任何性能的損害。且與以前的技術相比不需要太複雜的變動。該發明基於對以抽頭洩漏技術實現穩定的分步間隔均衡器的輸入信號引入一個白化濾波器，該白化濾波器是這樣一種裝置，它能使以信號傳送間隔的倒數為周期進行重複的信號的功率譜密度為常數。本發明能應用於一般的通信系統。文檔編號H04B3/06GK1138251SQ96102028公開日1996年12月18日申請日期1996年2月15日優先權日1995年2月24日發明者佛朗哥·古格列米,卡洛·雷斯姬,阿納爾多·斯波威裡申請人:阿爾卡達義大利公司