電源瞬態響應改進的製作方法
2023-05-05 02:00:36
專利名稱：電源瞬態響應改進的製作方法
電源瞬態響應改進
背景技術：
穩定電源通常包括用於感測輸出電壓相對於期望值的偏差的裝置，該裝置的輸出控制用於調整輸出電壓以將其恢復至期望值的裝置。這一反饋控制迴路通常即時進行操作，尤其在面臨支持的負載所需要的電流驟然改變時。為了減輕這一點，通常將電容器放置在電源輸出處，該電容器可以在反饋迴路可以響應之前的短暫時段期間向負載提供電流。這一組合通常在面臨負載電流改變時不維持電源輸出的完全穩定。具體而言，在通過在瞬變期間向負載短暫地提供電流來提高性能之時，電容器的存在也往往通過減緩控制迴路的響應而降低了性能。可以用輸出電壓控制迴路的複雜設計來部分地減輕這一問題。具體而言，使用輸出電壓誤差來控制遞送到輸出電容器的電流(內部電流控制迴路，從而產生壓控電流源)允許非常快速的電壓控制迴路同時又仍然維持穩定性
發明內容
在一個方面中，一種功率因子校正電源包括受控電流源，用於向第一輸出端子提供具有穩定電流和穩定電壓的電功率；電壓比較電流控制器；以及控制電路，響應於在輸出端子的電流，控制電路與電壓比較電流控制器一起動作以使受控電流源增加或者減少在第一輸出端子的電流。控制電路可以包括測量在第一輸出端子的電流的電流傳感器。控制電路還可以包括第二輸出端子。第一輸出端子和第二輸出端子可以用於容納電負載的端子。控制電路還可以包括耦合第一輸出端子和第二輸出端子的旁路電容器。電流傳感器可以測量流過輸出電容器和流向輸出端子的組合電流。電壓傳感器可以感測在輸出端子的電壓。導出電流計算器可以在操作上耦合到電流傳感器和電壓傳感器以確定除了在旁路電容
器中流動的電流之外的在輸出端子處的電流。導出電流計算器可以根據^=I _匸^確
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定除了在旁路電容器中流動的電流之外的在輸出端子處的電流，其中L是除了在旁路電容器中流動的電流之外的在輸出端子處的電流的電流；Is是電流傳感器測量的電流；C是負
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載電容器的電容，並且是電壓傳感器感測的電壓關於時間的改變速率。功率因子校正電
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源還可以包括耦合受控電流源與導出電流計算器的功率因子校正波形整形器，功率因子校正波形整形器接收關於供給功率因子校正電源的具有AC線路周期的AC線路輸入的信息作為輸入並且提供用於控制在AC線路周期上平均的輸出電流的信號。電流傳感器和電壓傳感器可以分別測量在被電阻從第一輸出端子隔離的點的電流和電壓；並且導出電流計算器還可以導出電壓校正，該電壓校正修改向電壓比較電流控制器提供的電壓測量。可以根據Voltage_Correction = IsXR來確定電壓校正,其中Is是感測的電流並且R是電阻。在另一方面中，一種用於操作功率因子校正電源的方法，包括通過受控電流源提供在第一輸出端子的電壓和電流；確定在第一輸出端子的電流；基於在第一輸出端子測量的電流，增加或者減少在第一輸出端子的電流而未增加或者減少電壓；並且包括測量在第一輸入端子的電流的電流傳感器。確定在第一輸出端子的電流可以包括導出除了在旁路電容器中流動的電流之外的在第一輸出端子的電流。導出除了在旁路電容器中流動的電流之外的在第一輸出端子的電流可以包括根據計算電流，其中L是除了在旁路電容器中流動的電流之外的在輸出端子的電流的電流；is是電流傳感器測量的電流；c是旁
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路電容器的電容，並且 是在第一輸出端子的電壓關於時間的改變速率。該方法可以包
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括測量在被電阻從第一輸出端子隔離的點的電流和電壓；並且導出電壓校正，該電壓校正修改向電壓比較電流控制器提供的電壓測量。該方法可以包括根據Voltage_Correction=IsXR導出電壓校正，其中Is是感測的電流並且R是電阻。當結合以下附圖閱讀時，其他特徵、目的和優點將從下文具體描述中變得清楚
圖I-圖5是穩定電源的框圖；以及圖6是模擬電路的示意圖。
具體實施例方式儘管可以在框圖中將附圖的若干幅圖中的單元示出和描述為分立單元並且可以將這些單元稱為「電路」，但是除非另有明示，可以將這些單元實施為模擬電路、數字電路或者執行軟體指令的一個或者多個微處理器之一或者其組合。軟體指令可以包括數位訊號處理(DSP)指令。操作可以由模擬電路或者由執行軟體(該軟體執行與模擬運算等效的數學或者邏輯運算)的微處理器執行。除非另有明示，可以將信號線路實施為分立模擬或者數位訊號線路、實施為具有適當信號處理以處理單獨音頻信號流的單個分立數位訊號線路，或者實施為無線通信系統的單元。可以在框圖中描述一些過程。在每個框中執行的活動可以由一個單元或者由多個單元執行並且可以在時間上分離。執行框的活動的單元可以在物理上分離。除非另有明示，可以對音頻信號或者視頻信號或者二者進行編碼並且以數字或者模擬形式進行傳輸；在圖中可以不示出常規的數模或者模數轉換器。圖I示出了穩定電源10的簡化圖。受控電流源12與輸出濾波電容器13並聯耦合至輸出端子14和15，輸出端子上可以跨接負載18。節點14通過電壓反饋連接19在操作上耦合到電壓比較電流控制器16。電壓比較電流控制器被配置成接受設置點作為輸入(由箭頭20代表)並且在操作上耦合到受控電流源12。在操作中，受控電流源12向端子14和16提供電功率，這些端子又向負載18提供電功率。通過電壓反饋線路19向電壓比較電流控制器16提供端子14上的電壓。電壓比較電流控制器16向受控電流源12提供控制信號以期望將端子14上的電壓維持於設置點指示的恆定電壓上。輸出濾波電容器存儲或者釋放電流以在負載18要求突然改變的情況下維持端子14上的恆定電壓，如果此突然要求導致電壓的變化比反饋電路(包括電壓反饋線路19和電壓比較電流控制16可以調整電壓)更快的話。根據圖I的電源提供快速輸出電壓控制迴路並且可以在多個情形中存在負載瞬變時維持輸出電壓穩定性。一些類型的電源不能利用快速輸出電壓控制迴路。AC線路外功率因子校正(PFC)電源落入這一類別。這些電源依賴於允許大輸出電容器上的電壓變化(脈動)，以便提供供應穩定功率所需的能量存儲，同時控制瞬態輸入功率以正確跟隨AC輸入電壓波形以實現高功率因子。儘管這樣的電源通常可以提供準確的輸出電壓控制，但是輸出電壓的快速控制與輸入電流波形的電流控制直接衝突。為了良好的輸入波形保真度，必須使電壓控制迴路變得緩慢。這造成不良的負載瞬態響應。對於需要非常準確的電壓控制的應用，比如計算機電路，PFC電源的不良負載瞬態響應無關緊要。PFC能量存儲功能所需要的脈動電壓對於這樣的應用而言已經大到不可接受，因而需要二級穩壓(實質上為PFC電源饋給的另一穩定電源)，從而減輕脈動電壓和瞬態響應問題。然而一些應用，比如音頻放大器，可能沒有如計算機電路那麼嚴格的電源要求。對於諸如此類的應用，跟隨有峰值整流器和輸出濾波電容器的簡單AC線路變壓器可能足夠了，並且成本和複雜性比添加二級穩壓更低。將未穩壓的變壓器-整流器電源替換為PFC電源引人關注，因為PFC的平均輸出電壓被穩定以免受AC線路電壓變化影響。這也使世界範圍的應用簡單直接。改進的AC線路電流波形允許更高的功率放大器在給定的AC電路電流限制下操作，並且有助於滿足涉及線路諧波的穩壓要求。而且，對於給定的電源輸出濾波電容，脈動電壓並不比所替換掉的變壓器-整流器電源的脈動更差(可能略微更好)。 另一方面，常規PFC電源的負載階躍瞬態響應基本上更差。常規線路-變壓器-整流器電源可以做好的一件事是在AC線路的恰好下半個周期上響應於負載瞬變而增加其電流輸出。PFC電源利用其良好線路諧波所需要的慢速電壓控制迴路，在其輸出電流上升至滿足增加的負載電流需求之前，可能需要花費若干完整AC線路周期。同時，電源的輸出電容器必須遞送額外的負載電流，從而使其電壓明顯下降。在一些應用，例如音頻放大器中，負載瞬變的頻繁存在使得這種穩壓形式不太具有吸引力。圖2示出了穩定電源，該電源沒有額外穩壓級的附加複雜度和成本，但是迅速動作以調整電源輸出電流以匹配於負載的需求。圖2的電源提供控制以響應於負載電流的增加或者減少來直接且立即增加或者減少電源(通常為PFC電源)的電流輸出，而不用等待能量存儲電容器上的電壓用信號通知該改變。在這一控制的實現中有多個期望的特徵。添加的控制必須穩定而不擾亂電源所需要的其他控制迴路的穩定性。在PFC電源的情況下，添加的控制機制也必須實現正弦線路電流消耗。圖2的電源包括圖I的電源的諸單元並且還包括用於感測供給輸出端子14的電流的電流傳感器。電流傳感器22在操作上耦合到求和器24，該求和器在操作上耦合到受控電流源12。電壓比較電流控制器在操作上耦合到求和器。在操作中，向圖I的控制迴路饋送電流負載測量。如果負載18例如需要IA的附加電流，則向電源電流控制迴路注入信號，從而立即迫使它遞送IA的附加電流。電源的受控電流源正向其中遞送它的電流的「負載」並非只是需要此額外安培的負載，而是負載與電源輸出濾波電容器的並聯組合。如果瞬時地檢測到負載電流的額外安培並且命令電源瞬時地產生附加安培，則沒有電流會流入或者流出濾波電容器，因而跨接電壓將不變，這是希望的結果。在未檢測到電流改變或者未瞬時地響應電流改變這一方面而言，電容器將立刻接手，並且圖I的電壓反饋迴路將及時調整電源的輸出電流以將電壓帶回到正確值。如果校正未理想地準確，例如如果檢測到1A，但是命令是1A，則濾波電容器電壓將開始上升，並且電壓控制迴路將通過將電流命令減少O. IA來最終補償。在任一情況下，從電壓迴路需要的響應將比如果未應用負載電流補償時小得多。響應於負載電流的增加而直接增加電源電流(尤其是一比一)可能看來有「失控(run away) 」風險，因為電源增加它的電流從而增加負載電流，這使電源增加它的電流甚至更多，以此類推。一般而言，這不會發生。負載電流依賴於負載正在執行什麼任務，並且其還可能依賴於電源的電壓，但是它不直接依賴於來自電源的電流。假如存在濾波電容，那麼負載電流不限於等於電源電流。電源電流與負載電流之差流入濾波電容，從而使電壓略微改變。電源電壓控制迴路然後對電源電流進行調整以嘗試將輸出電壓維持在正確值，從而在平均上、但是不是瞬態地保證電源電流等於負載電流。附加實施的控制的效果是使電源電流近似達到需要它立即到達的值從而僅依賴於電壓迴路來校正任何誤差。儘管負載電流不直接依賴於電源電流，但是它可能依賴於電源電壓。從該觀點來看，許多應用(比如音頻放大器)呈現的負載是良性的。A類和B類放大器只要它們未被迫限幅，就在它們的正常操作範圍內完全未響應於電源電壓改變而改變它們的電流需求。D類放大器實際上隨著電壓增大而減少它們的電流。這是與出現「失控」狀況所需要的響應的相反響應，但是對於這裡涉及到的小百分比改變，該影響在任何情況下都最小。圖3示出了具有圖2的電流傳感器的功率因子校正(PFC)電源。圖3的電源包括PFC波形整形電路26，該電路包括快速內部電流迴路。波形整形電路26耦合求和器24和 受控電流源12。PFC波形整形電路26接收關於向電源10提供功率的AC線路功率源的信息作為輸入，如箭頭28所表示。在操作中，波形整形電路26接收AC線路信息(通常包括AC輸入電壓和對rms輸入電壓的估計)以及根據來自電壓比較電流控制20的輸出電壓誤差導出的信號作為輸入，以控制在AC線路周期上平均的輸出電流。只要目標迴路帶寬比AC線路周期慢得多，輸出電容器13就進行平均，從而允許電壓迴路閉合而不會破壞希望的正弦輸入電流。根據來自電壓比較電流控制的輸出電壓誤差導出的信號實際上是輸出電流控制，儘管該控制允許它的影響由AC輸入電壓進一步整形以控制輸入電流波形。注入來自電流傳感器22的信號以特定且相對良性的方式改變輸入波形。它改變輸入電流波形所遵循的軌跡以產生「舊」輸出電流到其需要遵循的軌跡上，從而產生「新」輸出電流。儘管結果不再是正弦曲線，但是它至少是被負載電流調製的正弦曲線。無論多麼快地對負載電流做出響應，如果負載電流沒有改變則輸入電流將仍然是正弦曲線，因而可以通過調整負載電流感測的帶寬來控制輸入電流隨著變化的負載電流變成非正弦曲線的程度，而不用考慮在穩定狀態中的輸入電流波形。而且，利用合理的負載電流感測帶寬，可以增加PFC輸出電流以如變壓器-整流器電源實現的那樣快地在恰好下一 AC線路半周期上滿足負載需求。圖4的電源包括圖3的電源的諸單元並且還包括與負載18並聯的旁路電容器30。圖4的電源還包括電壓傳感器32，該傳感器檢測在電源的輸出處的電壓。電壓傳感器在操作上耦合到導出電流計算器34，該計算器在操作上耦合到求和器24。電流傳感器22在操作上耦合到導出電流計算器34。導出電流計算器34在旁路電容器30與負載18位置非常近的情形中有用。負載電流信號不應包括在旁路電容器(比如旁路電容器30)中流動的任何電流，但是旁路電容器經常正好緊挨著負載，並且經常構成用於配電系統的總濾波電容的顯著部分。旁路電容器可能需要非常低的阻抗連接到負載18以適當操作，這妨礙了插入電流檢測器件。也可以有多個負載器件和關聯的旁路電容器(比如用於放大器中的多個通道)，從而使得不便於感測恰號在負載的總負載電流。如果最方便的電流感測點是使得它對期望的負載電流加上大量濾波電容中的電流做出響應，則感測的電流將為Is = IL+CXdV/dT其中Is是感測的電流，込是實際負載電流，C是在電流感測點與負載之間的總電容，並且V是電源/負載電壓。導出電流計算器然後可以按照下式確定負載電流Il = Is-CXdV/dT這是易於用簡單模擬部件執行的計算。所得信號應用於電源輸出電流控制點。儘管込未對電源輸出電流直接做出響應，但是Is做到了，因為現在附加濾波電容和電源輸出濾波電容形成對電源輸出電流的電容性分流器。如果對Is測量的響應比對CXdV/dT的響應更快，則可能有不穩定風險。然而在多數情況下，CXdV/dT將往往更快響應，並且如果它沒有這樣，則可以略微減緩Is測量。 如果超出電流測量點的電容佔總電容的大部分，經常會是這種情況，則PFC脈動電流的大量(可能大部分)電流在該電容中流動。儘管k不包含顯著的脈動電流，但是Is包含，並且的無脈動確定依賴於在Is與CXdV/dT之間的相消。準確的相消依賴於Is和V的準確測量以及對C的準確了解。無法實現良好相消將造成在電壓比較電流控制16的輸出處添入的控制信號中的大量脈動電流分量，這將劣化輸入電流波形。在實踐中，可以實現合理相消，但是如果相消對於可接受的輸入電流失真而言不足夠好，則存在若干備選。可以對控制信號執行濾波。一些濾波是必需的，因為不能將dv/dt實現至很高頻率。較重度的濾波有點劣化負載瞬態響應，但是不同於電壓控制迴路中的濾波，它未引入不穩定，因為基於負載電流來控制電源輸出電流是前饋而不是反饋系統。因而即使在不能在負載處直接測量負載電流時，仍然可以實現響應於負載電流對電源電流的實際控制。圖5示出了電源，該電源在可以方便地感測電流和電壓的點38與負載18之間的電源輸出處具有阻抗36。圖5的電源具有圖4的電源的諸單元，但是圖4的導出電流計算器34替換為導出電流和電壓計算器42。電流傳感器22和電壓傳感器40在操作上耦合到導出電流和電壓計算器42，該計算器又在操作上耦合到求和器24和電壓求和器44。電壓求和器44耦合電壓反饋線路19和電壓比較電流控制16。為了避免混淆，將電流傳感器22示出為為從電壓傳感器所定位的點38略微移開。優選地，電流傳感器22儘可能接近點38定位並且優選地定位於與點38基本上電性等效的點。就圖5的配置而言,必須修改圖4的關係Ilj = Is-CXdV/dT,因為所感測的電壓不再等於在它的負載和它的濾波電容器上的電壓、而是增加了橫跨居間阻抗被下拉的電壓。如果該阻抗為阻性(不是必須，但是最容易描述，並且對於許多實際應用而言有效)並且具有值R，則感測的電壓將被增加IsXR從而產生以下關係 Il = Is-CXd (V-R X I s) /dT 或著Il = IS+RC X dls/dt-C X dV/dT按照込調整電源中的電流命令將如在先前實施方式中那樣改進負載瞬態響應，但是也需要穩定狀態校正。如果負載電流改變，則該電流改變將改變橫跨居間阻抗的DC電壓。如果PFC電壓控制迴路僅動作以將PFC輸出電壓維持於與在改變之前相同的值，則負載上的電壓即使在穩定狀態中仍將改變。為了保持負載電壓長期恆定，應當向PFC電壓控制迴路注入校正ISXR。通過施加瞬態和穩定狀態校正，PFC輸出電壓將響應於負載電流改變而快速移向為了維持負載上的正確電壓而必需的新PFC電壓。由於橫跨PFC輸出濾波電容器的電壓現在必須響應於負載瞬態而改變，所以如果保持該電容與直接在負載的濾波電容器相比較小則將實現最好性能。如果測量和計算準確，則無穩定性問題發生。儘管存在居間阻抗，所感測的成分，即負載電流，仍未直接依賴於所控制的PFC輸出電流。對PFC輸出電壓的校正也不會影響負載電流，因為如果準確進行校正，則向負載供應的電壓將不變。但是如果負載電流估計不太準確，則有潛在穩定性顧慮。具體而言，計算包含這一項CX dV/dT，但是V現在確實由於居間阻抗的緣故而直接對Iin做出響應。計算還包含RCXdls/dt這一項，其很肯定地對Iin做出響應。如果所有比例因子正確，則這些項將相消，但是由於它們在實踐中將未完全相消並且導數隨頻率增加，所以不穩定可能出現並且一些預防措施是可取的。一種預防措施是限制應用的頻率範圍。嘗試比半個AC線路周期快得多地進行校正幾乎沒有價值，因為不能指望PFC再快些響應。第二種預防措施是基於兩個導數項的極性。CXdV/dT帶負號參與校正，因而增加Iin，其增加V，傾向於迫使Is向下朝向穩定性的方向。另一方面，RCXdls/dt帶正號參與往往造成不穩定。有利於CXdV/dT這一項的比例因子的合理偏置將造成在分量變化時保證穩定性而以瞬態響應的少量劣化作為代價。
同樣的考慮適用於輸入電流波形。由於L不包含電源操作所產生的線路頻率的倍頻分量，所以L的準確估計也不包含。但是防止在CXdV/dT與RCXdls/dt (二者包含線路頻率的倍頻分量)之間良好相消的不準確性可能引入線路電流失真。對圖2-圖4的電源的類似減輕策略可以適用。而且，在PFC中已經存在的輸出濾波電容有助於減少不穩定性和輸入電流波形失真，同樣以瞬態響應的一些劣化為代價。負載電流估計和校正完全校正了穩定狀態誤差，並且即使瞬態誤差校正需要調和以管理穩定性和輸入電流波形失真，但是較PFC可以在無校正時達到的性能而言瞬態性能仍然實質上得到改進。受益於圖5的配置的實際應用存在於音頻放大器中。旨在於驅動正常揚聲器的放大器一般需要範圍為幾十伏特到小几百伏特的電源電壓。PFC電源，尤其是既定用於全球線路電壓的PFC電源，通常具有設置成380伏特或者更高的輸出電壓，因為設計如下PFC電源最為經濟，該PFC電源的輸出電壓與它必須操作的最高AC線路的峰值電壓一樣高。另外，在音頻放大器中(如在多數系統中那樣)幾乎總是需要與AC線路的電流隔離，並且常見PFC電源結構未提供這樣的隔離。對於許多應用(比如計算機系統)，二級穩壓器承擔產生希望的輸出電壓並且提供線路隔離的功能，但是對於音頻放大器而言，附加穩壓不是必需的。非穩壓隔離同步轉換器(「DC變壓器」)更簡單並且更好地能夠操縱負載特性。這一設備常稱為「隔離轉換器」。PFC可以與隔離轉換器一起摺疊以產生「隔離靈活-電壓PFC」，以及如圖4中那樣應用於該組合的負載電流檢測和電源輸出電流控制。這樣的方式要求從安全隔離側(負載電流、電流感測和輸出電壓實際上出現於該側)向非隔離側(在該側實施控制)傳遞電流和電壓信號。但是可以在存在居間阻抗時使用負載電流估計來避免通過隔離屏障傳輸信號的代價。理想隔離轉換器利用輸入/輸出關係Iin= (IVm)XItjl^PVin= (πι/η)Χν_，其中m/n是隔離轉換器的電壓變換比或者「匝數比」。利用阻抗變換Zin= (I1Ai)2XZtjut,在理想隔離轉換器的輸出處的負載被理想地反映在其輸入處。因而如果在向負載連同它的旁路電容器一起供電的理想隔離轉換器的輸入處感測電流和電壓，則只要按照(n/m)2減少模擬信號處理塊中使用的電容的值，就仍然可以應用圖4的配置。但是實際隔離轉換器具有損耗。空載損耗使電流即使在負載未汲取電流時仍被汲取。雖然感測這一電流代表在確定負載電流時的誤差，但是命令來自PFC的附加電流無論如何都是正確響應，因而如果這是轉換器中的唯一不理想之處，則圖4的配置仍將提供正確行為。實際隔離轉換器也具有隨著負載增加而增加的損耗。可以用等效串聯電阻對這些損耗很好地建模，在該情況下，圖5的配置是適用的。在圖6中示出了能夠執行必需的信號處理的示例模擬電路。可以進行這裡公開的具體裝置和技術的諸多使用和變更而未脫離發明概念。因而本發明將解釋為涵蓋這裡公開的每個新穎特徵和新穎特徵組合併且僅由所附權利要求的
精神實質和範圍限制。
權利要求
1.一種功率因子校正電源，包括 受控電流源，用於向第一輸出端子提供具有穩定電流和穩定電壓的電功率； 電壓比較電流控制器；以及 控制電路，響應於在所述輸出端子的所述電流，所述控制電路與所述電壓比較電流控制器一起動作以使所述受控電流源增加或者減小在所述第一輸出端子的所述電流。
2.根據權利要求I所述的功率因子校正電源，所述控制電路包括測量在所述第一輸出端子的電流的電流傳感器。
3.根據權利要求2所述的功率因子校正電源，所述控制電路還包括 第二輸出端子，所述第一輸出端子和所述第二輸出端子用於容納電負載的端子； 旁路電容器，耦合所述第一輸出端子和所述第二輸出端子； 所述電流傳感器測量流過所述輸出電容器和流向所述輸出端子的組合電流； 電壓傳感器，感測在所述輸出端子的電壓； 導出電流計算器，在操作上耦合到所述電流傳感器和所述電壓傳感器以確定除了在所述旁路電容器中流動的電流之外的在所述輸出端子的所述電流。
4.根據權利要求3所述的功率因子校正電源，其中所述導出電流計算器根據下式確定除了在所述旁路電容器中流動的電流之外的在所述輸出端子的所述電流 其中L是除了在所述旁路電容器中流動的電流之外的在所述輸出端子的所述電流的 dv電流；IS是所述電流傳感器測量的電流；C是負載電容器的電容，並且是所述電壓傳感 al器感測的電壓關於時間的改變速率。
5.根據權利要求3所述的功率因子校正電源，還包括 功率因子校正波形整形器，耦合所述受控電流源與所述導出電流計算器，所述功率因子校正波形整形器接收關於供給所述功率因子校正電源的具有AC線路周期的AC線路輸入的信息作為輸入並且提供用於控制在所述AC線路周期上平均的輸出電流的信號。
6.根據權利要求5所述的功率因子校正電源， 其中所述電流傳感器和所述電壓傳感器分別測量在被電阻從所述第一輸出端子隔離的點的電流和電壓；並且 其中所述導出電流計算器還導出電壓校正，所述電壓校正修改向所述電壓比較電流控制器提供的電壓測量。
7.根據權利要求6所述的功率因子校正電源，其中根據下式確定所述電壓校正 Voltage_Correction = IsXR 其中Is是在所述電流感測的電流並且R是所述電阻。
8.一種用於操作功率因子校正電源的方法，包括 通過受控電流源提供在第一輸出端子的電壓和電流； 確定在所述第一輸出端子的所述電流； 基於在所述第一輸出端子處測量的電流來增加或者減小在所述第一輸出端子的所述電流而未增加或者減小所述電壓；並且包括測量在所述第一輸出端子的電流的電流傳感器。
9.根據權利要求8所述的方法，其中所述確定在所述第一輸出端子的所述電流包括導出除了在旁路電容器中流動的電流之外的在所述第一輸出端子的所述電流。
10.根據權利要求9所述的方法，其中所述導出除了在旁路電容器中流動的電流之外的在所述第一輸出端子的所述電流包括根據下式計算所述電流 其中L是除了在所述旁路電容器中流動的電流之外的在所述輸出端子的所述電流的 電流；Is是電流傳感器測量的電流；C是所述旁路電容器的電容，並且 是在所述第一輸 出端子的所述電壓關於時間的改變速率。
11.根據權利要求9所述的方法，還包括 測量在被電阻從所述第一輸出端子隔離的點的電流和電壓；並且 導出電壓校正，所述電壓校正修改向所述電壓比較電流控制器提供的電壓測量。
12.根據權利要求11所述的方法，包括根據下式導出所述電壓校正 Voltage_Correction = IsXR 其中Is是所述感測的電流並且R是所述電阻。
全文摘要
一種功率因子校正電源。該功率因子校正電源包括受控電流源，用於向第一輸出端子提供具有穩定電流和穩定電壓的電功率；電壓比較電流控制器；以及控制電路，響應於在輸出端子的電流，控制電路與電壓比較電流控制器一起動作以使受控電流源增加或者減少在第一輸出端子的電流。
文檔編號H02M1/42GK102792242SQ201180012283
公開日2012年11月21日 申請日期2011年2月24日 優先權日2010年3月4日
發明者T·希恩 申請人:伯斯有限公司